CN104935204A - 一种提高单相全桥逆变电源电流内环控制增益的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种提高单相全桥逆变电源电流内环控制增益的方法，单相全桥逆变电源的给定电压V_Cref与负载输出电压V_o负反馈运算后经电压外环比例调节器，其输出作为电容电流给定值i_Cref，电容电流给定值i_Cref和电容电流i_C通过电容电流预测控制函数f(V_dc,V_o,T_s,i_C,L)计算出各个开关管的占空比，经过PWM调制产生驱动波形控制单相全桥逆变电源；各个开关管的占空比经过直流输入电压V_dc得到单相全桥逆变电源侧的输出电压V_D，单相全桥逆变电源侧的输出电压V_D与负载输出电压V_o负反馈运算得到电感电压V_L，电感电压V_L经过电感数学模型积分处理得到电感电流i_L，电感电流i_L负载电流i_o负反馈运算得到电容电流i_C，电容电流i_C经过电容数学模型积分处理得到负载输出电压V_o。本发明能够有效抑制非线性负载引起的电压、电流畸变。

Description

一种提高单相全桥逆变电源电流内环控制增益的方法

技术领域

本发明属于逆变电源控制技术领域，具体涉及一种提高单相全桥逆变电源电流内环控制增益的方法。

背景技术

逆变电路可实现直流电能到交流电能的变换，已被广泛地应用于电力系统、家用电器、交通运输、工业电源和航空航天等领域。将逆变技术应用于照明系统节能，既可以利用绿色能源(太阳能和风能等)，减少对环境的污染；同时也可以节约电量，提高能源效率。针对单相逆变器的控制策略被相继提出，并且得到了深入的发展与广泛的应用。

目前，较为成熟、控制效果较好的单相逆变器控制方案有以下几种：电压单环PID控制、重复控制、无差拍控制、“电压、电流”双环控制等。其中：电压单环PID控制方法存在跟踪正弦波形不精确，易受非线性负载影响造成电压、电流畸变等不利因素；重复控制利用扰动的重复性随基波周期地修正输出电压,能够获得很高的稳态精度，但由于重复控制的前向通道串联了一个周期延迟环节，导致重复控制器需延迟一个基波周期才对系统产生调节作用，其动态特性较差；无差拍控制需要精确的数学模型，抑制随机的负载扰动存在一定的困难；“电压、电流”双环控制是高性能逆变电源的发展方向之一，电流内环普遍采用滤波电感电流或滤波电容电流控制，电压外环常用的PI控制，虽然可以做到“电流内环相应速度快，带负载能力强，电压外环算法简单、可靠性高”等优点，但存在电压外环稳态误差受电流内环增益限制影响系统稳态性能，电流内环增益小影响系统快速性等问题。

发明内容

本发明的目的是提供一种提高单相全桥逆变电源电流内环控制增益的方法，解决了现有技术中电压外环稳态误差受电流内环增益限制、电流内环增益小，非线性负载影响造成电压、电流畸变的问题。

本发明所采用的技术方案是，一种提高单相全桥逆变电源电流内环控制增益的方法，单相全桥逆变电源的给定电压V_Cref与负载输出电压V_o负反馈运算后经电压外环比例调节器，电压外环比例调节器的输出作为电容电流给定值i_Cref，电容电流给定值i_Cref和电容电流i_C通过电容电流预测控制函数f(V_dc,V_o,T_s,i_C,L)计算出各个开关管的占空比，经过PWM调制产生驱动波形控制单相全桥逆变电源；各个开关管的占空比经过直流输入电压V_dc得到单相全桥逆变电源侧的输出电压V_D，单相全桥逆变电源侧的输出电压V_D与负载输出电压V_o负反馈运算得到电感电压V_L，电感电压V_L经过电感数学模型积分处理得到电感电流i_L，电感电流i_L负载电流i_o负反馈运算得到电容电流i_C，电容电流i_C经过电容数学模型积分处理得到负载输出电压V_o。

