CN203691725U - 集成pfc功能的led驱动控制器 - Google Patents

Abstract

本实用新型涉及一种集成PFC功能的LED驱动控制器，其包括基准电压生成电路及电感电流峰值采样电路；电感电流峰值采样电路、基准电压生成电路均与输出电流调制电路的输出端连接，输出电流调制电路的输入端还与N型开关管漏极采样电路的输出端连接，输出电流调制电路的输出端与第一个导通脉冲生成电路及导通脉冲生成电路，导通脉冲生成电路还与N型开关管漏极采样电路连接，第一个导通脉冲生成电路及导通脉冲生成电路均连接到或门的输入端，或门的输出端与电感电流峰值采样电路及驱动电路连接。本实用新型结构简单紧凑，能实现恒流驱动及功率因数校正，提高了恒流精度、环路瞬态响应和变换器的转换效率，适应范围广，安全可靠。

Description

集成PFC功能的LED驱动控制器

技术领域

本实用新型涉及一种驱动控制器，尤其是一种集成PFC功能的LED驱动控制器，属于LED驱动电路的技术领域。

背景技术

作为电流型器件，LED光源的驱动电流通常设计为恒流型。若采用开关电源作为其驱动电路，恒流输出和PFC（功率因数校正）功能相结合是较为理想的选择。

目前，对LED驱动控制器的设计要求是：在较大输出功率范围和宽输入电压范围内需要实现输出电流恒流，同时内部集成PFC以应对网侧输入功率因数降低和谐波污染。近阶段PFC技术的虽然迅速发展，但其实现方法较为复杂，一般需要内部集成乘法器，难以满足实际电路的使用要求。

发明内容

本实用新型的目的是克服现有技术中存在的不足，提供一种集成PFC功能的LED驱动控制器，其结构简单紧凑，能实现恒流驱动及功率因数校正，提高了恒流精度、环路瞬态响应和变换器的转换效率，适应范围广，安全可靠。

按照本实用新型提供的技术方案，所述集成PFC功能的LED驱动控制器，包括控制器芯片，所述控制器芯片包括基准电压生成电路及电感电流峰值采样电路；所述电感电流峰值采样电路、基准电压生成电路均与输出电流调制电路的输出端连接，输出电流调制电路的输入端还与N型开关管漏极采样电路的输出端连接，输出电流调制电路的输出端与第一个导通脉冲生成电路及导通脉冲生成电路，所述导通脉冲生成电路还与N型开关管漏极采样电路连接，第一个导通脉冲生成电路的输出端还与所述第一个导电脉冲生成电路的输入端连接，第一个导通脉冲生成电路及导通脉冲生成电路均连接到或门的输入端，所述或门的输出端与电感电流峰值采样电路及驱动电路连接。

所述输出电流调制电路包括电感电流调制电路及误差放大器；电感电流调制电路分别与电感电流峰值采样电路的输出端及N型开关管漏极采样电路的输出端连接，电感电流调制电路的输出端与误差放大器的反相输入端连接，误差放大器的同相输入端与基准电压生成电路的输出端连接，误差放大器的输出端与第一个导通脉冲生成电路及导通脉冲生成电路连接。

所述电感电流峰值采样电路包括第一开关及第二开关；第一开关的第二端与第一电容的一端及第二开关的第一端连接，第一开关的控制端与或门的输出端连接，第一电容的另一端接地，第二开关的第二端与第二电容的一端及第一比较器的同相输入端连接，第二开关的控制端通过反相器与或门的输出端连接，第二电容的另一端接地，第一比较器的输出端与所述第一比较器的反相输入端连接，且第一比较器的输出端通过第一电阻接地。

所述电感电流调制电路包括第二电阻，所述第二电阻的一端与第三开关的第一端连接，第三开关的第二端与第二比较器的反相输入端及第四开关的第一端连接，第四开关的第二端与第二比较器的输出端连接，第二比较器的反相输入端通过第三电容与所述第二比较器的输出端连接，第二比较器的同相输入端接地，第三开关的控制端及第四开关的控制端均与N型开关管漏极采样电路的输出端连接。

所述N型开关管漏极采样电路包括过零比较器，过零比较器的同相输入端接地，过零比较器的输出端与边缘信号生成电路的输入端及导通脉冲生成电路的输入端连接，导通脉冲生成电路的输入端还与边缘信号生成电路的输入端连接，边缘信号生成电路的输出端与输出电流调制电路连接。

所述基准电压生成电路与供电电容的一端及供电电阻的一端连接，供电电容的另一端接地，供电电阻的另一端与第一变压器原边线圈的一端及第五开关的第二端连接，第五开关的第一端与第一二极管的阴极端及第四二极管的阴极端连接，第一二极管的阳极端与第二二极管的阴极端连接，第四二极管的阳极端与第三二极管的阴极端连接，第二二极管的阳极端及第三二极管的阳极端接地；

第一变压器原边线圈的另一端与开关管的源极端及第五电容的一端连接，开关管的栅极端与驱动电路的输出端连接，开关管的漏极端与电感电流峰值采样电路的输入端连接，且开关管的漏极端通过反馈电阻接地；

