CN105207514A - 一种用于多相变频器的多相平顶波的生成方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于多相变频器的多相平顶波的生成方法，将多相变频器的各相依次设置为目标相，依次生成目标相对应的PWM波形以获取多相平顶波。目标相对应的PWM波形的生成方法，包括获取基波对应的正弦函数表达式；获取三次谐波对应的正弦函数表达式；利用等效面积法原理计算基波对应的正弦函数表达式和三次谐波对应的正弦函数表达式求和之后的，在载波周期内的PWM的等效脉冲宽度；判断PWM的等效脉冲宽度的方向；利用脉冲宽度和载波周期计算多相变频器中的对应的H桥中的IGBT模块的开启时刻和关断时刻。相对于现有技术而言，本方法可以为多相感应电机注入三次谐波，提高了多相感应电机的高铁磁材料利用率，获得更大输出转矩。

Description

一种用于多相变频器的多相平顶波的生成方法

技术领域

本发明涉及PWM技术领域，特别是涉及一种用于多相变频器的多相平顶波的生成方法。

背景技术

近年来，随着工业化进程的不断发展，多相电机因其具有电压电流选择范围大、转子损耗小、电磁转矩效果好、电机效率高、可降低直流电压纹波系数和脉动系数等特点被广泛关注研究。

多相变频器是驱动多相感应电机常用的设备，由于多相感应电机可通过注入低次谐波电流提高铁磁材料利用率，获得更大的输出转矩。因此，多相变频器的输出波形不再以正弦波为最优，而是以低次谐波注入后，与基波合成波形为最优。图1为现有技术的多相变频器的结构图。如图1所示，多相变频器包括：整流部分11、逆变部分12和主控制器13。逆变部分包括n个逆变模块，每个逆变模块包括m个逆变单元。也就是说，逆变部分包括m*n个逆变单元。各个逆变单元的组成相同。n为大于1的正整数，m为正整数。m与n的乘积等于多相变频器所驱动的多相感应电机的相数。该多相感应电机的相数大于3。当m等于1时，一个逆变模块中就包括一个逆变单元，即一个逆变单元构成一个逆变模块。此时，该逆变单元的正极性端子即为该逆变单元所属逆变模块的正极性端子，该逆变单元的负极性端子即为该逆变单元所属逆变模块的正极性端子。也就是说，当m＝1时，m*n个逆变单元是串联连接的。需要说明的是，图1仅是特定的一种多相变频器，并不代表本发明中提到的方法只能用于图1所示的多相变频器，任何具有H桥拓扑结构的全桥驱动的多相变频器均可以采用本发明提供的方法。

图2为图1中的一个逆变单元的结构图。如图2所示，逆变单元包括：直流平波电容21、单相全桥22和单元控制板23，单相全桥22包括4个IGBT(InsulatedGateBipolarTransistor)，分别为第一IGBT221、第二IGBT222、第三IGBT223和第四IGBT224，每个IGBT均携带有续流二极管，第一IGBT的发射极和第二IGBT的集电极相连接，第三IGBT的发射极和第四IGBT的集电极相连接，第一IGBT的集电极与第三IGBT的集电极相连，第二IGBT的发射极与第四IGBT的发射极相连；直流平波电容21的第一端与逆变单元的正极性端子相连，直流平波电容22的第二端与逆变单元的负极性端子相连；第一IGBT221和第三IGBT223的集电极公共端与逆变单元的正极性端子相连，第二IGBT222和第四IGBT224的发射极公共端与逆变单元的负极性端子相连；第一IGBT的发射极和第二IGBT的集电极的公共端作为逆变单元的第一输出端，第三IGBT的发射极和第四IGBT的集电极的公共端作为逆变单元的第二输出端；单元控制板23分别与第一IGBT、第二IGBT、第三IGBT和第四IGBT相连，用于对第一IGBT、第二IGBT、第三IGBT和第四IGBT进行控制。具体单元控制板23如何与第一IGBT、第二IGBT、第三IGBT或第四IGBT进行连接才能对第一IGBT、第二IGBT、第三IGBT或第四IGBT进行控制是本领域公知常识，这里不再赘述。

在实际应用中，为避免电机磁通饱和，必须在调整输出频率的同时调整输出电压，故低次谐波与基波合成波形无法直接供多相感应电机使用，需要对二者进行调制生成对应的平顶波。

由此可见，如何实现将低次谐波和基波进行调制，以生成对应的平顶波是本领域技术人员亟待解决的问题。

发明内容

本发明的目的是提供一种用于多相变频器的多相平顶波的生成方法，用于将低次谐波和基波进行调制，以生成对应的平顶波。

为解决上述技术问题，本发明提供一种用于多相变频器的多相平顶波的生成方法，其特征在于，将多相变频器的各相依次设置为目标相，依次生成所述目标相对应的PWM波形以形成所述多相平顶波，所述目标相对应的PWM波形的生成方法包括：