本发明的特点还在于：

电压外环比例调节器的电压外环比例调节系数其中，C为单相全桥逆变电源中的电容值，T_s为采样周期。

电感数学模型积分为其中，L为单相全桥逆变电源中的电感值。

电容数学模型积分为其中，C为单相全桥逆变电源中的电容值。

电容电流给定值i_Cref和电容电流i_C通过电容电流预测控制函数f(V_dc,V_o,T_s,i_C,L)计算出各个开关管的占空比，经过PWM调制产生驱动波形控制单相全桥逆变电源，具体步骤为：

步骤1、在单相全桥逆变电源的电路中的(n-1)T_S时刻采样中断，得到(n-1)T_S时刻的电容电流值i_C(n-1)、直流输入电压值V_dc、负载输出电压V_o、(n-1)T_S周期内第一开关管S1的占空比D₁(n-1)，

其中，T_S为开关周期；

步骤2、通过公式(1)计算nT_S时刻的电容电流的预测值

${\hat{i}}_C\left(n\right)=i_C(n-1)+\frac{T_s}{L}[2V_{\mathrm{dc}}\·D_1(n-1)-(V_{\mathrm{dc}}+V_o)]---\left(1\right)$

其中，L为单相全桥逆变电源中的电感值；

步骤3、判断是否成立，如果成立，则nT_S周期内第一开关管S1的占空比D_S1(n)、第四开关管S4的占空比D_S4(n)为D_S1(n)＝D_S4(n)＝1，nT_S周期内第二开关管S2的占空比D_S2(n)、第三开关管S3的占空比D_S3(n)与第一开关管S1、第四开关管S4的占空比互补为D_S2(n)＝D_S3(n)＝0，转到步骤7；如果不成立，则转到步骤4；

步骤4、判断是否成立，如果成立，则nT_S周期内第一开关管S1的占空比D_S1(n)、第四开关管S4的占空比D_S4(n)为D_S1(n)＝D_S4(n)＝0，nT_S周期内第二开关管S2的占空比D_S2(n)、第三开关管S3的占空比D_S3(n)为D_S2(n)＝D_S3(n)＝1，转到步骤7；如果不成立，则转到步骤5；

步骤5、将nT_S时刻电容电流给定值i_Cref(n)赋值给nT_S周期内电容电流平均值即：

${\stackrel{\‾}{i}}_C\left(n\right)=i_{\mathrm{Cref}}\left(n\right)---\left(2\right)$

通过公式(1)中得到的电容电流的预测值计算nT_S周期内第一开关管S1的占空比D₁(n)即电容电流预测控制函数f(V_dc,V_o,T_s,i_C,L)为：

$f(V_{\mathrm{dc}},V_o,T_s,i_C,L)=D_1\left(n\right)=1-\sqrt{1-(\frac{(V_{\mathrm{dc}}+V_o)}{2V_{\mathrm{dc}}}+\frac{L[{\stackrel{\‾}{i}}_C\left(n\right)-{\hat{i}}_C\left(n\right)]}{T_s{V}_{\mathrm{dc}}})}---\left(3\right)$

步骤6、根据公式(4)计算经过中值处理后的第一开关管S1的占空比D_S1(n)：

$D_{S1}\left(n\right)=\frac{D_1\left(n\right)+D_2\left(n\right)}{2}---\left(4\right)$

其中，为nT_S周期内稳态时第一开关管S1的占空比；

经过中值处理后的第四开关管S4的占空比D_S4(n)＝D_S1(n)；

经过中值处理后的第二开关管S2的占空比、第三开关管S3的占空比D_S2(n)＝D_S3(n)＝1-D_S1(n)；

步骤7、产生占空比为D_S1(n)的PWM波来控制第一开关管S1，产生占空比为D_S2(n)的PWM波来控制第二开关管S2，产生占空比为D_S3(n)的PWM波来控制第三开关管S3，产生占空比为D_S4(n)的PWM波来控制第四开关管S4。

得到步骤5中公式(3)的具体过程为：

nT_S周期内，nT_S时刻的电容电流i_C(n)增加到电容电流在nT_S阶段内峰值的增量Δi_C+(n)为：

$\mathrm{\Δ}{i}_{C+}\left(n\right)=\frac{1}{L}(V_{\mathrm{dc}}-V_o)\·D_1\left(n\right)\·T_s---\left(5\right)$

nT_S时刻的电容电流i_C(n)增加到电容电流在nT_S阶段内峰值的平均值为为：

${\stackrel{\‾}{i}}_{C+}\left(n\right)=i_C\left(n\right)+\frac{1}{2L}(V_{\mathrm{dc}}-V_o)\·D_1\left(n\right)\·T_s---\left(6\right)$

