CN1052011A - 产生频率调制的方法和设备 - Google Patents

Abstract

为了避免在用一个时间上离散的调制信号对一 个时间上离散的载频信号进行频率调制期间由高频 调制信号分量在有用频带中产生混淆频率，本发明把 调制信号分成了低频分量和高频分量。低频调制信 号分量用来进行常规的频率调制，高频调制信号则用 来进行窄带频率调制。再把这二个频率调制产生的 信号加以结合。

Description

产生频率调制的方法和设备

本发明涉及一种用一个表示为各个时间上离散的取样值的调制信号对一个载频信号进行频率调整的方法和设备。具体地说，本发明涉及一种在载频信号和调制信号均呈二进制编码形式的情况下产生频率调制的方法。

自从能在很高的时钟频率下工作的数字集成电路出现以来，视频信号处理的数字化在电视接收机和录像机的设计中起到了相当大的作用。1984年第57期的“ElektronikSonderheft(电子分册)”中的第97至100页中描述道：在录像机中把原先是幅度调制的复合彩色信号中的亮度信息进行频率调制后，再记录在磁带上该出版物中还示出了一个数字FM调制器的示意图。该调整器包括一个第一加法器，调制信号以数字形式送入该加法器中。第一加法器之后是一个积分器，该积分器包括一个第二加法器、存贮器、和从存贮器输出端到第二加法器的反馈通路。与积分器的输出端相连的是一个正弦表，该正弦表的输出构成了该数字FM调制器的输出。

如果用这样数字FM调制器会产生与取样频率相比而言比较高的频率分量的话，就会产生很高的边带。这些边带(即所谓的混淆(alias)信号)的频率可能落回到有用频带中。因此，它们无法用后续的滤波器来去除。

本发明的目的就是提供一种从一开始就防止这些混淆信号产生的产生频率调制的方法。

本发明基于下面的基本设想：即把调制信号分解成一个低频分量和一个高频分量，再对这二个信号分离与不同的方式进行调制。不会产生混淆信号的低频调制信号分量进行常规的频率调制，而高频调制信号分量即进行窄带频率调制。把信号分解成低频分量和高频分量是通过一个低通滤波器来实现的。接着再把这二种调制中产生的调制信号加以结合。结合后的信号就是FM调制器的输出信号。

根据本发明的一个数字频率调制器的最佳实施例中包括有三个积分器，每个积分器提供幅度恒定、但其频率因作用在积分器上的调制信号分量的变化而变化锯齿波取样值。这些积分器中有二个被送入来自一个加法器的输出信号，上述加法器的第一输入端和第二输入端上分别加有表示载波的信号和从一个低通滤波器的输出端得到的低频调制信号分量。这二个积分器的取样值分别通过一个正弦表和一个余弦表转换成一个正弦波和一个余弦波的取样值。从完整的调制信号中减去低频调制信号分量得到的高频调制信号分量在一个附加积分器中加以处理。这个积分器的输出与余弦表的输出相乘。得到的乘积在第二加法级中加到正弦表的输出信号上。该第二加法器的输出构成了FM调制器的输出。

用一个公共积分器取代分别连接在正弦表和余弦表之前的二个积分器可使电路简化。上述的公共积分器的输出既送至正弦表又送至余弦表。

只使用一个设置在低通滤波器前面的积分器可使电路进一步简化。正弦表和余弦表还在低通滤波器的输出端一侧。乘法器的一个输入端与送出高频信号分量的一个减法器的输出端相连。