第一变压器的副边线圈的一端与第一续流二极管的阳极端连接，第一续流二极管的阴极端与第六电容的一端及LED负载连接，第六电容的另一端及第一变压器副边线圈的另一端均接地；第一变压器辅助绕组的一端与N型开关管漏极采样电路连接，第一变压辅助绕组的另一端接地。

所述基准电压生成电路与供电电容的一端及供电电阻的一端连接，供电电容的另一端接地，供电电阻的另一端与第五开关的第二端、LED负载的阳极端、第七电容的一端及第二续流二极管的阴极端连接，第七电容的另一端与LED负载的阴极端及第二变压器原边线圈的一端连接，第二变压器原边线圈的另一端与第二续流二极管的阳极端及开关管的源极端、第五电容的一端连接；

第五开关的第一端与第一二极管的阴极端及第四二极管的阴极端连接，第一二极管的阳极端与第二二极管的阴极端连接，第四二极管的阳极端与第三二极管的阴极端连接，第二二极管的阳极端及第三二极管的阳极端接地；

开关管的栅极端与驱动电路的输出端连接，开关管的漏极端与电感电流峰值采样电路的输入端连接，且开关管的漏极端通过反馈电阻接地；

第二变压器辅助绕组的一端与N型开关管漏极采样电路连接，第二变压器辅助绕组的另一端接地。

本实用新型的优点：通过采样保持电感电流峰值和检测去磁时间，经过误差综合，反映输出负载的大小，实现恒流控制和PFC，能够在一个开关周期内跟踪电感电流峰值和去磁时间计算得到下一个开关周期的导通时间，一个周期控制下一个周期的开关波形，由于逐周期地误差综合，可以自动消除瞬态误差，提升PFC控制器的瞬态特性，能够单片实现PFC，且由于采用逐周期控制开关管状态，提升了恒流精度、环路瞬态响应和变换器的转换效率，结构简单紧凑，适应范围广，安全可靠。

附图说明

图1为本实用新型反激式LED驱动控制的使用状态电路图。

图2为本实用新型降压式LED驱动控制的使用状态电路图。

图3为本实用新型控制器芯片的电路框图。

图4为图3的具体电路原理图。

图5为本实用新型图3中的信号波形图。

图6为本实用新型第一开关与第二开关的控制波形图。

图7为本实用新型中电感电流调制电路的波形示意图。

附图标记说明：100-控制器芯片、101-第一二极管。102-第二二极管。103-第三二极管、104-第四二极管、105-第五开关、106-供电电阻、107-供电电容、108-反馈电阻、109-开关管、110-第五电容、111-第一LED光源、112-第二LED光源、113-第三LED光源、114-第四LED光源、115-第一变压器辅助绕组、116-第一变压器、117-第一续流二极管、118-第六电容、119-第二变压器、120-第七电容、121-第二续流二极管、122-第二变压器辅助绕组、300-电感电流峰值采样电路、301-基准电压生成电路、302-输出电流调制电路、303-导通脉冲生成电路304-N型开关管漏极采样电路、305-第一个导通脉冲生成电路、306-驱动电路、307-电感电流调制电路、308-误差放大器、309-或门、401-第一开关、402-第二开关、403-第一电容、404-第二电容、405-反相器、406-第二电阻、407-第三电容、408-第四开关、409-边缘信号生成电路、410-过零比较器、411-第一比较器、412-第三开关、413-第四电容、414-第二比较器及415-第一电阻。

具体实施方式

下面结合具体附图和实施例对本实用新型作进一步说明。

如图3所示：为了能够简化电路，同时实现PFC的功能，本实用新型包括控制器芯片100，所述控制器芯片100包括基准电压生成电路301及电感电流峰值采样电路300；所述电感电流峰值采样电路300、基准电压生成电路301均与输出电流调制电路302的输出端连接，输出电流调制电路302的输入端还与N型开关管漏极采样电路304的输出端连接，输出电流调制电路302的输出端与第一个导通脉冲生成电路305及导通脉冲生成电路303，所述导通脉冲生成电路303还与N型开关管漏极采样电路304连接，第一个导通脉冲生成电路305的输出端还与所述第一个导电脉冲生成电路305的输入端连接，第一个导通脉冲生成电路305及导通脉冲生成电路303均连接到或门309的输入端，所述或门309的输出端与电感电流峰值采样电路300及驱动电路306连接。

其中，所述输出电流调制电路302包括电感电流调制电路307及误差放大器308；电感电流调制电路307分别与电感电流峰值采样电路300的输出端及N型开关管漏极采样电路304的输出端连接，电感电流调制电路307的输出端与误差放大器308的反相输入端连接，误差放大器308的同相输入端与基准电压生成电路301的输出端连接，误差放大器308的输出端与第一个导通脉冲生成电路305及导通脉冲生成电路303连接。

具体地，电感电流峰值采样电路300，用于采样开关周期内的峰值电流，并保持到下一个开关周期的峰值电流产生。下一个开关周期的峰值电流同样在产生时被保持。基准电压生成电路301，在控制电路上电过程中，基准电压和偏置电路产生输出，整个功率因数校正电路处于工作状态，等待反馈信号调节输出。