电容电流在nT_S阶段内峰值减小到(n+1)T_S时刻的电容电流i_C(n+1)的变化量Δi_C-(n)为：

$\mathrm{\Δ}{i}_{C-}\left(n\right)=\frac{1}{L}(V_{\mathrm{dc}}+V_o)\·[D_1\left(n\right)-1]\·T_s---\left(7\right)$

电容电流在nT_S阶段内峰值减小到(n+1)T_S时刻的电容电流i_C(n+1)的平均值为：

${\stackrel{\‾}{i}}_{C-}\left(n\right)=i_C\left(n\right)+\mathrm{\Δ}{i}_{C+}\left(n\right)+\frac{\mathrm{\Δ}{i}_{C-}\left(n\right)}{2}---\left(8\right)$

将公式(5)、(7)代入公式(8)整理得：

${\stackrel{\‾}{i}}_{C-}\left(n\right)=i_C\left(n\right)+\frac{T_s}{2L}[(3V_{\mathrm{dc}}-V_o)D_1\left(n\right)-(V_{\mathrm{dc}}+V_o)]---\left(9\right)$

电容电流在nT_S阶段内的平均值为：

${\stackrel{\‾}{i}}_C\left(n\right)={\stackrel{\‾}{i}}_{C+}\left(n\right)\·D_1\left(n\right)+{\stackrel{\‾}{i}}_{C-}\left(n\right)\·[1-D_1\left(n\right)]---\left(10\right)$

将公式(6)、(9)代入公式(10)整理得：

${D^2}_1\left(n\right)-2D_1\left(n\right)+\frac{(V_{\mathrm{dc}}+V_o)}{2V_{\mathrm{dc}}}+\frac{L[{\stackrel{\‾}{i}}_C\left(n\right)-i_C\left(n\right)]}{T_s{V}_{\mathrm{dc}}}=0---\left(11\right)$

保证式(11)中D₁(n)有实数解，且D₁(n)∈[0，1]，得到如下关系式：

$i_C\left(n\right)+\frac{T_s}{2L}(V_{\mathrm{dc}}-V_o)\≥{\stackrel{\‾}{i}}_C\left(n\right)\≥i_C\left(n\right)-\frac{T_s}{2L}(V_{\mathrm{dc}}+V_o)---\left(12\right)$

在式(12)的条件下，根据式(11)得到D₁(n)在nT_S阶段的值，解即为：

$D_1\left(n\right)=1-\sqrt{1-(\frac{(V_{\mathrm{dc}}+V_o)}{2V_{\mathrm{dc}}}+\frac{L[{\stackrel{\‾}{i}}_C\left(n\right)-i_C\left(n\right)]}{T_s{V}_{\mathrm{dc}}})}---\left(13\right).$

单相全桥逆变电源的电路包括直流输入电压V_dc，直流输入电压V_dc的正极分别连接有第一开关管S1的集电极、第三开关管S3的集电极，直流输入电压V_dc的负极分别连接有第二开关管S2的发射极、第四开关管S4的发射极，第一开关管S1的发射极分别连接第二开关管S2的集电极、电感L的一端，电感L的另一端连接电容C的一端，电容C的另一端分别连接第三开关管S3的发射极、第四开关管S4的集电极，电容C的两端还并联有负载。

第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4均为携带反并联二极管或具有反并联二极管特性的可关断功率开关器件。

本发明的有益效果是：①本发明一种提高单相全桥逆变电源电流内环控制增益的方法，电压外环采用比例控制器实现简单，且电压外环稳态误差不受电流内环增益限制；②本发明一种提高单相全桥逆变电源电流内环控制增益的方法，电流内环采用电容电流预测控制，使电流环的增益增大；③本发明一种提高单相全桥逆变电源电流内环控制增益的方法，有效抑制了非线性负载等影响造成电压、电流畸变，控制效果良好。