获取基波对应的正弦函数表达式；

获取三次谐波对应的正弦函数表达式；

利用等效面积法原理计算所述基波对应的正弦函数表达式和所述三次谐波对应的正弦函数表达式求和之后的，在载波周期内的PWM的等效脉冲宽度；

判断所述PWM的等效脉冲宽度的方向；

利用所述脉冲宽度和所述载波周期计算多相变频器中的对应的H桥中的IGBT模块的开启时刻和关断时刻；

其中，所述多相感应电机的相数大于3。

优选地，所述获取三次谐波对应的正弦函数表达式之后还包括：

获取所述三次谐波注入时所述PWM的波形面积。

优选地，所述目标相对应的PWM波形的生成方法还包括：

根据给定频率选择调制方式以确定所述载波周期；

根据所述给定频率和所述载波周期确定下一个载波周期内的角度变化。

优选地，所述开启时刻为所述载波周期与所述脉冲宽度的差值的一半。

优选地，所述关断时刻为所述载波周期与所述脉冲宽度的和值的一半。

优选地，所述多相感应电机相数为6相、所述多相变频器的相数为6相。

优选地，所述多相感应电机相数为9相、所述多相变频器的相数为9相。

优选地，所述多相感应电机相数为5相、所述多相变频器的相数为5相。

优选地，通过数字信号处理器DSP和可编程门阵列FPGA形成所述多相平顶波。

本发明所提供的用于多相变频器的多相平顶波的生成方法，将多相变频器的各相依次设置为目标相，依次生成目标相对应的PWM波形以获取多相平顶波。本发明提供的目标相对应的PWM波形的生成方法，利用等效面积法原理获得基波对应的正弦函数表达式和三次谐波对应的正弦函数表达式求和之后的，在载波周期内的PWM的等效脉冲宽度，然后再对等效脉冲宽度的正负加以判断，最后通过计算开启时刻和关断时刻来控制H桥中的IGBT模块的开启和关断。相对于现有技术中多相感应电机接收正弦波而言，本方法可以为多相感应电机注入三次谐波，提供了多相感应电机的高铁磁材料利用率，获得更大输出转矩。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例，下面将对实施例中所需要使用的附图做简单的介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为现有技术的多相变频器的结构图；

图2为图1中的一个逆变单元的结构图；

图3为本发明提供的一种目标相对应的平顶波生成方法的流程图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下，所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护范围。

本发明的核心是提供一种用于多相变频器的多相平顶波的生成方法。

为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步的详细说明。

在具体实施中，需要对多相变频器的各相依次进行平顶波生成，因此，需要按照一定的顺序依次将多相变频器的各相作为目标相。例如，如果多相变频器为4相，分别为第一相、第二相、第三相和第四相。则首先将第一相作为目标相，然后依次是第二相、第三相和第四相。对于每一个目标相的平顶波的生成方法均相同。

图3为本发明提供的一种目标相对应的PWM波形生成方法的流程图。目标相对应的PWM波形生成方法包括：

s10：获取基波对应的正弦函数表达式。

在具体实施中，基波对应的正弦函数表达式可以为：U＝U_msinωt，其中，U_m为基波对应的幅值；ω为基波对应的角速度。

s11：获取三次谐波对应的正弦函数表达式。

三次谐波对应的正弦函数表达式可以为：U_m1sin3ωt，其中，U_m1为三次谐波对应的幅值。

s12：利用等效面积法原理计算基波对应的正弦函数表达式和三次谐波对应的正弦函数表达式求和之后的，在载波周期内的PWM的等效脉冲宽度。

当基波叠加三次谐波后，形成的调制波的表达式可以表示为：U＝U_msinωt+U_m1sin3ωt。

在载波周期内，例如t时刻至(t+Δt)时刻，调制波对应的面积记为S₁，PWM脉冲对应的面积记为S₂。

则 $S_1={\∫}_t^{t+\mathrm{\Δ}t}(\left(U_{m}sin\mathrm{\ω}t+U_{m1}sin3\mathrm{\ω}t\right)dt$

$=\frac{1}{\mathrm{\ω}}|\[U_{m}cos\mathrm{\ω}t-cos\mathrm{\ω}(t+\mathrm{\Δ}t)\]+\frac{U_{m1}}{3}\[cos3\mathrm{\ω}t-cos3\mathrm{\ω}(t+\mathrm{\Δ}t)\]|;$