输出电流调制电路302，包括误差放大器308，误差放大器308的同相输入端为基准电压生成电路的输出，误差放大器308的反相输入端为对一个开关周期内电感电流采样电阻采样所得信号的评估值。所述评估值为电感电流调制电路307的输出，且反映这个开关周期内的负载情况。误差放大器308的输出为负载电流评估值与基准电压电路301的输出相比较得到的与负载电流评估值一一对应的参考电压。然后由这个参考电压控制开关管的导通时间的大小，从而实现恒流功能。

导通脉冲生成电路303，输出电流调制电路302的输出电压为与负载电流评估值一一对应的参考电压，这个参考电压作为导通脉冲生成电路303的输入，输出开关管的导通时间，且满足导通时间与参考电压成正比。N型开关管漏极采样电路304，为提高变换器的转换效率同时确保电路工作在断续模式（英译：DCM），需要在电感能量完全释放即开关管109的漏极端电压为零时，令开关管109再次导通。这个时候，开关管109的开关损耗等于零，这将提高变换器的转换效率。

第一个导通脉冲生成电路305，开关管109在第一次导通之前，并没有电流从开关管109的漏极端流入，这个时候并不能实现漏极端波形的过零检测，不能给出开关管109的第一次导通信号，所以需要额外的设计第一个导通脉冲生成电路305。第一个导通脉冲生成电路305规定了第一个导通脉冲何时生成，脉冲宽度的大小，且脉冲宽度与电路的实际负载的大小无关。驱动电路306，驱动电路306的输出与导通脉冲生成电路的输出同相变化，同高同低。驱动电路306的输出将具有一定的驱动能力，能够满足开关管109驱动的需要。

本实用新型实施例中，电感电流峰值采样电路300的输入端形成控制器芯片100的CS端，基准电压生成电路301形成控制器芯片100的VIN端，驱动电路306的输出端形成控制器芯片100的GATE端，N型开关管漏极采样电路304形成控制器芯片100的FB端。基准电压生电路301、导通脉冲生成电路303、第一个导通脉冲生成电路305及驱动电路306均采用本技术领域常用的电路结构，具体结构为本技术领域人员所熟知，此处不再进一步详述。

如图4所示，所述电感电流峰值采样电路300包括第一开关401及第二开关402；第一开关401的第二端与第一电容403的一端及第二开关402的第一端连接，第一开关401的控制端与或门309的输出端连接，第一电容403的另一端接地，第二开关402的第二端与第二电容404的一端及第一比较器411的同相输入端连接，第二开关402的控制端通过反相器405与或门309的输出端连接，第二电容404的另一端接地，第一比较器411的输出端与所述第一比较器411的反相输入端连接，且第一比较器411的输出端通过第一电阻416接地。

所述电感电流调制电路307包括第二电阻406，所述第二电阻406的一端与第三开关412的第一端连接，第三开关412的第二端与第二比较器414的反相输入端及第四开关408的第一端连接，第四开关408的第二端与第二比较器414的输出端连接，第二比较器414的反相输入端通过第三电容407与所述第二比较器414的输出端连接，第二比较器414的同相输入端接地，第三开关412的控制端及第四开关408的控制端均与N型开关管漏极采样电路304的输出端连接。第二比较器414的输出端与误差放大器308的反相输入端连接，误差放大器308的同相输入端与基准电压生成电路301的输出端连接，误差放大器308的输出端通过第四电容413接地，且误差放大器308的输出端分别与第一个导通脉冲生成电路305及导通脉冲生成电路303的输入端连接。

所述N型开关管漏极采样电路304包括过零比较器410，过零比较器410的同相输入端接地，过零比较器410的输出端与边缘信号生成电路409的输入端及导通脉冲生成电路303的输入端连接，导通脉冲生成电路303的输入端还与边缘信号生成电路409的输入端连接，边缘信号生成电路409的输出端与输出电流调制电路302连接。所述边缘信号生成电路409采用本技术领域常用的电路结构，此处不再赘述。

如图1所示，所述基准电压生成电路301与供电电容107的一端及供电电阻106的一端连接，供电电容107的另一端接地，供电电阻106的另一端与第一变压器116原边线圈的一端及第五开关105的第二端连接，第五开关105的第一端与第一二极管101的阴极端及第四二极管104的阴极端连接，第一二极管101的阳极端与第二二极管102的阴极端连接，第四二极管104的阳极端与第三二极管103的阴极端连接，第二二极管102的阳极端及第三二极管103的阳极端接地；

第一变压器116原边线圈的另一端与开关管109的源极端及第五电容110的一端连接，开关管109的栅极端与驱动电路306的输出端连接，开关管109的漏极端与电感电流峰值采样电路300的输入端连接，且开关管109的漏极端通过反馈电阻108接地；