下面将借助于附图中示出的实施例详细描述本发明，发明目的的其他方面及进一步的优点。附图中，

图1，是一种常规的数字FM调制器，

图2，是根据本发明的数字FM调制器的第一个实施例。

图3，是根据本发明的一个FM调制器的第二个实施例。

图4，是根据本发明的一个FM调制器的第三个实施例。

图5，示出了把调制信号分离成一个低频信号和一个高频信号的一个实例。

图1中示出了一个常规的FM调制器的方框图，其中调制信号中的所有频率分量均在以常规方式进行的调制中得到应用。

下面借助于常规的FM调制器描述对低频调制信号进行的处理。第一加法器A1的第一输入端上送入一个表示调制信号的量Δf·a(n)，第二输入端上送入一个表示载频的恒定数字值。该加法器A1的输出在一个第一系数单元K1中被乘以一个系数1/fs，第一系数单元K1的输出送入一个积分器I。这里，fs为取样频率，Δf为频率偏差，a(n)为低频调制信号分量。该积分器包括一个第二加法器A2和延迟单元V。该延迟单元V连接在加法器A2的输出端和二个输入端中的一个之间。积分器I的输出在第二系数单元K2中被乘以2π，第二系数单元K2的输出送入一个正弦表SIN的输入端中。该正弦表的输出就代表了该FM调制器的输出。实际上，因数2π可以包括在SIN表中，因此可以不需要这一乘法级。如果没有定标系数1/fs的话，积分器I中积累将取决于各个取样频率fs。如果使用一个固定的取样频率，只要预先确定延迟单元V的存贮空间就可以省掉系数单元K1。

如果既包括低频分量也包括高频分量的调制信号加到图1中所示的频率调制器上，在调制输出信号中将产生边带，它是由于对高频调制信号分量进行调制处理而产生的，并将落回到有用频带中，并表现为混淆信号。

本发明可以解决这一问题。

图2中示出了本发明的第一个实施例。在该图中，与图1中功能相同的部分被标以相似的参考符号。

图2中的数字FM调整器包括一个输入端上加有调制信号f(n)的低通滤波器TP。调制信号f(n)还加到减法器S的相加输入端，该减法器S的相减输入端与上述低通滤波器的输出端相连。低通滤波器TP的输出还加到第一加法器A1的第一输入端上，该第一加法器A1的第二输入端上加的是如图2所示的被fc/Δf归一化的载频信号。加法器A1的输出在一个系数单元K3中被乘以一个系数Δf/fs；上述的系数单元K3的输出一方面加到第一积分器I1的输入端，另一方面也加到第二积分器I2的输入端。每个积分器的输出均在系数单元K2中乘以2π。从第一积分器I1送来的信号送入一个正弦表SIN，而从第二积分器I2送来的信号送入一个余弦表COS。

减法器S的输出在系数单元K4中被乘以系数

，该系数单元K4的输出送入第三积分器I3的输入端。余弦表Cos的输出和第三积分器II3的输出分别送至乘法器M的二个输入端中的一个。乘法器M的输出及正弦表SIN的输出分别送至第三加法器A3的二个输入端中的一个，加法器A3的输出就是整个FM调制器的输出。

每个上述的加法器包括以借助图1解释过的那种方式互连的一个加法器A21，A22，A23和一个延迟单元V1，V2，V3。

现在以数学方法来解释图2中所示的实施例的工作情况，所用的符号意义如下：

fc(t)：FM输出信号，

fc，wc：载频，

fs：取样频率，

ft：调制信号，

Δf：频率偏差

    α＝2πΔf

a(t)：低频调制信号分量，

b(t)：高频调制信号分量，

θ(t)：FM输出信号的相位角。

首先考虑时间上连续的模拟信号的FM调制情况。FM输出信号为：

    fc(t)＝sin[Θ(t)]                      (1)其中的相位角：

    Θ(t)＝ωct+α∫f(t)dt                 (2)

假定调制信号具有低频分量和高频分量，则我们得到：

    f(t)＝a(t)+b(t)                        (3)

    Θ(t)＝ωct+α·∫a(t)dt+α·∫b(t)dt  (4)

简化等式(4)中的两个积分顶后，得到：

fc(t)

    ＝(sinωct+α·x(t)+α·y(t)        (5)

把等式(5)代入等式(1)中，得到：

fc(t)

＝sin[ωct+αx(t)+αy(t)]            (6)

＝sin[ωct+αx(t)]·cos[αy(t)]+cos[ωct+αx(t)]·sin[αy(t)]

如果，

    |αy(t)|＜＜π/2           (7)

则，

    cos[αy(t)]＝1                 (8)

    sin[αy(t)]＝αy(t)            (9)

这样，fc(t)＝sin[ωct+αx(t)]+α·y(t)·cos[ωct+αx(t)](10)

等式(10)可以写成：fc(t)＝sin[θ₁(t)]+α·y(t)·cos[θ₁(t)]    (11)

