CN105141564B - 一种高子载波数高阶调制水平ofdm采样频率同步方法 - Google Patents
一种高子载波数高阶调制水平ofdm采样频率同步方法 Download PDFInfo
- Publication number
- CN105141564B CN105141564B CN201510450250.XA CN201510450250A CN105141564B CN 105141564 B CN105141564 B CN 105141564B CN 201510450250 A CN201510450250 A CN 201510450250A CN 105141564 B CN105141564 B CN 105141564B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- symbol
- sampling frequency
- frequency
- subcarrier
- frequency offset
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
- 238000005070 sampling Methods 0.000 title claims abstract description 66
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 25
- 238000012937 correction Methods 0.000 claims abstract description 27
- 230000021615 conjugation Effects 0.000 claims abstract description 10
- 239000013078 crystal Substances 0.000 claims description 24
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 9
- 230000008859 change Effects 0.000 claims description 8
- 238000005562 fading Methods 0.000 claims description 7
- 239000000969 carrier Substances 0.000 claims description 3
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 claims description 3
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims 3
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 abstract description 9
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 8
- 230000004044 response Effects 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 239000013307 optical fiber Substances 0.000 description 2
- 230000008569 process Effects 0.000 description 2
- 238000009825 accumulation Methods 0.000 description 1
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 1
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000003032 molecular docking Methods 0.000 description 1
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 1
- 238000004064 recycling Methods 0.000 description 1
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 1
- 239000000126 substance Substances 0.000 description 1
- 238000006467 substitution reaction Methods 0.000 description 1
