CN103427666B - 一种双级矩阵变换器的载波调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种双级矩阵变换器的载波调制方法，该方法应用控制系统对电网电压进行采样，根据整流级输入电流空间矢量在所在扇区内的相对位置角计算有效电流矢量及零矢量的占空比，根据有效电流矢量及零矢量的占空比计算整流级的调制信号；计算一个调制周期内直流母线电压的等效平均值，并结合有效电流矢量的占空比及零矢量的占空比计算逆变级调制信号；根据整流级、逆变级的调制信号生成所述双级矩阵变换器的整流级功率开关、逆变级功率开关的控制信号。该方法以电流空间矢量为基础，进行载波调制，抑制了窄脉冲的产生，抑制输入电压不平衡，简化了双级式矩阵变换器的调制过程，具有良好的应用前景和实用价值。

Description

一种双级矩阵变换器的载波调制方法

技术领域

本发明属于交流电能变换装置技术领域，具体涉及三相交流变频领域的双级式矩阵变换器的载波调制方法。

背景技术

双级式矩阵变换器的主功率电路拓扑如图1所示。它由6组双向功率开关构成的整流级和6组单向功率开关构成的逆变级级联而成。其中SX表示连接X相与直流母线正极P的功率开关，SX`表示连接X相与直流母线负极N的功率开关，X可以为输入端的A、B、C三相，也可为输出端的U、V、W三相。双级式矩阵变换器的输入端为A、B、C，一般连接至三相电网，输出端为U、V、W，一般连接至交流电机或感性负载设备。

双级式矩阵变换器的主流调制方法有双空间矢量调制和载波调制两种，其中双空间矢量调制方法的实施需要进行多次扇区划分以及复杂的矢量排序，计算过程复杂。

载波调制通过选取合适的载波与调制波交截产生PWM信号来控制功率开关的通断，其在实施过程中可自动产生所需要的矢量并维持相应的时间，更易于硬件实现，因此具有广泛的应用前景。

对双级式矩阵变换器而言，载波调制过程分为整流级调制和逆变级调制，传统的载波调制方法如图2所示。图中d_I为整流级调制信号，三角载波的幅值从0到1变化，周期与采样周期相同，d_I与三角波交截可生成整流级两斩波相功率开关的开关信号；逆变级使用非对称的三角波作为载波，该种载波使用不同的上升斜率和下降斜率以保证时序上与整流级的同步，载波周期为采样周期的一半，调制信号u_Uref、u_Vref、u_Wref与逆变级载波交截可生成对应输出桥臂的开关信号。在载波固定的情况下，调制信号的计算显得十分重要，传统的载波调制信号计算过程如下：

(1)整流级调制信号计算：

设三相输入电压分别为u_A、u_B、u_C，记输入电压的最大值为u_imax，输入电压的最小值为u_imin，输入电压的中间值为u_imid；整流级调制将选取两种较大的线电压使之出现在直流侧，控制两种线电压的出现时间保证输入电流的正弦。取绝对值最大的相，若该相电压符号为正，则在调制周期内该相始终连接至直流母线的正极，另外两相交替连接至直流母线负极，交替导通的功率开关的占空比分别为

$\left\{\begin{array}{c}{d}_I={-u}_{i\min }/u_{i\max }\\ d_{\mathrm{II}}={-u}_{\mathrm{imid}}/u_{i\max }\end{array}\right.---\left(2.1\right)$

d_I对应电压幅值最小相的功率开关的占空比，d_II对应电压幅值中间相的功率开关的占空比。

若绝对值最大相电压符号为负，则在调制周期内该相始终连接至直流母线的负极，另外两相交替连接至直流母线正极，交替导通的功率开关的占空比分别为

$\left\{\begin{array}{c}{d}_I={-u}_{i\max }/u_{i\min }\\ d_{\mathrm{II}}={-u}_{\mathrm{imid}}/u_{i\min }\end{array}---\left(2.2\right)\right.$