这里，

θ₁(t)＝ωct+αx(t)

      ＝ωct+α∫a(t)dt

      ＝∫[ωc+αa(t)]dt

      ＝∫[ωc+2πΔf·a(t)]dt          (12)

Sin〔θ₁(t)〕对应于低频调制信号分量a(t)中的正常的“宽带FM”；相反，高频调制信号分量b(t)产生“窄带FM”。

对于时间上离散的信号，则具有下面的关系：

此时，相位角为，

θ₁(z)＝1/fs·1/1-z^-1·z{ωc+α·a(n)}

      ＝2π/fs·1/1-z^-1·z{fc+Δf·a(n)}        (14)

等式(14)表示了象解释图1时假定的那样只有低频调制信号分量时的时间上离散的FM输出信号的相位。

从下面可以看出，如果处理的是离散信号，关系(7)可以满足。

图5中示出了将调制信号f(h)分离成低频分量a(n)和高频分量b(n)的一个例子。正象对图2时已经解释的那样，使用了一个低通滤波器TP和一个减法器S。

图5中的输入和输出信号通过相应的2变换后可以表示为：

A(z)＝H(z)·F(z)                        (15)

B(z)＝{1-H(z)}F(z)                     (16)

这里，H(2)是低通滤波器TP在Z一平面上的传递函数，F(2)是Z平面上的调制信号，A(2)和B(2)分别是Z平面上的低频和高频信号分量。

对于时间离散信号使用Z变换时，等式(4)的第二和第三项分别变为：x(z)＝1/fs·1/(1-z^-4)·H(z)·F(z)    (17)

和Y(z)＝1/fs·1(1-z^-4)·(1-H(z))F(z)   (18)

假设(比方说)H(z)＝1/2·(1+z^-4)                   (19)

即，x(z)＝1/2fs·(1+z^-4)/(1-z^-4)·F(z)  (20)Y(z)＝1/2fs·F(z)                     (21)

将等式(21)以Z平面转换成时间上离散表示后，得到， $\mathrm{\α}\·\mathrm{\γ}\left(n\right)=\frac{\mathrm{\α}}{2\mathrm{fs}}\·\left(n\right)$ $=\frac{2\mathrm{\π\Δf}}{2\mathrm{fs}}\·f\left(n\right)$ $=\mathrm{\π}\·\frac{\mathrm{\Δf}}{\mathrm{fs}}\·f\left(n\right)---\left(22\right)$

因为

|f(n)|≤1                        (23)

我们得到 $\left|\mathrm{\α\γ}\left(n\right)\right|\≤\mathrm{\π}\·\frac{\mathrm{\Δf}}{\mathrm{fs}}---\left(24\right)$

把录像机标准中两数字值代入该关系式中，得到，

        fs＝20.25MHz

        fc＝4.3MHz

        Δf＝0.5MHz

把这些数值代入关系式(24)中，则得到， $\left|\mathrm{\&alpha;\&gamma;}\left(n\right)\right|\&le;\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;\frac{0.5}{20.25}=0.08<<\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}---\left(25\right)$

这个数字值表明，只要适当地选择H(2)，即使处理时间离散形式的信号，关系(7)仍可以满足。原因是a(n)中不再包含任何可觉察的高频分量。

在图2中，借助低通滤波器TP把调制信号分成了低频分量a(n)和高频分量b(n)。低频调制信号分量a(n)在第一积分器I1中借助于正弦表SIN以常规方式进行频率调制，这对应于等式(11)的第一项。等式(11)的第二项的处理在分别含有第二积分器I2和第三积分器I3的二个信号通路中进行。加法器A3的输出即提供了如等式(11)所表示的信号。第一和第二积分器I1，I2的输出信号大致呈锯齿形，这是因为二个积分器积累输入信号，直至第一和第二延迟单元V1，V2发出溢出，再从最小数值开始。第三积分器I3才是真正的积分器，它的输出信号是连续的，所以它没有溢出。