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
- H04L27/2657—Carrier synchronisation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
本发明涉及一种高子载波数高阶调制水平OFDM系统的采样频率同步方法,特别是一种基于Giga DSL技术的采样同步方法。其包括步骤:1)在发送端插入导频符号;2)利用相邻符号对应导频做共轭相关运算得到的相位信息来进行采样频偏估计;3)利用采样频偏估计值分两路,一路作为相位补偿的参数直接对当前符号进行频域校正,另一路反馈到FFT之前去控制VCXO调制采样频偏。本发明的估计方法可以独立于信道估计而完成快速、高精度的采样频偏估计,而本发明的校正方法则因为考虑了载波间干扰的影响而有着明显比以往更好的校正效果。
Description
技术领域
本发明涉及通信技术领域,更具体地,涉及一种高子载波数高阶调制水平OFDM采样频率同步方法。
背景技术
现在正处于互联网快速发展的时期,随着网络电视、高清电视等超宽带应用的慢慢普及,用户对接入带宽的需求进一步提高,千兆以上的接入带宽将成为现实需求。
提高网速最直接有效的方法自然是使用光纤传输,但光纤到户的建设成本是巨大的,同时考虑到已有的电话线,使用无源光网络(PON)+数字用户线(DSL)接入方式是性价比更高的解决方案。
但目前DSL技术与PON技术并没有融合,因此,需要新的DSL接入技术与光纤传输技术相匹配使用。Giga DSL是当今研究得非常热门的下一代数字用户线技术。它是采用4096QAM调制、4096个子载波的基带OFDM传输系统。对于具有高子载波数的Giga DSL技术来说,收发两端的时钟晶振的采样频率不一致所造成的影响经过多次的偏差累积后,会对系统的性能造成十分严重的影响,因此提出新的采样频率同步方法以满足Giga DSL技术的高精度和快速同步这两个同步需求是非常有必要的。
发明内容
为了克服现有技术存在的不足,本发明提出了一种高精度、可快速同步的高子载波数高阶调制水平OFDM采样频率同步方法。
为了实现上述目的,本发明的技术方案为:
一种高子载波数高阶调制水平OFDM采样频率同步方法,具体步骤如下:
a)在发送端插入多个导频符号;
b)利用相邻符号对应导频做共轭相关运算得到的相位信息来进行采样频偏估计;
c)利用采样频偏估计值分两路,一路作为相位补偿的参数直接对当前符号进行频域校正,另一路反馈到FFT之前去控制压控晶振调制采样频偏;
所述步骤b)中利用相邻符号对应导频做共轭相关运算得到的相位信息来进行采样频偏估计,具体为:
选取M个导频分布在不同子载波上,即
在接收端的第m个符号第k个子载波的频域信号为:
Rm,k=Sm,k+Cm,k+Wm,k (1)
其中,Sm,k为第m个符号第k个子载波上由于采样频偏Δf而产生了幅度衰减与相位旋转的有用信息项,Cm,k为第m个符号第k个子载波上的载波间干扰,Wm,k为第m个符号第k个子载波上的信道噪声,且有:
在公式(2)中,N为子载波数,L为循环长度。
在接收端,认为导频位置符号的信息已知,第m个符号第k个子载波上的导频符号为Pm,k,即假定Xm,k=Pm,k。
忽略载波间干扰及噪声影响,即假定Rm,k=Sm,k,对相邻符号间的对应导频共轭相关的结果求相位,得:
令则可以得采样频偏估计值:
其中Sm+1,k为第m+1个符号第k个子载波上的由于采样频偏Δf而产生了幅度衰减与相位旋转的有用信息项,Pm+1,k为第m+1个符号第k个子载波上的导频数据,而 则为上述两个数据的共轭值。
进一步:在上述方法中,通过对相邻符号对应导频求共轭相关,双绞线信道频率响应对于有用信息项的相位信息的影响得以消除,从而可以独立于信道估计而完成高精度的采样频偏估计,具体为:
考虑未知的信道频率响应Hm,k对接收信号Rm,k的影响,可以得到接收端的第m个符号第k个子载波的频域信号表达式为:
Rm,k=Hm,k(Sm,k+Cm,k)+W'm,k
由于双绞线信道既是一个频率选择性衰落信道,信号在不同频率的子载波上有着不同的信号衰减,即当k1≠k2;同时它又是一个慢时变信道,即对于相邻符号相同频率的子载波来说,可以认为信道传输特性相同即信道频率响应不变,即Hm,k=Hm+1,k=Hk。
若对相邻符号相同频率上的子载波上的导频数据做共轭相关,则有:
angle(Hm,kH* m+1,k)=angle(|Hk|2)=0
此时对相邻符号间的对应导频共轭相关的结果求相位,得:
可见,利用相邻符号间对应导频的相位差进行采样频偏的估计,可以消除信道频率响应Hm,k对有用信息项Sm,k的相位信息的影响。
故所述步骤c)中频域校正部分利用采样频偏估计值先做相位补偿,再利用补偿后的信号估计载波间干扰,并予以消除,具体为:
接收端的第m个符号第k个子载波的频域信号表达式:
Rm,k=Sm,k+Cm,k+Wm,k (1)
对第m个符号第k个子载波上由于采样频偏Δf而产生了幅度衰减与相位旋转的有用信息项Sm,k,因为Δf很小,接近于零,所以根据无穷小定理,接近于N,再与相抵消,就有:
忽略信道噪声影响,则有:
再相位补偿,即对Rm,k乘以一个逆的相位旋转,得:
其中,指数项为相位旋转,Xm,k为校正后的第m个符号第k个子载波的频域信号,Rm,k为校正前接收端的第m个符号第k个子载波的频域信号,Cm,k为第m个符号第k个子载波上的载波间干扰,且有:
其中,Xm,s为相位补偿后的信号,即:
得到先相位补偿再消除载波间干扰后的表达式为:
所述的步骤c)中时域校正部分利用采样频偏估计值反馈到FFT之前去控制压控晶振调制采样频偏,具体为:
时域校正部分的核心模块是压控振荡器,其主要的作用是通过在外部控制电压大小,以此改变压控晶振的振荡频率。当外部控制电压变化时,相应的会引起压控晶振的振荡频率发生变化,从而采样频率偏移便得到了纠正。用公式可以表示如下:
ωVCXO=ω0+K0uc(t) (11)
其中,ωVCXO表示施加了外部控制电压后压控晶振的振荡频率,ω0是没有施加外部控制电压时压控晶振的固有振荡频率,uc(t)是外部施加的控制电压,K0则是压控晶振的灵敏度,表示的是每单位控制电压变化所引起的压控晶振的角频率变化情况。
与现有的技术相比,本发明有益的效果为:
1)本发明估计采样频偏的时候通过对相邻符号对应导频求共轭相关,消除了双绞线信道频率响应对于有用信息项的相位信息的影响,从而可以独立于信道估计而完成高精度的采样频偏估计;2)本发明只需要任意两个符号便可以完成高精度的采样频偏估计,估计速度较快;3)本发明校正采样频偏的时候,其频域校正部分在相位补偿之后增加了载波间干扰消除过程,有效提高了校正效果;4)本发明校正采样频偏的时候,综合了频域校正方法和时域校正方法,既可以快速校正当前的符号,又可以从根本上解决采样频偏带来的载波间干扰和采样频偏累积问题。
附图说明
图1是本发明实现流程图。
图2是本发明的估计算法的估计曲线与相对估计误差曲线图。
图3是Giga DSL双绞线信道影响下10ppm时各算法的估计曲线图。
图4是本发明的频域校正算法的误码率曲线图。
图5是本发明的频域校正算法的星座图校正效果图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明做进一步的描述,以便对本发明方法的技术特征及优点进行更深入的诠释。但本发明的实施方式并不限于此。
本发明提供一种高精度、可快速同步的采样频率同步方法,实施步骤如下:
(1)在发送端插入多个导频符号
首先选取M个导频分布在不同子载波上,即导频的放置方式可以有多种,这里采取每隔32个子载波放置一个导频的方式。
(2)利用相邻符号对应导频做共轭相关运算得到的相位信息进行采样频偏估计:
插入导频符号后,可利用相邻符号对应导频做共轭相关运算得到的相位信息来进行采样频偏估计,具体过程如下:
在接收端的第m个符号第k个子载波的频域信号为:
Rm,k=Sm,k+Cm,k+Wm,k (1)
忽略载波间干扰及噪声影响,即假定Rm,k=Sm,k,对相邻符号间的对应导频共轭相关的结果求相位,得:
令则可以得采样频偏估计值:
(3)利用采样频偏估计值分两路,一路作为相位补偿的参数直接对当前符号进行频域校正,另一路反馈到FFT之前去控制压控晶振调制采样频偏得到采样频偏估计值之后,就要对接收端的OFDM符号进行采样频偏校正,具体步骤如下:
31)频域校正部分利用采样频偏估计值先做相位补偿,再利用补偿后的信号估计载波间干扰,并予以消除,具体公式如下:
其中,指数项为相位旋转,Xm,k为校正后的第m个符号第k个子载波的频域信号,Rm,k为校正前接收端的第m个符号第k个子载波的频域信号,Cm,k为第m个符号第k个子载波的载波间干扰,且有:
其中,Xm,s为相位补偿后的信号,即:
32)时域校正部分利用采样频偏估计值反馈到FFT之前去控制压控晶振调制采样频偏,具体为:
时域校正部分的核心模块是压控振荡器,其主要的作用是通过在外部控制电压大小,以此改变压控晶振的振荡频率。当外部控制电压变化时,相应的会引起压控晶振的振荡频率发生变化,从而采样频率偏移便得到了纠正。用公式可以表示如下:
ωVCXO=ω0+K0uc(t) (15)
其中,ωVCXO表示施加了外部控制电压后压控晶振的振荡频率,ω0是没有施加外部控制电压时压控晶振的固有振荡频率,uc(t)是外部施加的控制电压,K0则是压控晶振的灵敏度,表示的是每单位控制电压变化所引起的压控晶振的角频率变化情况。
本发明对上述方法进行了性能仿真与分析:
在一个双绞线线长为50m的GigaDSL系统中,每个OFDM数据位长度(FFT/IFFT长度)为4096,调制水平为4096QAM,进行归一化采样频偏Δf为5ppm,10ppm,15ppm,20ppm四种不同情况下的采样频率同步性能的仿真。