其中，d_I对应电压幅值最大相的功率开关的占空比，d_II对应电压幅值中间相的功率开关的占空比。

整流级调制信号d_I与三角载波交截可以得到一对互补的PWM信号，这对互补信号可作为占空比与之对应的功率开关的开关信号。

(2)逆变级调制：

首先计算出整流级两种开关状态对应的两种直流侧电压u_I、u_II，结合式(2.1)、(2.2)计算一个调制周期内直流母线电压的平均值

U_PN=u_Id_I+u_IId_II(2.3)

设三相期望输出电压分别为u_U、u_V、u_W，计算得到逆变级三相调制信号：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{Uref}}=2\·\frac{u_U+u_{\mathrm{offset}}}{U_{\mathrm{PN}}}\\ u_{\mathrm{Vref}}=2\·\frac{u_V+u_{\mathrm{offset}}}{U_{\mathrm{PN}}}\\ u_{\mathrm{Wref}}=2\·\frac{u_W+u_{\mathrm{offset}}}{U_{\mathrm{PN}}}\end{array}\right.---\left(2.4\right)$

其中u_offset为各相调制信号中注入的偏置电压，通过选取合适的偏置电压，可以提高电压利用率。当选取u_offset=-(u_max+u_min)/2时，可起到与标准空间矢量调制等效的作用效果。u_max为u_U、u_V、u_W中的最大值，u_min为u_U、u_V、u_W中的最小值。

最后三相调制信号与变斜率载波交截可以得到对应输出桥臂的开关信号。

运用上述调制方法，存在以下缺点：

（1）整流级产生窄脉冲，开关脉冲过窄会使功率开关在未完全开通时关断，从而使开关失效。通常采用的对调制信号进行限幅的方法会影响输出电压及输入电流的波形质量。

（2）输入级不平衡工况，扇区判断出现混乱，输入电压的波形畸变会影响输出电压。

（3）现有方法变斜率载波不容易通过DSP实现，增加了实施难度。

现有技术中的调制方法会出现的具体问题，可参考以下文献：

[1]PohChiangLoh,RunjieRong,F.BlaabjergandPengWang,“DigitalCarrierModulationandSamplingIssuesofMatrixConverters,”,IEEETrans.OnPowerElectro.,vol.24,no.7,pp.1690-1700,July2009.

[2]X.Liu,P.Wang,P.C.LohandF.Blaabjerg,“ACompactThree-PhaseSinglenput/DualOutputsMatrixConverter”IEEETrans.onIndustrialElectronics,vol.59,o.1,pp.6-16,Jan.2012.

发明内容

本发明所要解决的技术问题是：提供一种双级矩阵变换器的载波调制方法，解决了现有技术中的调制方法产生整流级窄脉冲及输入不平衡工况下输出波形产生畸变的问题。

本发明为解决上述技术问题，采用如下技术方案：

一种双级矩阵变换器的载波调制方法，所述双级矩阵变换器包括整流级、逆变级；所述整流级包括六组双向功率开关组成的三相桥式整流电路，所述逆变级包括六组功率开关组成的三相逆变桥；该方法包括如下步骤：

步骤1.计算整流级调制信号d_I，计算公式如下：

d_I=d_m+d₀/2

其中，d_m为有效电流矢量I_m的占空比；d₀为零矢量的占空比；d_m、d₀的计算公式如下：

$\left\{\begin{array}{c}{d}_m=m_c\sin (\mathrm{\π}/3-{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{sc}})\\ d_n=m_c\sin {\mathrm{\θ}}_{\mathrm{sc}}\\ d_0=1-d_m-d_n\end{array}\right.$

其中，d_n为有效电流矢量I_n的占空比；m_c为整流级调制比；θ_sc为输入电流空间矢量在所在扇区内的相对位置角；m、n为有效电流矢量的标号，m=1、2、……、6，n=1、2、……、6，且m不等于n；

步骤2.计算逆变级调制信号，计算公式如下：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{Uref}1}={2d}_m\·\frac{u_U+u_{\mathrm{offset}}}{U_{\mathrm{PN}}}-d_n-d_0/2\\ u_{\mathrm{Vref}1}={2d}_m\·\frac{u_V+u_{\mathrm{offset}}}{U_{\mathrm{PN}}}-d_n-d_0/2\\ u_{\mathrm{Wref}1}={2d}_m\·\frac{u_W+u_{\mathrm{offset}}}{U_{\mathrm{PN}}}-d_n-d_0/2\end{array}\right.$