需要说明的是，在获取三次谐波对应的正弦函数表达式之后还包括：获取三次谐波注入时PWM的波形面积。

S₂＝δ_i×U_s，其中，δ_i为等效脉冲宽度；U_s为载波幅值。

根据等效面积法原理，则S₁＝S₂，

$\begin{array}{c}{\mathrm{\δ}}_i=\frac{U_m}{{\mathrm{\ωU}}_S}|\[cos\mathrm{\ω}t-cos\mathrm{\ω}(t+\mathrm{\Δ}t)\]+\frac{U_{m1}}{3U_m}\[cos3\mathrm{\ω}t-cos3\mathrm{\ω}(t+\mathrm{\Δ}t)\]|\\ =\frac{U_m}{{\mathrm{\ωU}}_S}|\[cos\frac{k\mathrm{\π}}{N}-cos\mathrm{\ω}\frac{(k+1)\mathrm{\π}}{N}\]+\frac{U_{m1}}{3U_m}\[cos\frac{3k\mathrm{\π}}{N}-cos\frac{3(k+1)\mathrm{\π}}{N}\]|\\ =\frac{M}{2\mathrm{\π}f}|\[cos\frac{k\mathrm{\π}}{N}-cos\mathrm{\ω}\frac{(k+1)\mathrm{\π}}{N}\]+\frac{U_{m1}}{3U_m}\[cos\frac{3k\mathrm{\π}}{N}-cos\frac{3(k+1)\mathrm{\π}}{N}\]|\end{array}$

式中，令调制比k为第k次取样；N为半个周期对正弦波的采样次数；f为给定频率。

很显然，目标相对应的PWM波形的生成方法还包括：

根据给定频率选择调制方式以确定载波周期；

根据给定频率和载波周期确定下一个载波周期内的角度变化。

此处，角度变化是指，在给定频率f下，下一载波周期过后，角度(即ωt)的跨度。

s13：判断PWM的等效脉冲宽度的方向。

当步骤s12中获取了等效脉冲宽度之后，需要判断该脉冲宽度对应的方向。判断的方法可以以基波瞬时值的正负作为参考：

当基波瞬时值为正时，通过控制对应的H桥的左上，右下的IGBT导通以形成正向的波形；当基波瞬时值为负时，通过控制对应的H桥的左下，右上的IGBT导通以形成负向的波形。

需要说明的是上述判断正负的方法只是一种具体的表现形式，并不代表只有这一种。

s14：利用脉冲宽度和载波周期计算多相变频器中的对应的H桥中的IGBT模块的开启时刻和关断时刻。

脉冲宽度总是小于等于载波周期，故还需确定脉冲的起止时刻，以确定相应的H桥中的IGBT模块的开启时刻和关断时刻。一般来说，该环节还需综合考虑死区时间设置等通用技术领域的因素，不赘述。可以选择脉冲宽度与载波周期居中对称的方式，该方式具有实现方式简单，波形对称，谐波含量低的优点。

开启时刻为载波周期与脉冲宽度的差值的一半，即

关断时刻为载波周期与脉冲宽度的和值的一半，即

其中，多相感应电机相数为6相、多相变频器的相数为6相；或者多相感应电机相数为9相、多相变频器的相数为9相；或者多相感应电机相数为5相、多相变频器的相数为5相。

将多相变频器的各相依次设置为目标相，按照上述步骤，依次生成目标相对应的PWM波形以形成所述多相平顶波。需要说明的是，由于每相之间依次存在相差α，因此在基波对应的正弦函数表达式中需要将ωt变为ωt+α、ωt+2α、…、ωt+(n-1)α。其中，n表示总相数。

本发明提供的用于多相变频器的多相平顶波的生成方法，通过对每相的基波和三次谐波生成PWM波形以形成所述多相平顶波。本发明提供的目标相对应的PWM波形的生成方法，利用等效面积法原理获得基波对应的正弦函数表达式和三次谐波对应的正弦函数表达式在载波周期内的PWM的等效脉冲宽度，然后再对等效脉冲宽度的正负加以判断，最后通过计算开启时刻和关断时刻来控制H桥中的IGBT模块的开启和关断。相对于现有技术中多相感应电机接收正弦波而言，本方法可以为多相感应电机注入三次谐波，提高了多相感应电机的高铁磁材料利用率，获得更大输出转矩。