首先是本发明的估计算法部分,考虑未知的双绞线信道频率响应Hm,k对接收信号Rm,k的影响。
从图2可以知道,本发明的估计算法在四种频偏的情况下都表现出比较好的性能,如图2(a)是采样频偏为5ppm时的估计效果图,图2(b)是采样频偏为10ppm时的估计效果图,图2(c)是采样频偏为15ppm时的估计效果图,图2(d)是采样频偏为20ppm时的估计效果图,图2(e)是相对估计误差与采样频偏的关系图。在采样频偏为90ppm以内时,本发明的估计算法的相对估计相对偏差在1.5%以内。
图3将本发明与传统的方法在Giga DSL双绞线信道中进行比较,传统方法是Dr.Shafiee于2004年在文献“Estimation and compensation of frequency offset inDAC/ADC clocks in OFDM systems”中提出的采样频率同步方法,如图3(a)是Giga DSL双绞线信道影响下Shafiee 2004算法估计效果图,图3(b)是Giga DSL双绞线信道影响下相邻符号间对应导频相位差估计效果图。
从图中可以看出,相比传统的估计算法,本发明的估计算法有着更高的精度,而且估计精度不受信道频率响应的影响。另外,本发明的估计算法只需要两个符号即可得到较为准确的估计值,收敛速度更快。
本发明的频域校正算法部分,图4(a)是5ppm下频域校正算法的校正效果图,图4(b)是10ppm下频域校正算法的校正效果图,图4(c)是15ppm下频域校正算法的校正效果图,图4(d)是20ppm下频域校正算法的校正效果图;从图4可以看出,新频域校正算法的误比特率基本比传统频域校正算法的误比特率降低了两个数量级,性能得到了明显的提升。图5则显示在使用新的频域校正算法进行采样频偏校正后,输出信号的星座图得到了明显的改善,图5(a)是5ppm校正前第5个符号图,图5(b)是5ppm校正前第10个符号示意图,图5(c)是5ppm校正后第5个符号图,图5(d)是5ppm校正后第10个符号示意图。
以上所述的本发明的实施方式,并不构成对本发明保护范围的限定。任何在本发明的精神原则之内所作出的修改、等同替换和改进等,均应包含在本发明的权利要求保护范围之内。
Claims (4)
1.一种高子载波数高阶调制水平OFDM采样频率同步方法,其特征在于,包括如下步骤:
a)在发送端插入多个导频符号;
b)利用相邻符号对应导频做共轭相关运算得到的相位信息来进行采样频偏估计;
c)利用采样频偏估计值分两路,一路作为相位补偿的参数直接对当前符号进行频域校正,另一路反馈到FFT之前去控制压控晶振调制采样频偏。
2.根据权利要求1所述的同步方法,其特征在于,所述步骤b)中利用相邻符号对应导频做共轭相关运算得到的相位信息来进行采样频偏估计,具体为:
选取M个导频分布在不同子载波上,即
在接收端的第m个符号第k个子载波的频域信号Rm,k为:
Rm,k=Sm,k+Cm,k+Wm,k (1)
其中,Sm,k为第m个符号第k个子载波上由于采样频偏Δf而产生了幅度衰减与相位旋转的有用信息项,Cm,k为第m个符号第k个子载波上的载波间干扰,Wm,k为第m个符号第k个子载波上的信道噪声,且有:
在公式(2)中,N为子载波数,L为循环长度;
在接收端,令导频位置符号的信息已知,第m个符号第k个子载波上的导频符号为Pm,k,即令Xm,k=Pm,k;
忽略载波间干扰及噪声影响,即假定Rm,k=Sm,k,对相邻符号间的对应导频共轭相关的结果求相位,得:
令则得采样频偏估计值:
其中Sm+1,k为第m+1个符号第k个子载波上的由于采样频偏Δf而产生了幅度衰减与相位旋转的有用信息项,Pm+1,k为第m+1个符号第k个子载波上的导频数据,而则为上述两个数据的共轭值。
3.根据权利要求2所述的同步方法,其特征在于,所述步骤c)中频域校正部分利用采样频偏估计值先做相位补偿,再利用补偿后的信号估计载波间干扰,并予以消除,具体为:
接收端的第m个符号第k个子载波的频域信号Rm,k表达式:
Rm,k=Sm,k+Cm,k+Wm,k (1)
对第m个符号第k个子载波上由于采样频偏Δf而产生了幅度衰减与相位旋转的有用信息项Sm,k,因为Δf很小,接近于零,所以根据无穷小定理,接近于N,再与相抵消,就有:
忽略信道噪声影响,则有:
再相位补偿,即对Rm,k乘以一个逆的相位旋转,得:
其中,指数项为相位旋转,Xm,k为校正后的第m个符号第k个子载波的频域信号,Rm,k为校正前接收端的第m个符号第k个子载波的频域信号,Cm,k为第m个符号第k个子载波上的载波间干扰,且有:
其中,Xm,s为相位补偿后的信号,即:
得到先相位补偿再消除载波间干扰后的表达式为:
4.根据权利要求1所述的同步方法,其特征在于,所述步骤c)中利用采样频偏估计值反馈到FFT之前去控制压控晶振调制采样频偏,即为时域校正部分,具体为:
时域校正部分的核心模块是压控振荡器,其主要的作用是通过在外部控制电压大小,以此改变压控晶振的振荡频率,当外部控制电压变化时,相应的会引起压控晶振的振荡频率发生变化,从而采样频率偏移便得到了纠正,用公式表示为:
ωVCXO=ω0+K0uc(t) (11)
其中,ωVCXO表示施加了外部控制电压后压控晶振的振荡频率,ω0是没有施加外部控制电压时压控晶振的固有振荡频率,uc(t)是外部施加的控制电压,K0则是压控晶振的灵敏度,表示的是每单位控制电压变化所引起的压控晶振的角频率变化情况。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN201510450250.XA CN105141564B (zh) | 2015-07-28 | 2015-07-28 | 一种高子载波数高阶调制水平ofdm采样频率同步方法 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN201510450250.XA CN105141564B (zh) | 2015-07-28 | 2015-07-28 | 一种高子载波数高阶调制水平ofdm采样频率同步方法 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
CN105141564A CN105141564A (zh) | 2015-12-09 |
CN105141564B true CN105141564B (zh) | 2018-10-12 |
Family
ID=54726774
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
CN201510450250.XA Active CN105141564B (zh) | 2015-07-28 | 2015-07-28 | 一种高子载波数高阶调制水平ofdm采样频率同步方法 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
CN (1) | CN105141564B (zh) |
Families Citing this family (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN106789786A (zh) * | 2016-12-07 | 2017-05-31 | 信阳师范学院 | 一种新型采样频率同步算法 |
CN109474836B (zh) * | 2017-09-07 | 2020-10-09 | 北京泰美世纪科技有限公司 | 数字多媒体信号的发送、接收方法及装置 |
CN110011948B (zh) * | 2018-01-05 | 2023-09-22 | 中兴通讯股份有限公司 | 数据传输方法及装置、存储介质、电子装置 |
CN111431827B (zh) * | 2020-05-07 | 2023-03-07 | 中国人民解放军63921部队 | 基于fft的分步递进高精度频率估计方法 |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN101039292A (zh) * | 2006-03-16 | 2007-09-19 | 中国科学院上海微系统与信息技术研究所 | 在正交频分复用系统中纠正采样频率偏差的方法及装置 |
WO2011158932A1 (ja) * | 2010-06-17 | 2011-12-22 | 日本電信電話株式会社 | 周波数オフセット推定装置、受信装置、周波数オフセット推定方法、および受信方法 |
CN104052707A (zh) * | 2014-05-21 | 2014-09-17 | 广东顺德中山大学卡内基梅隆大学国际联合研究院 | 高载波数ofdm采样频率快速同步方法 |
-
2015
- 2015-07-28 CN CN201510450250.XA patent/CN105141564B/zh active Active
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN101039292A (zh) * | 2006-03-16 | 2007-09-19 | 中国科学院上海微系统与信息技术研究所 | 在正交频分复用系统中纠正采样频率偏差的方法及装置 |
WO2011158932A1 (ja) * | 2010-06-17 | 2011-12-22 | 日本電信電話株式会社 | 周波数オフセット推定装置、受信装置、周波数オフセット推定方法、および受信方法 |