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{Uref}2}={-2d}_n\·\frac{u_U+u_{\mathrm{offset}}}{U_{\mathrm{PN}}}+d_m+d_0/2\\ u_{\mathrm{Vref}2}={-2d}_n\·\frac{u_V+u_{\mathrm{offset}}}{U_{\mathrm{PN}}}+d_m+d_0/2\\ u_{\mathrm{Wref}2}={-2d}_n\·\frac{u_W+u_{\mathrm{offset}}}{U_{\mathrm{PN}}}+d_m+d_0/2\end{array}\right.$

其中，u_Uref1、u_Uref2分别为逆变级U相调制信号；u_Vref1、u_Vref2分别为逆变级V相调制信号；u_Wref1、u_Wref2分别为逆变级W相调制信号；u_U、u_V、u_W分别为三相期望输出电压；u_offset为预先设定的偏置电压；U_PN为直流母线电压的等效平均值，U_PN的计算公式如下：

U_PN=u_md_m+u_nd_n

其中，u_m为有效电流矢量I_m对应的直流侧电压；u_n为有效电流矢量I_n对应的直流侧电压；

步骤3.运用整流级调制信号d_I与预先设定的整流级三角载波交截生成PWM信号，控制所述整流级的六组双向功率开关；并运用逆变级的调制信号u_Uref1、u_Vref1、u_Wref1、u_Uref2、u_Vref2、u_Wref2分别与预先设定的逆变级三角载波交截生成PWM信号，控制逆变级的六组功率开关。

所述整流级三角载波幅值从0到1变化，载波周期与调制周期相同；所述逆变级三角载波幅值从-1到1变化，载波周期与调制周期相同。

u_offset=-(u_max+u_min)/2，其中，u_max为u_U、u_V、u_W中的最大值，u_min为u_U、u_V、u_W中的最小值。

与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：

1、本发明所提方法实施简单，调制过程在一定程度上抑制了窄脉冲的产生。调制过程避免了对整流级调制信号的限幅处理，保证了输入输出波形的质量。

2、在输入电压不平衡情况可抑制输出电压畸变。

3、运用三角载波并辅助一定的数字电路，实现了双级式矩阵变换器的调制，简化了双级式矩阵变换器的调制过程，具有良好的应用前景和实用价值。

附图说明

图1为现有技术的双级式矩阵变换器主功率电路拓扑。

图2为现有技术的双级式矩阵变换器传统载波调制方法示意图。

图3为本发明的双级式矩阵变换器输入电流空间矢量示意图。

图4(a)为整流级逆变级同步控制波形图。

图4(b)为整流级调制波形图。

图4(c)为逆变级U相调制波形图。

图5为本发明的实施示意图。

图6(a)为现有技术的整流级调制信号Ⅰ的波形。

图6(b)为现有技术的整流级调制信号Ⅱ的波形。

图7(a)为本发明的整流级调制信号Ⅰ的波形。

图7(b)为本发明的整流级调制信号Ⅱ的波形。

图8(a)为输入不平衡电压的波形。

图8(b)为采用传统载波调制方法得到的输出电压波形。

图8(c)为采用本发明所提载波调制方法得到的输出电压波形。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的技术方案进行详细说明：

本发明的实施方式包括以下步骤：

(1)整流级调制信号及开关信号生成：

在每个采样调制周期的初始时刻，检测得到三相输入电压值：

U_in=(u_A,u_B,u_C)^T(5.1)

通过Clark变换得到α-β坐标系下两相输入电压u_iα、u_iβ，其表达式为：

$\left(\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{i\α}}\\ u_{\mathrm{i\β}}\end{array}\right)=\frac{2}{3}\left(\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{u}_A\\ u_B\\ u_C\end{array}\right)---\left(5.2\right)$