图3中示出了根据本发明的电路的简化实施例。图2中的实施例在包含正弦表的信号通路和包含余弦表的信号通路中分别使用具有相同设计的二个积分器。实际上，使用一个其锯齿状输出信号既送至正弦表又送至余弦表的公共积分器Ig(如图3所示)就足够了。公共积分器Ig包含第二加法器A2g和公共延迟单元Vg，除此，之外，图3中的实施例就与图2中的相同。

用图4中的实施例可以实现对电路的进一步简化，图4表示一个使用模数算术的改进了的电路结构。在本实施例中，只有一个包含第二加法器A2e和延述单元Ve的积分器Ic。

该积分器Ie接在低通滤波器TP之前。这样，积分器形成的锯齿波形是在调制信号中所有频率分量的影响下进行的。生成信号中的各个分量再被低通滤波器分成低频和高频分量。低频分量送入正弦和余弦表中；再后面，跟其它实施例一样，在乘法器M中进行乘法运算，在加法器A3中进行加法运算。

Claims (8)

1.对一个载频信号用一个呈现为时间上离散的许多取样值的调整信号进行频率调制的方法，其特征在于：

把调制信号分离成低频分量和高频分量，

用低频调制信号分量来进行常规的频率调制，

用高频调制信号分量来进行窄带频率调制，

把从常规频率调制得到的信号与从窄带频率调制得到的信号加以结合。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于：上述的调制信号是借助一个低通滤波器进行分离的。

3.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于：上述的载频信号和调制信号是以数值上和时间上离散的值的形式进行频率调制的。

4.如权利要求3所述的方法，其特征在于：上述的载频信号和调制信号是以二进制编码的形式进行频率调制的。

5.使用一个二进制编码的调制信号对一个二进制编码的载频信号进行频率调制的数字频率调制器，包括一个积分装置，上述积分装置的输出信号在达到最大值时变化到最小值，其输出信号的积分斜坡的陡率随调制信号的值而变化，上述的陡度由载频信号所确定，

其特征在于：

一个低通滤波器(TP)，其输入端按有调制信号(f(n))，用于从上述的调制信号中分离出一个低频分量(a(n))；

一个第一加法器(A1)，它的第一输入端按有一个载频信号(fc/Δf)，第二输入端与低通滤波器(TP)的输出端相连，

由三个积分器(I1，I2，I3)组成的积分装置。

第一、第二积分器(I1，I2)的输入端与第一加法器的输出端相连、输出端分别与一个正弦表(s(n))和一个余弦表(cos)的输入端相连，

一个用于取出高频调制信号分量(b(n))的减法器(s)，其相加端送入调制信号(f(n))，相减输入端与低通滤波器(TP)的输出端相连，

第三积分器(I3)的输入端与减法器(s)的输出端相连，

一个乘法器(M)，其第一输入端与余弦表(cos)的输出端相连，第二输入端与第三积分器(I3)的输出端相连，

一个附加加法器(A3)，其第一输入端与正弦表(SIN)的输出端相连，第二输入端与乘法器(M)的输出端相连，其输出就构成了本频率调制器的输出。

6.如权利要求5中所述的频率调制器，其特征在于：一个公共积分器(Ig)取代了第一和第二积分器(I1，I2)，该积分器(Ig)的输出端与正弦表(SIN)和余弦表(cos)的输入端相连。

7.如权利要求6中所述的频率调制器，其特征在于：一个单独的积分器(Ie)取代了公共积分器(Ie)和第三积分器(I3)，该积分器(Ic)的输入端与第一加法器(A1)的输出端相连，其输出端与低通滤波器的输入端相连，

第一加法器(A1)的一个输入端上加有调制信号(f(n))，而不是低频调制信号分量(a(n))，

低通滤波器(TP)的输出端与正弦表(SIN)和余弦表(cos)两者的输入端相连，

乘法器(M)的第二输入端与减法器(S)的输出端相连，减法器(S)的相加输入端与第一积分器(Ie)的输出端相连。

8.如权利要求5至7中的任一个所述的频率调制器，其特征在于：上述提到的各个积分器包括一个具有加有被积分信号的第一输入端、第二输入端和一个输出端的加法器(A21，A22，A23；A2g，A23，A2e)和一个连接在上述加法器的输出端和第二输入端之间的延迟单元(V1，V2，V3，Vg，V3，Ve)。

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