附图说明

图1是本发明中单相全桥逆变电源的电路图；

图2是本发明中单相并网逆变电源电流内环预测控制电容电流变化趋势图和PWM波生成图；

图3是本发明中电流内环预测控制计算各个开关管的占空比的流程图；

图4是本发明中单相全桥逆变电源电压、电流双环控制拓扑图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。

本发明中单相全桥逆变电源的电路图，如图1所示，包括直流输入电压V_dc，直流输入电压V_dc的正极分别连接有第一开关管S1的集电极、第三开关管S3的集电极，直流输入电压V_dc的负极分别连接有第二开关管S2的发射极、第四开关管S4的发射极，第一开关管S1的发射极分别连接第二开关管S2的集电极、电感L的一端，电感L的另一端连接电容C的一端，电容C的另一端分别连接第三开关管S3的发射极、第四开关管S4的集电极，电容C的两端还并联有负载。

其中，第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4均为携带反并联二极管或具有反并联二极管特性的可关断功率开关器件。

图2为单相并网逆变电源电流内环预测控制电容电流变化趋势图和PWM波生成图，其中图2(a)为相邻两个周期的电容电流变化趋势图，T_S为采样周期，i_C(n-1)、i_C(n)、i_C(n+1)分别为(n-1)T_S、nT_S、(n+1)T_S时刻电容电流的采样值；图2(b)为通过“预测值”得到的第一开关管S1、第四开关管S4的驱动信号G_S1和G_S4的波形，(n-1)T_S阶段的第一开关管S1、第四开关管S4的驱动信号为D₁(n-1)T_S，nT_S阶段的第一开关管S1、第四开关管S4的驱动信号为D₁(n)T_S；图2(c)为第二开关管S2、第三开关管S3的驱动信号G_S2和G_S3的波形，其与第一开关管S1、第四开关管S4的驱动波形互补。

nT_S周期内，nT_S时刻的电容电流i_C(n)增加到电容电流在nT_S阶段内峰值的增量Δi_C+(n)为：

$\mathrm{\Δ}{i}_{C+}\left(n\right)=\frac{1}{L}(V_{\mathrm{dc}}-V_o)\·D_1\left(n\right)\·T_s---\left(5\right)$

nT_S时刻的电容电流i_C(n)增加到电容电流在nT_S阶段内峰值的平均值为为：

${\stackrel{\‾}{i}}_{C+}\left(n\right)=i_C\left(n\right)+\frac{1}{2L}(V_{\mathrm{dc}}-V_o)\·D_1\left(n\right)\·T_s---\left(6\right)$

电容电流在nT_S阶段内峰值减小到(n+1)T_S时刻的电容电流i_C(n+1)的变化量Δi_C-(n)为：

$\mathrm{\Δ}{i}_{C-}\left(n\right)=\frac{1}{L}(V_{\mathrm{dc}}+V_o)\·[D_1\left(n\right)-1]\·T_s---\left(7\right)$

电容电流在nT_S阶段内峰值减小到(n+1)T_S时刻的电容电流i_C(n+1)的平均值为：

${\stackrel{\‾}{i}}_{C-}\left(n\right)=i_C\left(n\right)+\mathrm{\Δ}{i}_{C+}\left(n\right)+\frac{\mathrm{\Δ}{i}_{C-}\left(n\right)}{2}---\left(8\right)$

将公式(5)、(7)代入公式(8)整理得：

${\stackrel{\‾}{i}}_{C-}\left(n\right)=i_C\left(n\right)+\frac{T_s}{2L}[(3V_{\mathrm{dc}}-V_o)D_1\left(n\right)-(V_{\mathrm{dc}}+V_o)]---\left(9\right)$

电容电流在nT_S阶段内的平均值为：

${\stackrel{\‾}{i}}_C\left(n\right)={\stackrel{\‾}{i}}_{C+}\left(n\right)\·D_1\left(n\right)+{\stackrel{\‾}{i}}_{C-}\left(n\right)\·[1-D_1\left(n\right)]---\left(10\right)$

将公式(6)、(9)代入公式(10)整理得：

${D^2}_1\left(n\right)-2D_1\left(n\right)+\frac{(V_{\mathrm{dc}}+V_o)}{2V_{\mathrm{dc}}}+\frac{L[{\stackrel{\‾}{i}}_C\left(n\right)-i_C\left(n\right)]}{T_s{V}_{\mathrm{dc}}}=0---\left(11\right)$