第一变压器116的副边线圈的一端与第一续流二极管117的阳极端连接，第一续流二极管117的阴极端与第六电容118的一端及LED负载连接，第六电容118的另一端及第一变压器116副边线圈的另一端均接地；第一变压器116辅助绕组的一端与N型开关管漏极采样电路304连接，第一变压器116辅助绕组的另一端接地。LED负载包括第一LED光源111、第二LED光源112、第三LED光源113及第四LED光源114，多个LED光源间依次串接，即阳极端与阴极端依次连接。

图1中，第五开关105控制AC电源经过整流桥（由第一二极管101、第二二极管102、第三二极管103和第四二极管104构成）到第一变压器116和控制器芯片100间的传输。当第五开关105闭合时，控制器芯片100通过供电电阻106和供电电容107上电，在控制器芯片100的GATE端输出第一个导通脉冲为高电平时，开关管109的漏端为低电平，反馈电阻108上的电压作为反馈信号输入到控制器芯片100的CS端，此时，第一续流二极管117并不导通，第一变压器116的副边绕组不能给第六电容118充电。在控制器芯片100的GATE端由高电平回落到低电平时，第一二极管117导通，第一变压器116的辅助绕组115将这个导通信号作为反馈信号而输入控制器芯片100的FB端。在第一个导通脉冲输出完毕后，第一个导通脉冲生成电路305将不工作。控制器芯片100的输出完全取决于FB端及CS端的反馈信号，即由上一个导通脉冲内的反馈信号生成下一个导通脉冲，从而实现逐周期控制，实现LED负载电流恒定。

如图2所示，所述基准电压生成电路301与供电电容107的一端及供电电阻106的一端连接，供电电容107的另一端接地，供电电阻106的另一端与第五开关105的第二端、LED负载的阳极端、第七电容120的一端及第二续流二极管121的阴极端连接，第七电容120的另一端与LED负载的阴极端及第二变压器119原边线圈的一端连接，第二变压器119原边线圈的另一端与第二续流二极管121的阳极端及开关管109的源极端、第五电容110的一端连接；

第五开关105的第一端与第一二极管101的阴极端及第四二极管104的阴极端连接，第一二极管101的阳极端与第二二极管102的阴极端连接，第四二极管104的阳极端与第三二极管103的阴极端连接，第二二极管102的阳极端及第三二极管103的阳极端接地；

开关管109的栅极端与驱动电路306的输出端连接，开关管109的漏极端与电感电流峰值采样电路300的输入端连接，且开关管109的漏极端通过反馈电阻108接地；

第二变压器辅助绕组122的一端与N型开关管漏极采样电路304连接，第二变压器辅助绕组122的另一端接地。

图2中，第五开关105闭合后，同样可由控制器芯片100逐周期实现PFC和恒流的功能。但是与图1不同的是，由于电路拓扑类型的不同，图2中的第二变压器119并没有副边绕组，只有第二变压器辅助绕组122。在开关管109导通时，反馈电阻108上的电流即为LED负载输出电流I_LED，在开关管109关断时，反馈电阻108上的电流为0，负载电流I_LED完全由第二续流二级管121所构成的回路来提供。控制器芯片100的GATE端电压无论是高电平还是低电平，电感电流始终存在。

图1和图2中的本实用新型实施例由于拓扑类型不同，所以在关键点波形并不相同。但总的来说，描述图2中本实用新型实施例工作原理的表达式可以兼容于图1实施例，所以下面仅以图1实施例为例，描述本实用新型中PFC控制器芯片100的工作原理。

第一个导通脉冲的脉冲宽度与负载无关。现在设第n个导通脉冲在控制器芯片100的GATE端输出，n≥2。则原边电流峰值I_{P_peak}(n)；副边电流峰值I_{S_peak}(n)；开关周期T_S(n)（所述开关周期是有开关管109进行控制）；导通时间T_ON(n)；去磁时间T_DON(n)；LED电流I_LED(n)；原边电感为L_P。

图4中，输入控制器芯片100的CS端的电压经过采样保持电路，输出每个开关周期内CS端的峰值电压V_{CS_peak}。其中，分别控制第一开关401和第二开关402开启的信号CtrlS₁和CtrlS₂波形并不相同，如图6。信号CtrlS₁和信号CtrlS₂为高电平时，分别控制的第一开关401与第二开关402开启；信号CtrlS₁和信号CtrlS₂为低电平时，分别控制的第一开关401与第二开关402的关断。当第一开关401和第二开关402关断时，第一电容403上的电压CS₁跟随CS端的电压变化；当第一开关401关断而第二开关402接收到高电平短脉冲时，电压CS₁保持CS端的峰值电压，并把被保持的峰值电压在402所接收到的短脉冲的时间里将电容403传送给电容404，由于402在经历短脉冲之后处于关断状态，这个峰值电压将不受电压CS₁随CS端电压变化的影响，在下一个短脉冲来之前将保持当前周期的峰值电压。

根据两个关系：公式（1）原边电流峰值与次边电流峰值之间存在变压器匝比关系；公式（2）输出电流和次边峰值电流的关系，对系统输出电流I_LED作如下推导：

$I_{\mathrm{LED}}\left(n\right)=\frac{1}{2}{I}_{S\_\mathrm{peak}}\left(n\right)\frac{T_{\mathrm{DON}}\left(n\right)}{T_S\left(n\right)}---\left(1\right)$