通过计算得到输入电压空间矢量在α-β坐标系中的相角位置：

${\mathrm{\&alpha;}}_i=\begin{array}{c}\end{array}\left\{\begin{array}{cc}\arctan \frac{u_{\mathrm{i\&beta;}}}{u_{\mathrm{i\&alpha;}}},& u_{\mathrm{i\&alpha;}}>0\\ \arctan \frac{u_{\mathrm{i\&beta;}}}{u_{\mathrm{i\&alpha;}}}+\mathrm{\&pi;},& u_{\mathrm{i\&alpha;}}<0\\ \frac{\mathrm{\&pi;}}{2},& u_{\mathrm{i\&alpha;}}=0,u_{\mathrm{i\&beta;}}>0\\ \frac{3\mathrm{\&pi;}}{2},& u_{\mathrm{i\&alpha;}}=0,u_{\mathrm{i\&beta;}}<0\end{array}\right.---\left(5.3\right)$

结合事先设定的输入功率因数角根据表5.1可以判断电流空间矢量所在扇区。确定输入电流空间矢量的扇区号I_seq以及参与调制的开关，计算得到两斩波控制的功率开关的占空比d_m、d_n以及零矢量的占空比分别为：

$\left\{\begin{array}{c}{d}_m=\frac{T_m}{T_s}=m_c\sin (\frac{\mathrm{\&pi;}}{3}-{\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{sc}})\\ d_n=\frac{T_n}{T_s}=m_c\sin {\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{sc}}\\ d_0=\frac{T_0}{T_s}=1-d_m-d_n\end{array}---\left(5.4\right)\right.$

其中T_m为一个调制周期内有效电流矢量I_m对应的时间，T_n为一个调制周期内有效电流矢量I_n对应的时间，T₀为一个调制周期内零矢量对应的时间，T_s为调制周期，m_c为整流级调制比，其在0-1之间取值，通常取1；θ_sc为输入电流空间矢量所在扇区的相对位置角：

函数mod(a,b)的结果为a除以b得到的余数。

根据式(5.4)计算得到整流级的调制信号

d_I=d_m+d₀/2(5.6)

所用载波调制方法整流级和逆变级协调控制的示意图如图4(a)所示，从图4(a)可以看出，由于整流级对零矢量重新进行了调整，整流级三角载波幅值从0到1变化，载波周期与调制周期相同，逆变级的载波信号相应也需要做一定调整，以保证与整流级在时序上的同步，该同步过程在形式上表现为逆变级的载波形状由变斜率三角波变为了变斜率平顶波，两边平顶占总长度的比例是d₀/8，中间三段平顶占总长度的比例是d₀/4，逆变级三角载波幅值从-1到1变化，载波周期与调制周期相同。

整流级的调制信号d_I与三角载波交截可得到一对互补的PWM信号PWM1和PWM2，如图4(b)所示。图中PWM1在调制信号高于三角载波时有效，PWM2在调制信号低于三角载波时有效。由占空比的对应关系可知，PWM1可作为与I_m有关的双向功率开关的控制信号，PWM2可作为与I_n有关的双向功率开关的控制信号。

如图1、图3所示，参考电流矢量I_ref位于第I扇区，则所使用的基本电流矢量为I₆(1-10)和I₁(10-1)，对应开关状态为A相上桥臂双向功率开关恒通，B、C相下桥臂交替连接到直流侧的负极，PWM1和PWM2将作为对应I₆(1-10)和I₁(10-1)的双向功率开关的控制信号。因双向功率开关SB`对应I<sub>6</sub>(1-10)，PWM1作为SB`的控制信号，双向功率开关SC`对应I<sub>1</sub>(10-1)，PWM2作为SC`的控制信号。

表5.1扇区划分及电流矢量处于各扇区内各开关的状态

(2)逆变级调制信号及开关信号生成:

由表5.1、表5.2获取得到两电流矢量作用所对应的直流母线的电压u_m和u_n所对应的电压值，结合式(5.4)可计算出一个调制周期内直流母线电压的等效平均值

U_PN=u_md_m+u_nd_n(5.7)

表5.2不同电流矢量对应的母线电压

设三相期望输出电压分别为u_U、u_V、u_W，通过以下公式计算出两组调制信号

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{Uref}1}=2d_m\&CenterDot;\frac{u_U+u_{\mathrm{offset}}}{U_{\mathrm{PN}}}-d_n-d_0/2\\ u_{\mathrm{Vref}1}=2d_m\&CenterDot;\frac{u_V+u_{\mathrm{offset}}}{U_{\mathrm{PN}}}-d_n-d_0/2\\ u_{\mathrm{Wref}1}=2d_m\&CenterDot;\frac{u_W+u_{\mathrm{offset}}}{U_{\mathrm{PN}}}-d_n-d_0/2\end{array}\right.---(5.8)$