保证式(11)中D₁(n)有实数解，且D₁(n)∈[0，1]，得到如下关系式：

$i_C\left(n\right)+\frac{T_s}{2L}(V_{\mathrm{dc}}-V_o)\≥{\stackrel{\‾}{i}}_C\left(n\right)\≥i_C\left(n\right)-\frac{T_s}{2L}(V_{\mathrm{dc}}+V_o)---\left(12\right)$

在式(12)的条件下，根据式(11)得到D₁(n)在nT_S阶段的值，解即为：

$D_1\left(n\right)=1-\sqrt{1-(\frac{(V_{\mathrm{dc}}+V_o)}{2V_{\mathrm{dc}}}+\frac{L[{\stackrel{\‾}{i}}_C\left(n\right)-i_C\left(n\right)]}{T_s{V}_{\mathrm{dc}}})}---\left(13\right).$

如图3所示为电流内环预测控制计算各个开关管的占空比的流程图，具体步骤为：

步骤1、在单相全桥逆变电源的电路中的(n-1)T_S时刻采样中断，得到(n-1)T_S时刻的电容电流值i_C(n-1)、直流输入电压值V_dc、负载输出电压V_o、(n-1)T_S周期内第一开关管S1的占空比D₁(n-1)，

步骤2、通过公式(1)计算nT_S时刻的电容电流的预测值

${\hat{i}}_C\left(n\right)=i_C(n-1)+\frac{T_s}{L}[2V_{\mathrm{dc}}\·D_1(n-1)-(V_{\mathrm{dc}}+V_o)]---\left(1\right)$

其中，L为单相全桥逆变电源中的电感值；

步骤3、判断是否成立，如果成立，则nT_S周期内第一开关管S1的占空比D_S1(n)、第四开关管S4的占空比D_S4(n)为D_S1(n)＝D_S4(n)＝1，nT_S周期内第二开关管S2的占空比D_S2(n)、第三开关管S3的占空比D_S3(n)与第一开关管S1、第四开关管S4的占空比互补为D_S2(n)＝D_S3(n)＝0，转到步骤7；如果不成立，则转到步骤4；

步骤4、判断是否成立，如果成立，则nT_S周期内第一开关管S1的占空比D_S1(n)、第四开关管S4的占空比D_S4(n)为D_S1(n)＝D_S4(n)＝0，nT_S周期内第二开关管S2的占空比D_S2(n)、第三开关管S3的占空比D_S3(n)为D_S2(n)＝D_S3(n)＝1，转到步骤7；如果不成立，则转到步骤5；

步骤5、将nT_S时刻电容电流给定值i_Cref(n)赋值给nT_S周期内电容电流平均值即：

${\stackrel{\‾}{i}}_C\left(n\right)=i_{\mathrm{Cref}}\left(n\right)---\left(2\right)$

通过公式(1)中得到的电容电流的预测值代入公式(13)计算nT_S周期内第一开关管S1的占空比D₁(n)即电容电流预测控制函数f(V_dc,V_o,T_s,i_C,L)为：

$f(V_{\mathrm{dc}},V_o,T_s,i_C,L)=D_1\left(n\right)=1-\sqrt{1-(\frac{(V_{\mathrm{dc}}+V_o)}{2V_{\mathrm{dc}}}+\frac{L[{\stackrel{\‾}{i}}_C\left(n\right)-{\hat{i}}_C\left(n\right)]}{T_s{V}_{\mathrm{dc}}})}---\left(3\right)$

步骤6、由于电容上电流是正、负正弦变化的一个值，通过式(3)预测得到的第一开关管S1占空比D₁(n)作为驱动第一开关管S1的占空比，得到的电容电流瞬时值存在阶段性的跳变，其与给定的平均值存在一定的差值，故不能直接驱动第一开关管S1，需要通过收敛运算，具体为：

当Δi_C+(n)＝-Δi_C-(n)时，可以保证i_C(n)和i_C(n+1)在nT_S阶段内是相等的，此条件可以得到nT_S周期内稳态时第一开关管S1的占空比D₂(n)为：