根据如下关系：

$\frac{I_{S\_\mathrm{peak}}}{I_{P\_\mathrm{peak}}}=\frac{N_P}{N_S}=N---\left(2\right)$

I_{P_peak}·R_CS=V_{CS_peak}    （3）

其中，N为第一变压器116的原边线圈与副边线圈的匝数比，Rcs表示反馈电阻108的阻值，改写输出电流I_LED(n)的表达式：

$I_{\mathrm{LED}}\left(n\right)=\frac{1}{2}{I}_{S\_\mathrm{peak}}\left(n\right)\frac{T_{\mathrm{DON}}\left(n\right)}{T_S\left(n\right)}$

$=\frac{1}{2}\·N\·I_{P\_\mathrm{peak}}\left(n\right)\frac{T_{\mathrm{DON}}\left(n\right)}{T_S\left(n\right)}---\left(4\right)$

$=\frac{1}{2}N\frac{V_{\mathrm{CS}\_\mathrm{peak}}\left(n\right)}{R_{\mathrm{CS}}}\frac{T_{\mathrm{DON}}\left(n\right)}{T_S\left(n\right)}$

如果上式中

能够为一个恒定值，那么I_LED(n)为定值。显然，以误差放大器308的同相输入端和反相输入端分别接基准电压生成电路301的输出和就能够实现

跟随基准电压变化。下面看，如何由V_{CS_peak}(n)实现的计算，图3中，电感电流调制电路307即描述了所述计算过程。

实现

计算的电感电流调制电路307有两个输入端。两个输入端的输入信号分别为V_{CS_peak}和去磁时间T_DON的波形。由当前周期的V_{CS_peak}(n)和T_DON的大小得到误差放大器308的输出即输出电流调制电路302的输出。电电感电流调制路307的实现方式：V_{CS_peak}(n)经过一个积分器，积分器的复位第四开关408由T_DON的波形控制，在一个开关周期内V_{CS_peak}(n)几乎可以看作是一个常量，电感电流调制电路307的输出运用傅里叶级数展开，可以写成：

$V_N\left(t\right)=c_0+\underset{k=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{c}_k\left(n\right)\cos (k\frac{2\mathrm{\π}}{T_S\left(n\right)}t+{\mathrm{\θ}}_k)---\left(5\right)$

$c_0=\frac{1}{T_S\left(n\right)}{\&Integral;}_{<T_S\left(n\right)>}{V}_{\mathrm{CS}\_\mathrm{peak}}\left(n\right)\mathrm{dt}$

$c_k=\frac{{2V}_{\mathrm{CS}\_\mathrm{peak}}\left(n\right)}{T_S\left(n\right)}\sqrt{{\left({\&Integral;}_{<T_S\left(n\right)>}\sin \left(k\frac{2\mathrm{\&pi;}}{T_S\left(n\right)}t\right)\mathrm{dt}\right)}^2+{\left({\&Integral;}_{<T_S\left(n\right)>}\cos \left(k\frac{2\mathrm{\&pi;}}{T_S\left(n\right)}t\right)\mathrm{dt}\right)}^2}$

${\mathrm{\&theta;}}_k=-\arctan \frac{{\&Integral;}_{<T_S\left(n\right)>}\sin \left(k\frac{2\mathrm{\&pi;}}{T_S\left(n\right)}t\right)\mathrm{dt}}{{\&Integral;}_{<T_S\left(n\right)>}\cos \left(k\frac{2\mathrm{\&pi;}}{T_S\left(n\right)}t\right)\mathrm{dt}}$

注意c₀的表达式，c₀可以改写成，傅里叶级数对式（5）展开后获得，用三角函数对V_N(t)的进行近似表达，也就是式（5）表达的内容。式（5）中，每一项三角函数都有乘积系数c_k(k=0,1,2…)和相移系数θ_k，这些系数的公式已经给出。在图7中可以清楚的看到从V_{CS_peak}(n)如何得到c₀。

$\begin{array}{c}{c}_0=\frac{1}{T_S\left(n\right)}{\&Integral;}_{<T_S\left(n\right)>}{V}_{\mathrm{CS}\_\mathrm{peak}}\left(n\right)\mathrm{dt}\\ =V_{\mathrm{CS}\_\mathrm{peak}}\left(n\right)\frac{T_{\mathrm{DON}}\left(n\right)}{T_S\left(n\right)}\end{array}---\left(6\right)$

由积分器的第二电阻406及第三电容407相乘所得的时间常数RC能够大于等于开关周期，便能够将傅里叶级数中的高次项滤除，那么电感电流调制电路307的输出结果V_N(t)将等于上式中的c₀，如图7。

由于环路的负反馈闭环的作用，误差放大器308的同相输入端和反相输入端相等，则有V_P(t)=V_N(t)=V_REF=c₀。V_REF为基准电压生成电路301的输出值。因此，公式（4）可以改写为：

$I_{\mathrm{LED}}\left(n\right)=\frac{1}{2}N\frac{V_{\mathrm{REF}}}{R_{\mathrm{CS}}}---\left(7\right)$