CN104052707A (zh) * | 2014-05-21 | 2014-09-17 | 广东顺德中山大学卡内基梅隆大学国际联合研究院 | 高载波数ofdm采样频率快速同步方法 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CN105141564A (zh) | 2015-12-09 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
CN107426123B (zh) | 一种利用多符号间导频进行联合整数频偏估计方法及装置 | |
CN1802831B (zh) | 用于ofdm信号的自适应相位补偿的方法和装置 | |
CN105141564B (zh) | 一种高子载波数高阶调制水平ofdm采样频率同步方法 | |
CN102394855B (zh) | 一种采样时钟频率补偿方法和装置 | |
IL248434A (en) | Broadcast chains and phase tracking transmission methods for a wireless communication device | |
US7720183B2 (en) | Apparatus and method for inter-carrier interference self-cancellation and inter-carrier interference reconstruction and cancellation | |
US20070058734A1 (en) | Circuit for improving channel impulse response estimation and compensating for remnant frequency offset in the orthogonal frequency division multiplexing baseband receiver for IEEE 802.11a/g wireless LAN standard standard | |
KR100811892B1 (ko) | 고속 무선 통신 시스템에서의 채널 등화 및 반송파 복원방법 및 수신 장치 | |
CN104838608A (zh) | Tdd矢量化系统中的时间偏差校正 | |
WO2006111276A1 (en) | Reduced complexity channel estimation in ofdm systems | |
WO2009139027A1 (ja) | 通信方式および電力線通信端末 | |
CN105791182B (zh) | 适用于mimo-ofdm系统的iq不平衡和信道联合估计方法 | |
CN104253772B (zh) | 正交频分复用系统的信道估计方法 | |
CN106788734B (zh) | 一种采用无数据辅助频偏估计算法的光ofdm系统 | |
WO2016107386A1 (zh) | 一种单载波mimo系统的时域导频及其同步方法 | |
CN108650199B (zh) | 无线通信接收端iq不平衡和信道联合估计方法及装置 | |
CN101577581B (zh) | 一种信道估计方法 | |
CN101119350A (zh) | 正交频分复用系统、快速同步的方法和发送端设备 | |
CN113973031B (zh) | 一种ofdm系统的信道均衡方法 | |
KR20170018537A (ko) | Docsis 하향 스트림 시스템에서 파일럿 기반 채널등화 장치 및 방법 | |
CN108289071B (zh) | 一种相位跟踪方法及相位跟踪系统 | |
CN107426121B (zh) | 用于广义频分复用系统的训练序列设计及应用方法和装置 | |
CN103986683B (zh) | 一种基于高载波数ofdm符号定时同步的方法 | |
CN102739579B (zh) | 一种频偏校正方法 | |
JP2004072469A (ja) | 伝搬路推定を行うofdm受信装置 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
C06 | Publication | ||
PB01 | Publication | ||
C10 | Entry into substantive examination | ||
SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
GR01 | Patent grant | ||
GR01 | Patent grant |