$D_2\left(n\right)=\frac{V_{\mathrm{dc}}+V_o}{2V_{\mathrm{dc}}},$

实际上，i_C(n)和i_C(n+1)是不相等的，根据公式(4)计算经过中值处理后的第一开关管S1的占空比D_S1(n)：

$D_{S1}\left(n\right)=\frac{D_1\left(n\right)+D_2\left(n\right)}{2}---\left(4\right)$

经过中值处理后的第四开关管S4的占空比D_S4(n)＝D_S1(n)；

经过中值处理后的第二开关管S2的占空比、第三开关管S3的占空比D_S2(n)＝D_S3(n)＝1-D_S1(n)；

步骤7、产生占空比为D_S1(n)的PWM波来控制第一开关管S1，产生占空比为D_S2(n)的PWM波来控制第二开关管S2，产生占空比为D_S3(n)的PWM波来控制第三开关管S3，产生占空比为D_S4(n)的PWM波来控制第四开关管S4。

本发明一种提高单相全桥逆变电源电流内环控制增益的方法的控制电路拓扑图如图4所示，单相全桥逆变电源的给定电压V_Cref与负载输出电压V_o负反馈运算后经电压外环比例调节器(电压外环比例调节器的电压外环比例调节系数)，电压外环比例调节器的输出作为电容电流给定值i_Cref，电容电流给定值i_Cref和电容电流i_C通过电容电流预测控制函数f(V_dc,V_o,T_s,i_C,L)计算出各个开关管的占空比(即通过上述图3流程图得出)，经过PWM调制产生驱动波形控制单相全桥逆变电源；各个开关管的占空比经过直流输入电压V_dc得到单相全桥逆变电源侧的输出电压V_D，单相全桥逆变电源侧的输出电压V_D与负载输出电压V_o负反馈运算得到电感电压V_L，电感电压V_L经过电感数学模型积分()处理得到电感电流i_L，电感电流i_L负载电流i_o负反馈运算得到电容电流i_C，电容电流i_C经过电容数学模型积分()处理得到负载输出电压V_o。

与传统的电压、电流双环控制器相比，电流内环加入电容电流预测控制后，电压外环比例系数通过逆变器参数设计，不再受电流内环增益耦合的限制，有效提高了系统的稳定性。电流内环加入电容电流预测控制，并且运用占空比计算、“收敛”运算等方法，能够使电流环的增益增大，提高系统的快速性，同时，能够有效抑制了非线性负载等影响造成电压、电流畸变，具有良好的实用价值和应用前景。

Claims (8)

1.一种提高单相全桥逆变电源电流内环控制增益的方法，其特征在于，单相全桥逆变电源的给定电压V_Cref与负载输出电压V_o负反馈运算后经电压外环比例调节器，电压外环比例调节器的输出作为电容电流给定值i_Cref，电容电流给定值i_Cref和电容电流i_C通过电容电流预测控制函数f(V_dc,V_o,T_s,i_C,L)计算出各个开关管的占空比，经过PWM调制产生驱动波形控制单相全桥逆变电源；各个开关管的占空比经过直流输入电压V_dc得到单相全桥逆变电源侧的输出电压V_D，单相全桥逆变电源侧的输出电压V_D与负载输出电压V_o负反馈运算得到电感电压V_L，电感电压V_L经过电感数学模型积分处理得到电感电流i_L，电感电流i_L负载电流i_o负反馈运算得到电容电流i_C，电容电流i_C经过电容数学模型积分处理得到负载输出电压V_o。

2.根据权利要求1所述的一种提高单相全桥逆变电源电流内环控制增益的方法，其特征在于，所述电压外环比例调节器的电压外环比例调节系数其中，C为单相全桥逆变电源中的电容值，T_s为采样周期。

3.根据权利要求1所述的一种提高单相全桥逆变电源电流内环控制增益的方法，其特征在于，所述电感数学模型积分为其中，L为单相全桥逆变电源中的电感值。

4.根据权利要求1所述的一种提高单相全桥逆变电源电流内环控制增益的方法，其特征在于，所述电容数学模型积分为其中，C为单相全桥逆变电源中的电容值。

5.根据权利要求1所述的一种提高单相全桥逆变电源电流内环控制增益的方法，其特征在于，所述电容电流给定值i_Cref和电容电流i_C通过电容电流预测控制函数f(V_dc,V_o,T_s,i_C,L)计算出各个开关管的占空比，经过PWM调制产生驱动波形控制单相全桥逆变电源，具体步骤为：