本发明具体实施例中的步骤可以通过DSP(数字信号处理器)和FPGA(可编程门阵列)形成多相平顶波。以多相感应电机为6相为例，具体执行过程如下：

1、DSP执行过程

首先，进行初始化，给定输入参数。DSP以中断的方式，定时计算下一个载波周期的波形参数，并根据计算结果，调整下次触发中断的时间。

具体来说，系统初始化时，设定中断触发时间为异步调制下的载波周期。首次中断程序运行中，以初始化的输入参数进行波形参数计算，除计算载波周期、脉冲宽度、正负半周标志位外，还将中断触发时间更改为计算所得的载波周期，将当前角度从0更新为一个载波周期之后的角度值。此后，每次中断程序运行时，首先根据给定频率选择同步调制还是异步调制，如果是异步调制，载波周期是固定值，如果是同步调制还需根据频率的不同确定不同的载波比，进而确定不同的载波周期。

然后，根据给定频率、载波周期，确定下一载波周期内的角度变化。

第三，根据角度变化、设定的基波幅值、三次谐波幅值等参数计算第一相脉冲宽度。

第四，同理计算其它五相脉冲宽度。

第五，根据各相基波瞬时值给出各相正负半周标志位。

第六，设置数据更新位，便于FPGA更新数据。

第七，将中断触发时间更改为计算所得的载波周期，将当前角度更新为载波周期之后的角度值，便于下次计算。

在主程序中将通过中断程序计算的载波周期、脉冲宽度、正负半周标志位等结果送入数据交换区供FPGA读取。

2、FPGA执行过程

将读入的脉冲宽度、正负半周标志位等数据进行FIFO缓冲处理，以消除运算延迟、通讯延迟等因素引起的时间偏差。具体来说，当数据更新位变化时，将新数据写入堆栈；当一个载波周期结束时，读出数据，根据新数据中载波周期的长度开始新的载波周期计时，如此往复。

根据读取指针所处的位置，对载波周期的值进行微秒级的微调，防止堆栈读空或写满。具体来说，当堆栈临近读空时，增大载波周期的值，减缓读取速度；当堆栈临近写满时，减小载波周期的值，增快读取速度。

读取数据后，根据再结合死区时间等因素，确定开通、关断时间。

根据正负半周标志位选择H桥中导通的IGBT，具体选择方式与IGBT驱动方式有关，不再赘述。

至此，波形生成完毕。

以上对本发明所提供的用于多相变频器的多相平顶波的生成方法进行了详细介绍。本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。

Claims (9)

1.一种用于多相变频器的多相平顶波的生成方法，其特征在于，将多相变频器的各相依次设置为目标相，依次生成所述目标相对应的PWM波形以形成所述多相平顶波，所述目标相对应的PWM波形的生成方法包括：

获取基波对应的正弦函数表达式；

获取三次谐波对应的正弦函数表达式；

利用等效面积法原理计算所述基波对应的正弦函数表达式和所述三次谐波对应的正弦函数表达式求和之后的，在载波周期内的PWM的等效脉冲宽度；

判断所述PWM的等效脉冲宽度的方向；

利用所述脉冲宽度和所述载波周期计算多相变频器中的对应的H桥中的IGBT模块的开启时刻和关断时刻；

其中，所述多相感应电机的相数大于3。

2.根据权利要求1所述的用于多相变频器的多相平顶波的生成方法，其特征在于，所述获取三次谐波对应的正弦函数表达式之后还包括：

获取所述三次谐波注入时所述PWM的波形面积。

3.根据权利要求2所述的用于多相变频器的多相平顶波的生成方法，其特征在于，所述目标相对应的PWM波形的生成方法还包括：

根据给定频率选择调制方式以确定所述载波周期；

根据所述给定频率和所述载波周期确定下一个载波周期内的角度变化。

4.根据权利要求1所述的用于多相变频器的多相平顶波的生成方法，其特征在于，所述开启时刻为所述载波周期与所述脉冲宽度的差值的一半。

5.根据权利要求4所述的用于多相变频器的多相平顶波的生成方法，其特征在于，所述关断时刻为所述载波周期与所述脉冲宽度的和值的一半。

6.根据权利要求1所述的用于多相变频器的多相平顶波的生成方法，其特征在于，所述多相感应电机相数为6相、所述多相变频器的相数为6相。

7.根据权利要求1所述的用于多相变频器的多相平顶波的生成方法，其特征在于，所述多相感应电机相数为9相、所述多相变频器的相数为9相。

8.根据权利要求1所述的用于多相变频器的多相平顶波的生成方法，其特征在于，所述多相感应电机相数为5相、所述多相变频器的相数为12相。

9.根据权利要求1-8任意一项所述的用于多相变频器的多相平顶波的生成方法，其特征在于，通过数字信号处理器DSP和可编程门阵列FPGA形成所述多相平顶波。