如果电感电流调制电路307内设计的RC带有一定的温度特性，那么V_N(t)在被滤除傅里叶级数高次项的过程中，由于RC大小的改变，V_N(t)的结果也会随温度而改变，这种改变将会影响最终的恒流结果。由于电容的温度特性相较于电阻不是很明显，所以本实用新型中恒流温度特性与取决于积分器中电阻的温度特性。由于I_LED电流本身所具有的负温度特性，所以应当采用正温度特性的电阻，以改善整机温度上升时的恒流精度。

本实用新型实图1的电路图和图2的电路图虽然在电路拓扑上并不一致，但恒流输出功能是相同的。只是实图2中存在变压器绕组关系。图2中的恒流功能的具体表达式可改写为：

$I_{\mathrm{LED}}\left(n\right)=\frac{1}{2}\frac{V_{\mathrm{REF}}}{R_{\mathrm{CS}}}---\left(8\right)$

输出电流调制电路302的输出与V_N(t)呈一一对应的关系，这个关系可以表述为：

V_COMP=A_V(V_REF-V_N(t))    （9）

式中的A_V为输出电流调制电路302中所包含的误差放大器308的低频增益，V_N（t）表示误差放大器308的反相输入端电压大小。

控制器芯片100的GATE端下一周期的导通时间T_ON(n+1)将由输出电流调制电路302的输出V_COMP电压决定，这个关系可以表述为：

T_ON(n+1)=M·V_COMP    （10）

上式中的M为一个导通脉冲生成电路303内的预设系数，以确保输出电流调制电路302的输出V_COMP与T_ON(n+1)的大小一一对应。所述Vcomp的电压式（9）所得。

综合公式（8）和（9），得到

T_ON(n+1)=M·A_V(V_REF-V_N(t))    （11）

分析式（10）中所计算出的T_ON(n+1)能否实现恒流的负反馈环路。

负载变化时的恒流负反馈环路：现假设I_LED增加，意味着副边绕组输出电容抽出的能量增加，第一续流二极管117导通时间即去磁时间随之减小。由公式（4）可知，输出电流调制电路302内误差放大器308的反相输入端V_N(t)减小。从而，由式（10）可知，下一个开关周期的导通时间T_ON(n+1)增加。根据伏秒法则得公式（12），当相邻周期的线电压变化忽略不计，LED负载上电压不变时，同一周期的导通时间增加时，第一续流二极管117导通时间即去磁时间也增加，从而实现负反馈环路，实现恒流功能。

V_BUS·T_ON=N·T_DON·V_O    （12）

根据实现恒流功能的负反馈过程，可以知道相同线电压V_BUS和输出功率的情况下，开关的导通时间是恒定的。V_BUS就是市电或者是交流电源，经过整流器所得的较平稳的电压，由于PFC功能需要令原边电流的限流点呈正弦曲线状，所以整流器的输出到地之间需要加的电容较小，因为该电容很小，所以在图1和图2中没有画出来。本实用新型中的V_BUS在图1和图2中已经标明。V₀表征图1和图2中所有的串联LED光源两端的压降。

此外，由于本实用新型实施例均采用准谐振导通，过零比较器410检测到FB端的电压足够低，边缘信号生成电路409输出一个短脉冲。这个短脉冲的持续时间很短，短脉冲的上升沿与开关导通脉冲的上升沿是一致的。导通脉冲生成电路303内预设系数M决定下一个开关导通脉冲高电平的持续时间的大小和何时由高电平向低电平翻转。所以，本实用新型的导通脉冲生成电路303本身只是根据V_COMP的大小得出一个与V_COMP大小一一对应的导通时间。至于何时开关管导通，完全是由N型开关管漏极采样电路304来决定。

本实用新型图1中由于采用反激式拓扑，可以由第一变压器辅助绕组115，实现在开关管109关断时对N型开关管漏极波形的采样。开关管109关断时，当控制器芯片100的FB端电压小于N型开关管漏极采样电路304内预设的基准电压，就可以输出一个短脉冲，由这个短脉冲的上升沿触发开关管109导通，电路相关波形如图5。

图5中对开关周期T_S的描述得到了公式（13）。

T_S=T_ON+T_OFF+T_D    （13）

公式（13）中有一项T_D即第一续流二极管117自然截止，第五电容110与第一变压器116的电感组成LC谐振网络。由于谐振网络不可避免地存在电阻项，谐振状态呈减幅振荡，振荡频率即如图所述的f_DCM。

由于准谐振时间T_D的大小远小于开关导通时间T_ON和第一续流二极管117导通时间T_DON，所以，一个开关周期的大小近似地等于开关导通时间与第一续流二极管117导通时间之和，T_D几乎可以被忽略。

本实用新型图2所述的电路，与图1中的电路一样也设计有辅助绕组，两个实施例在准谐振导通这一点上并没有区别。所以也会有T_S=T_ON+T_DON的结论。

实现PFC功能即输入线电压和输入平均电流呈正比关系。如果证实输入线电压V_BUS和输入平均电流

之比为常数，那么该控制器芯片100就能够实现PFC功能。

本实用新型图1中PFC功能的实现为：

$\stackrel{\&OverBar;}{i_L}=\frac{V_{\mathrm{BUS}}}{2L}\frac{T_{\mathrm{ON}}^2}{T_S}---\left(14\right)$