步骤1、在单相全桥逆变电源的电路中的(n-1)T_S时刻采样中断，得到(n-1)T_S时刻的电容电流值i_C(n-1)、直流输入电压值V_dc、负载输出电压V_o、(n-1)T_S周期内第一开关管S1的占空比D₁(n-1)，

其中，T_S为开关周期；

步骤2、通过公式(1)计算nT_S时刻的电容电流的预测值

${\hat{i}}_C\left(n\right)=i_C(n-1)+\frac{T_s}{L}[2V_{\mathrm{dc}}\·D_1(n-1)-(V_{\mathrm{dc}}+V_o)]---\left(1\right)$

其中，L为单相全桥逆变电源中的电感值；

步骤3、判断 $i_{\mathrm{Cref}}\left(n\right)\≥{\hat{i}}_C\left(n\right)+\frac{T_s}{2L}(V_{\mathrm{dc}}-V_o)$ 是否成立，如果成立，则nT_S周期内第一开关管S1的占空比D_S1(n)、第四开关管S4的占空比D_S4(n)为D_S1(n)＝D_S4(n)＝1，nT_S周期内第二开关管S2的占空比D_S2(n)、第三开关管S3的占空比D_S3(n)与第一开关管S1、第四开关管S4的占空比互补为D_S2(n)＝D_S3(n)＝0，转到步骤7；如果不成立，则转到步骤4；

步骤4、判断是否成立，如果成立，则nT_S周期内第一开关管S1的占空比D_S1(n)、第四开关管S4的占空比D_S4(n)为D_S1(n)＝D_S4(n)＝0，nT_S周期内第二开关管S2的占空比D_S2(n)、第三开关管S3的占空比D_S3(n)为D_S2(n)＝D_S3(n)＝1，转到步骤7；如果不成立，则转到步骤5；

步骤5、将nT_S时刻电容电流给定值i_Cref(n)赋值给nT_S周期内电容电流平均值即：

${\stackrel{\‾}{i}}_C\left(n\right)=i_{\mathrm{Cref}}\left(n\right)---\left(2\right)$

通过公式(1)中得到的电容电流的预测值计算nT_S周期内第一开关管S1的占空比D₁(n)即电容电流预测控制函数f(V_dc,V_o,T_s,i_C,L)为：

$f(V_{\mathrm{dc}},V_o,T_s,i_C,L)=D_1\left(n\right)=1-\sqrt{1-(\frac{(V_{\mathrm{dc}}+V_o)}{2V_{\mathrm{dc}}}+\frac{L[{\stackrel{\‾}{i}}_C\left(n\right)-{\hat{i}}_C\left(n\right)]}{T_s{V}_{\mathrm{dc}}})}---\left(3\right)$

步骤6、根据公式(4)计算经过中值处理后的第一开关管S1的占空比D_S1(n)：

$D_{S1}\left(n\right)=\frac{D_1\left(n\right)+D_2\left(n\right)}{2}---\left(4\right)$

其中，为nT_S周期内稳态时第一开关管S1的占空比；

经过中值处理后的第四开关管S4的占空比D_S4(n)＝D_S1(n)；

经过中值处理后的第二开关管S2的占空比、第三开关管S3的占空比D_S2(n)＝D_S3(n)＝1-D_S1(n)；

步骤7、产生占空比为D_S1(n)的PWM波来控制第一开关管S1，产生占空比为D_S2(n)的PWM波来控制第二开关管S2，产生占空比为D_S3(n)的PWM波来控制第三开关管S3，产生占空比为D_S4(n)的PWM波来控制第四开关管S4。