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{Uref}2}=-2d_n\&CenterDot;\frac{u_U+u_{\mathrm{offset}}}{U_{\mathrm{PN}}}+d_m+d_0/2\\ u_{\mathrm{Vref}2}=-2d_n\&CenterDot;\frac{u_V+u_{\mathrm{offset}}}{U_{\mathrm{PN}}}+d_m+d_0/2\\ u_{\mathrm{Wref}2}=-2d_n\&CenterDot;\frac{u_W+u_{\mathrm{offset}}}{U_{\mathrm{PN}}}+d_m+d_0/2\end{array}---\left(5.9\right)\right.$

其中u_offset为各相调制信号中注入的偏置电压，通过选取合适的偏置电压，可以提高电压利用率。

当选取u_offset=-(u_max+u_min)/2时，可起到与标准空间矢量调制等效的作用效果，u_max为u_U、u_V、u_W中的最大值，u_min为u_U、u_V、u_W中的最小值。

设调制信号高于三角载波时有效，将以上调制信号分别与6组三角载波交截得到6组PWM信号，分别记为PWMU1，PWMV1，PWMW1，PWMU2，PWMV2，PWMW2。其中三角载波从-1到1变化，频率与调制周期一致。三相输出桥臂上功率开关的控制信号可以通过以下关系得到：

PWMX=NXOR(PWMX1，PWMX2)(X可取U、V、W)(5.10)

当X取U时即表示，U相上桥臂功率开关信号PWMU可由PWMU1和PWMU2经同或得到，下桥臂功率开关信号与上桥臂功率开关信号互补(并加入一定的死区)，V相W相类似。具体实现过程如图4(c)所示，图中u_Uref1与三角载波交截得到PWMU1，u_Uref2与三角载波交截得到PWMU2，最终U相桥臂上功率开关管的控制信号PWMU可由PWMU1和PWMU2经“同或”得到。

PWMU1与PWMU2同或得到的PWMU,用于控制U相上桥臂功率开关；PWMU取反得到PWMU`,用于控制U相下桥臂功率开关；PWMV1与PWMV2同或得到的PWMV,用于控制V相上桥臂功率开关；PWMV取反得到PWMV`，用于控制V相下桥臂功率开关；PWMW1与PWMW2同或得到的PWMW,用于控制W相上桥臂功率开关；PWMW取反得到PWMW`，用于控制W相下桥臂功率开关。

如图5所示，为本发明载波调制的硬件框图，由DSP实现初始PWM信号的产生，通过CPLD实现同或、取反等逻辑运算，整流级功率开关信号的分配，以及换流死区的产生。

本发明载波调制方法仿真进行验证过程及与现有技术的对比结果如下：

整流级调制信号不在0或1处取值，从而避免了整流级窄脉冲的产生，并且在三相输入电压不平衡条件下，改进的载波调制方法能够保证输出电压波形的质量。

采用本发明所述方法的双级矩阵变换器的波形及现有技术的波形对比，两个整流级调制信号分别为d_I，1-d_I，其中，图6(a)、图6(b)为现有技术的两个整流级调制信号的波形，图7(a)、7(b)为本发明的整流级调制信号的波形；从图中可看出，本发明的波形图中，整流级调制信号的幅值小于现有技术的幅值，从而可以避免对调制信号的限幅处理，提高输入电流质量。图8(a)为输入不平衡电压的波形,图8(b)为采用传统载波调制方法得到的输出电压的波形，图8(c)为采用本发明所提载波调制方法得到的输出电压的波形。从图中结果可以看出，在相同输入的情况下，现有技术的输出波形因扇区判断问题产生明显的畸变，而本发明的输出波形均匀平滑，可输出正常的三相正弦电压。