$\frac{V_{\mathrm{BUS}}}{\stackrel{\&OverBar;}{i_L}}=\frac{2L\&CenterDot;T_S}{T_{\mathrm{ON}}^2}---\left(15\right)$

如果T_ON恒定，那么根据伏秒法则T_S也恒定，所以输入线电压与输入平均电流之比为常量，本实用新型图1中的电路能够实现PFC功能。

本实用新型实图2中的电路PFC功能的实现为：

本实用新型图2的电路图采用BUCK降压型拓扑其输入平均电流为：

$\stackrel{\&OverBar;}{i_L}=\frac{V_{\mathrm{BUS}}-V_O}{2L}\frac{T_{\mathrm{ON}}(T_{\mathrm{ON}}+T_{\mathrm{DON}})}{T_S}---\left(16\right)$

由结论T_S=T_ON+T_DON，简化输入平均电流的表达式，可得，

$\stackrel{\&OverBar;}{i_L}=\frac{V_{\mathrm{BUS}}-V_O}{2L}\frac{T_{\mathrm{ON}}\&CenterDot;T_S}{T_S}$

$\begin{array}{c}=\frac{V_{\mathrm{BUS}}-V_O}{2L}{T}_{\mathrm{ON}}\\ =\frac{V_m\left|\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)\right|-V_O}{2L}{T}_{\mathrm{ON}}\end{array}---\left(17\right)$

$=\frac{V_O{T}_{\mathrm{ON}}}{2L}\left(\frac{V_m}{V_O}\right|\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)|-1)$

其中，V_BUS=V_m|sin(ωt)|，V_m为V_BUS的有效值，ω指的是线电压V_BUS的频率。图1和图2中，AC接入信号的频率固定，V_BUS的频率也固定，那么ω也就固定不变，为一个常数。例如我国220V 50Hz的市电接入AC，那么V_BUS的频率约为100Hz。如果

则输入平均电流的表达式可以写成下式：

$\stackrel{\&OverBar;}{i_L}=\frac{V_O{T}_{\mathrm{ON}}}{2L}\frac{V_m}{V_O}\left|\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)\right|---\left(18\right)$

所以，

由于T_ON恒定，所以输入线电压与输入平均电流之比为常量，本实用新型图2中的电路能够实现PFC功能。但是利用软开关技术和恒定导通时间的BUCK型PFC电路的PF值与输入线电压的有效值和输出电压之比有关，必须满足

足够大，才能获得理想的PF值。

综上，本实用新型中两个具体实施例的PFC功能的实现，影响PF值最关键的因素就是开关导通时间T_ON的恒定。由公式（8）可知，T_ON的大小取决于V_COMP电压的变化。如果合理设计电容C_COMP，就可以令输出电流调制电路302内的误差放大器308的低频增益很小，从而实现每个开关周期的V_COMP随线电压变化很小，即输出功率不变时T_ON时间的大小与线电压变化无关，T_ON由此恒定。

所以本实用新型具体图1的电路和本实用新型图2的电路能够在T_ON恒定前提下实现功率因数校正功能。

本实用新型通过采样保持电感电流峰值和检测去磁时间，经过误差综合，反映输出负载的大小，实现恒流控制和PFC，能够在一个开关周期内跟踪电感电流峰值和去磁时间计算得到下一个开关周期的导通时间，一个周期控制下一个周期的开关波形，由于逐周期地误差综合，可以自动消除瞬态误差，提升PFC控制器的瞬态特性，能够单片实现PFC，且由于采用逐周期控制开关管状态，提升了恒流精度、环路瞬态响应和变换器的转换效率。

本实用新型上述实施例并不能穷举基于本实用新型的具体实现形式。本领域技术人员可以在本实用新型范围内进行任何修改，同样可以实现本实用新型的设计内容。这些可以同样达到本实用新型设计预期的改动仍然包含于所公开的本实用新型中。

Claims (7)

1.一种集成PFC功能的LED驱动控制器，包括控制器芯片（100），其特征是：所述控制器芯片（100）包括基准电压生成电路（301）及电感电流峰值采样电路（300）；所述电感电流峰值采样电路（300）、基准电压生成电路（301）均与输出电流调制电路（302）的输出端连接，输出电流调制电路（302）的输入端还与N型开关管漏极采样电路（304）的输出端连接，输出电流调制电路（302）的输出端与第一个导通脉冲生成电路（305）及导通脉冲生成电路（303），所述导通脉冲生成电路（303）还与N型开关管漏极采样电路（304）连接，第一个导通脉冲生成电路（305）的输出端还与所述第一个导电脉冲生成电路（305）的输入端连接，第一个导通脉冲生成电路（305）及导通脉冲生成电路（303）均连接到或门（309）的输入端，所述或门（309）的输出端与电感电流峰值采样电路（300）及驱动电路（306）连接。