6.根据权利要求1所述的一种提高单相全桥逆变电源电流内环控制增益的方法，其特征在于，得到所述步骤5中公式(3)的具体过程为：

nT_S周期内，nT_S时刻的电容电流i_C(n)增加到电容电流在nT_S阶段内峰值的增量Δi_C+(n)为：

$\mathrm{\Δ}{i}_{C+}\left(n\right)=\frac{1}{L}(V_{\mathrm{dc}}-V_o)\·D_1\left(n\right)\·T_s---\left(5\right)$

nT_S时刻的电容电流i_C(n)增加到电容电流在nT_S阶段内峰值的平均值为为：

${\stackrel{\‾}{i}}_{C+}\left(n\right)=i_C\left(n\right)+\frac{1}{2L}(V_{\mathrm{dc}}-V_o)\·D_1\left(n\right)\·T_s---\left(6\right)$

电容电流在nT_S阶段内峰值减小到(n+1)T_S时刻的电容电流i_C(n+1)的变化量Δi_C-(n)为：

$\mathrm{\Δ}{i}_{C-}\left(n\right)=\frac{1}{L}(V_{\mathrm{dc}}+V_o)\·[D_1\left(n\right)-1]\·T_s---\left(7\right)$

电容电流在nT_S阶段内峰值减小到(n+1)T_S时刻的电容电流i_C(n+1)的平均值为：

${\stackrel{\‾}{i}}_{C-}\left(n\right)=i_C\left(n\right)+\mathrm{\Δ}{i}_{C+}\left(n\right)+\frac{\mathrm{\Δ}{i}_{C-}\left(n\right)}{2}---\left(8\right)$

将公式(5)、(7)代入公式(8)整理得：

${\stackrel{\‾}{i}}_{C-}\left(n\right)=i_C\left(n\right)+\frac{T_s}{2L}[(3V_{\mathrm{dc}}-V_o)D_1\left(n\right)-(V_{\mathrm{dc}}+V_o)]---\left(9\right)$

电容电流在nT_S阶段内的平均值为：

${\stackrel{\‾}{i}}_C\left(n\right)={\stackrel{\‾}{i}}_{C+}\left(n\right)\·D_1\left(n\right)+{\stackrel{\‾}{i}}_{C-}\left(n\right)\·[1-D_1\left(n\right)]---\left(10\right)$

将公式(6)、(9)代入公式(10)整理得：

${D^2}_1\left(n\right)-2D_1\left(n\right)+\frac{(V_{\mathrm{dc}}+V_o)}{2V_{\mathrm{dc}}}+\frac{L[{\stackrel{\‾}{i}}_C\left(n\right)-i_C\left(n\right)]}{T_s{V}_{\mathrm{dc}}}=0---\left(11\right)$

保证式(11)中D₁(n)有实数解，且D₁(n)∈[0，1]，得到如下关系式：

$i_C\left(n\right)+\frac{T_s}{2L}(V_{\mathrm{dc}}-V_o)\≥{\stackrel{\‾}{i}}_C\left(n\right)\≥i_C\left(n\right)-\frac{T_s}{2L}(V_{\mathrm{dc}}+V_o)---\left(12\right)$

在式(12)的条件下，根据式(11)得到D₁(n)在nT_S阶段的值，解即为：

$D_1\left(n\right)=1-\sqrt{1-(\frac{(V_{\mathrm{dc}}+V_o)}{2V_{\mathrm{dc}}}+\frac{L[{\stackrel{\‾}{i}}_C\left(n\right)-i_C\left(n\right)]}{T_s{V}_{\mathrm{dc}}})}---\left(13\right).$

7.根据权利要求1所述的一种提高单相全桥逆变电源电流内环控制增益的方法，其特征在于，所述单相全桥逆变电源的电路包括直流输入电压V_dc，直流输入电压V_dc的正极分别连接有第一开关管S1的集电极、第三开关管S3的集电极，直流输入电压V_dc的负极分别连接有第二开关管S2的发射极、第四开关管S4的发射极，第一开关管S1的发射极分别连接第二开关管S2的集电极、电感L的一端，电感L的另一端连接电容C的一端，电容C的另一端分别连接第三开关管S3的发射极、第四开关管S4的集电极，电容C的两端还并联有负载。

8.根据权利要求1所述的一种提高单相全桥逆变电源电流内环控制增益的方法，其特征在于，所述第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4均为携带反并联二极管或具有反并联二极管特性的可关断功率开关器件。