本发明所提方法不仅可以简化调制过程，而且实施更简便，在此基础上还可以有效避免对整流级的调制信号的限幅处理，从而提高输入电流质量，并能有效改善双级式矩阵变换器在电网电压非正常工况时的输出波形。

本发明不仅局限于上述具体实施方式，本领域一般技术人员根据实施例和附图公开的内容可以采用其他多种具体实施方法实施本发明，因此，凡是采用本发明的设计结构和思路，做一些简单的变化或更改的设计，都落入本发明的保护范围。

Claims (3)

1.一种双级矩阵变换器的载波调制方法，所述双级矩阵变换器包括整流级、逆变级；所述整流级包括六组双向功率开关组成的三相桥式整流电路，所述逆变级包括六组功率开关组成的三相逆变桥；其特征在于：该方法包括如下步骤：

步骤1.计算整流级调制信号d_I，计算公式如下：

d_I=d_m+d₀/2

其中，d_m为有效电流矢量I_m的占空比；d₀为零矢量的占空比；d_m、d₀的计算公式如下：

$\left\{\begin{array}{c}{d}_m=m_c\sin (\mathrm{\&pi;}/3-{\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{sc}})\\ d_n=m_c\sin {\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{sc}}\\ d_0=1-d_m-d_n\end{array}\right.$

其中，d_n为有效电流矢量I_n的占空比；m_c为整流级调制比；θ_sc为输入电流空间矢量在所在扇区内的相对位置角；m、n为有效电流矢量的标号，m=1、2、……、6，n=1、2、……、6，且m不等于n；

步骤2.计算逆变级调制信号，计算公式如下：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{Uref}1}=2d_m\&CenterDot;\frac{u_U+u_{\mathrm{offset}}}{U_{\mathrm{PN}}}-d_n-d_0/2\\ u_{\mathrm{Vref}1}=2d_m\&CenterDot;\frac{u_V+u_{\mathrm{offset}}}{U_{\mathrm{PN}}}-d_n-d_0/2\\ u_{\mathrm{Wref}1}=2d_m\&CenterDot;\frac{u_W+u_{\mathrm{offset}}}{U_{\mathrm{PN}}}-d_n-d_0/2\end{array}\right.$

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{Uref}2}=-2d_n\&CenterDot;\frac{u_U+u_{\mathrm{offset}}}{U_{\mathrm{PN}}}+d_m+d_0/2\\ u_{\mathrm{Vref}2}=-2d_n\&CenterDot;\frac{u_V+u_{\mathrm{offset}}}{U_{\mathrm{PN}}}+d_m+d_0/2\\ u_{\mathrm{Wref}2}=-2d_n\&CenterDot;\frac{u_W+u_{\mathrm{offset}}}{U_{\mathrm{PN}}}+d_m+d_0/2\end{array}\right.$

其中，u_Uref1、u_Uref2分别为逆变级U相调制信号；u_Vref1、u_Vref2分别为逆变级V相调制信号；u_Wref1、u_Wref2分别为逆变级W相调制信号；u_U、u_V、u_W分别为三相期望输出电压；u_offset为预先设定的偏置电压；U_PN为直流母线电压的等效平均值，U_PN的计算公式如下：

U_PN=u_md_m+u_nd_n

其中，u_m为有效电流矢量I_m对应的直流侧电压；u_n为有效电流矢量I_n对应的直流侧电压；

步骤3.运用整流级调制信号d_I与预先设定的整流级三角载波交截生成PWM信号，控制所述整流级的六组双向功率开关；并运用逆变级的调制信号u_Uref1、u_Vref1、u_Wref1、u_Uref2、u_Vref2、u_Wref2分别与预先设定的逆变级三角载波交截生成PWM信号，控制逆变级的六组功率开关。

2.根据权利要求1所述的双级矩阵变换器的载波调制方法，其特征在于：

所述整流级三角载波幅值从0到1变化，载波周期与调制周期相同；所述逆变级三角载波幅值从-1到1变化，载波周期与调制周期相同。

3.根据权利要求1或2所述的双级矩阵变换器的载波调制方法，其特征在于：

u_offset=-(u_max+u_min)/2，其中，u_max为u_U、u_V、u_W中的最大值，u_min为u_U、u_V、u_W中的最小值。