2.根据权利要求1所述的集成PFC功能的LED驱动控制器，其特征是：所述输出电流调制电路（302）包括电感电流调制电路（307）及误差放大器（308）；电感电流调制电路（307）分别与电感电流峰值采样电路（300）的输出端及N型开关管漏极采样电路（304）的输出端连接，电感电流调制电路（307）的输出端与误差放大器（308）的反相输入端连接，误差放大器（308）的同相输入端与基准电压生成电路（301）的输出端连接，误差放大器（308）的输出端与第一个导通脉冲生成电路（305）及导通脉冲生成电路（303）连接。

3.根据权利要求1所述的集成PFC功能的LED驱动控制器，其特征是：所述电感电流峰值采样电路（300）包括第一开关（401）及第二开关（402）；第一开关（401）的第二端与第一电容（403）的一端及第二开关（402）的第一端连接，第一开关（401）的控制端与或门（309）的输出端连接，第一电容（403）的另一端接地，第二开关（402）的第二端与第二电容（404）的一端及第一比较器（411）的同相输入端连接，第二开关（402）的控制端通过反相器（405）与或门（309）的输出端连接，第二电容（404）的另一端接地，第一比较器（411）的输出端与所述第一比较器（411）的反相输入端连接，且第一比较器（411）的输出端通过第一电阻（416）接地。

4.根据权利要求2所述的集成PFC功能的LED驱动控制器，其特征是：所述电感电流调制电路（307）包括第二电阻（406），所述第二电阻（406）的一端与第三开关（412）的第一端连接，第三开关（412）的第二端与第二比较器（414）的反相输入端及第四开关（408）的第一端连接，第四开关（408）的第二端与第二比较器（414）的输出端连接，第二比较器（414）的反相输入端通过第三电容（407）与所述第二比较器（414）的输出端连接，第二比较器（414）的同相输入端接地，第三开关（412）的控制端及第四开关（408）的控制端均与N型开关管漏极采样电路（304）的输出端连接。

5.根据权利要求1所述的集成PFC功能的LED驱动控制器，其特征是：所述N型开关管漏极采样电路（304）包括过零比较器（410），过零比较器（410）的同相输入端接地，过零比较器（410）的输出端与边缘信号生成电路（409）的输入端及导通脉冲生成电路（303）的输入端连接，导通脉冲生成电路（303）的输入端还与边缘信号生成电路（409）的输入端连接，边缘信号生成电路（409）的输出端与输出电流调制电路（302）连接。

6.根据权利要求1所述的集成PFC功能的LED驱动控制器，其特征是：所述基准电压生成电路（301）与供电电容（107）的一端及供电电阻（106）的一端连接，供电电容（107）的另一端接地，供电电阻（106）的另一端与第一变压器（116）原边线圈的一端及第五开关（105）的第二端连接，第五开关（105）的第一端与第一二极管（101）的阴极端及第四二极管（104）的阴极端连接，第一二极管（101）的阳极端与第二二极管（102）的阴极端连接，第四二极管（104）的阳极端与第三二极管（103）的阴极端连接，第二二极管（102）的阳极端及第三二极管（103）的阳极端接地；

第一变压器（116）原边线圈的另一端与开关管（109）的源极端及第五电容（110）的一端连接，开关管（109）的栅极端与驱动电路（306）的输出端连接，开关管（109）的漏极端与电感电流峰值采样电路（300）的输入端连接，且开关管（109）的漏极端通过反馈电阻（108）接地；

第一变压器（116）的副边线圈的一端与第一续流二极管（117）的阳极端连接，第一续流二极管（117）的阴极端与第六电容（118）的一端及LED负载连接，第六电容（118）的另一端及第一变压器（116）副边线圈的另一端均接地；第一变压器（116）辅助绕组的一端与N型开关管漏极采样电路（304）连接，第一变压器（116）辅助绕组的另一端接地。

7.根据权利要求1所述的集成PFC功能的LED驱动控制器，其特征是：所述基准电压生成电路（301）与供电电容（107）的一端及供电电阻（106）的一端连接，供电电容（107）的另一端接地，供电电阻（106）的另一端与第五开关（105）的第二端、LED负载的阳极端、第七电容（120）的一端及第二续流二极管（121）的阴极端连接，第七电容（120）的另一端与LED负载的阴极端及第二变压器（119）原边线圈的一端连接，第二变压器（119）原边线圈的另一端与第二续流二极管（121）的阳极端及开关管（109）的源极端、第五电容（110）的一端连接；

第五开关（105）的第一端与第一二极管（101）的阴极端及第四二极管（104）的阴极端连接，第一二极管（101）的阳极端与第二二极管（102）的阴极端连接，第四二极管（104）的阳极端与第三二极管（103）的阴极端连接，第二二极管（102）的阳极端及第三二极管（103）的阳极端接地；

开关管（109）的栅极端与驱动电路（306）的输出端连接，开关管（109）的漏极端与电感电流峰值采样电路（300）的输入端连接，且开关管（109）的漏极端通过反馈电阻（108）接地；

第二变压器辅助绕组（122）的一端与N型开关管漏极采样电路（304）连接，第二变压器辅助绕组（122）的另一端接地。

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