CN103973124B - 一种本安型准谐振反激变换器设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种本安型准谐振反激变换器设计方法，该方法首先根据设计要求对其参数和性能指标进行了设置，然后计算所述反激变换器的最大电流I_LSP,max以及输出电容最小值C_min并计算Q关断时火花放电最大释放能量W_1max，Q导通时短路火花放电最大释放能量能量W_2max，最后对对所设计的准谐振变换器的输出本质安全性能进行评判判断，若所述准谐振变换器的输出是满足本质安全的，则设计结束，否则重新设计。本发明提供的本安型准谐振反激变换器设计方法可适用于隔离型本安电源内部DC‑DC变换部分的要求，在实现变换器具有很好的动态特性和快速响应负载波动等电气性能的同时，保证变换器的本质安全性能。

Description

一种本安型准谐振反激变换器设计方法

技术领域

本发明涉及一种防爆场合用DC-DC变换器，尤其涉及一种输出本安型准谐振反激DC-DC变换器设计方法。

背景技术

本质安全电源作为通讯、监控、检测、报警以及控制系统的供电设备，在石油、化工、纺织和煤矿等含有爆炸性混合物的工作环境中得到了广泛地应用。其基本原理为：通过限制电源电路的各种参数或采取保护措施来限制电路的火花放电能量和热能，使其在正常工作和规定的故障状态下产生的电火花和热效应均不能点燃周围环境的爆炸性混合物，从而实现电气防爆。

伴随着开关电源技术的发展，本安电源发展经历了自激振荡的晶体管直流变换器、串联开关稳压电源、开关稳压电源等几个阶段。而在进行本安电源的设计时，通常需要遵循本安电路设计的三条基本原则：第一，本安电路与其他电路必须适当隔离；第二，本安电路在规定的条件下，任何元件的热效应均不能点燃规定的爆炸性气体混合物；第三，对于本安电路，应根据其电气设备规定等级进行试验或评定，其任何电火花不得引燃规定的爆炸性气体混合物^[1]。

现有的本安型DC-DC变换器多是采用线性电源实现。线性电源一般是将输出电压取样然后与参考电压送入比较电压放大器，此电压放大器的输出作为电压调整管的输入，用以控制调整管使其结电压随输入的变化而变化，从而调整其输出电压。由于调制管串联于回路当中，因此流过与负载端相等的电流，此时调整管上的功率损耗即为P_d＝(V_in-V_o)I_o，以输入电压V_in＝12V输出电压V_o为5V输出电流I_o为2A为例，调整管上的损耗P_d为14W，这时的输出功率P_o仅为10W，可以看到大部分的功率损耗在开关管上。当输入、输出电压差越大时，线性电源的效率就越低。调整管消耗的能量基本都转换为热量，一方面要为调整管装设大的散热器，另一方面，温度的升高对于电源可靠性有很多不良影响。另外大容量的本安电源需要输出很小的电容，而采用开关方式后为稳定输出电压需要较大的滤波电容，在设计上二者存在矛盾。另外，目前在本安开关变换器方面的研究与应用主要集中在BUCK等非隔离变换器，不能很好的适应于具有隔离要求的本安应用场合。

发明内容

有鉴于现有技术的上述缺陷，本发明所要解决的技术问题是提供一种本安型准谐振反激DC-DC变换器设计方法，用于隔离型本安电源内部DC-DC变换部分的要求，在实现变换器具有很好的动态特性和快速响应负载波动等电气性能的同时，保证变换器的本质安全性能。

为实现上述目的，本发明提供了一种本安型准谐振反激变换器设计方法，步骤如下：

步骤1：根据设计要求，设定如下参数和性能指标；

输入电压V_in，输出电压V_o，纹波电压V_pp，输出电流I_o，输出功率P_o，输出最小电阻R_L,min，输出最大电阻R_L,max，效率η；

步骤2：设置开关频率：最低开关频率f_min和最高开关频率f_max；

步骤3：计算所述反激变换器的最大电流I_LSP,max以及输出电容最小值C_min；

步骤4：计算Q导关断时火花放电最大释放能量W_1max，Q导通时短路火花放电最大释放能量能量W_2max；

步骤5：对所设计的准谐振变换器的输出本质安全性能进行评判判断，若所述准谐振变换器的输出是满足本质安全的，则设计结束，否则返回到步骤2重新执行。

在本发明的较佳实施方式中，所述步骤1中设计要求为：V_in＝24V±5％，输出电压：V_o＝12V，纹波电压：V_pp＝25mV，输出电流：I_o＝2A，输出功率：P_o＝24W，输出最小电阻：R_L,min＝6Ω，输出最大电阻：R_L,max＝60Ω，效率：η＝0.8。

在本发明的另一较佳实施方式中，所述步骤2中所述预期的最低开关频率：f_min＝45kHz，最高开关频率：f_max＝150kHz。

在本发明的较佳实施方式中，所述步骤3中最大电流计算公式如下：

$\max \left\{I_{\mathrm{LSP},\max }\right\}=\frac{2V_o(\mathrm{\γ}{V}_{\mathrm{in},\min }+V_o)}{\mathrm{\γ}{R}_{L\min }{V}_{\mathrm{in},\min }}$

所述步骤3中最小电容计算公式如下：

$C_{\min }=\frac{V_o{(\mathrm{\γ}{V}_{\mathrm{in},\min }+2V_o)}^2}{4f_{\min }{V}_{\mathrm{PP},\max }{R}_{L\min }{(\mathrm{\γ}{V}_{\mathrm{in},\min }+V_o)}^2}$

上述两式中，V_o为输出电压，V_in,min为最低输入电压，γ为变压器变比，R_L,min为最小负载电阻值，f_min为最低开关频率。

在本发明的另一较佳实施方式中，所述步骤4中所述Q关断时火花放电最大释放能量W_1max计算公式如下：

$W_{1,\max }=\frac{1}{2}({{\mathrm{CV}}_o}^2+L_S{I_{\mathrm{LSP}}}^2)-\frac{{V_H}^2{T}_C}{R_L}$

所述Q导通时短路火花放电最大释放能量能量W_2max计算公式如下：

$W_{2,\max }=\frac{1}{2}{{\mathrm{CV}}_o}^2-\frac{{V_H}^2{T}_C}{R_L}$

上述两式中，V_o为输出电压，T_c是火花放电维持时间，R_L为负载电阻，V_H为电弧电压，L_s为次级电感，I_LSP为次级电感L_s的峰值电流值。

在本发明的较佳实施方式中，所述步骤5中所述本质安全性评判步骤如下：

步骤5-1：若W_1max>W_2max，则W_max＝W_1max，否则W_max＝W_2max；

步骤5-2：根据下式得到准谐振变换器的等效电容C_e：

$C_e=\frac{{2W}_{\max }}{{V_o}^2}$

步骤5-3：如果变换器的输出电压为V_o，在考虑足够的安全系数K后，根据国标GB3836.4提供的简单电容电路的最小点燃电压曲线，查得对应于KV_o的临界点燃电容C_B，并将得到的等效电容C_e与最小点燃电容C_B相比较，如果满足C_e<C_B，则认为开关变换器的输出是满足本质安全的。

本发明给出的准谐振反激变换器设计方法，可适用于隔离型本安电源内部DC-DC变换部分的要求，同时具有很好的动态特性，能够快速响应负载的波动。

以下将结合附图对本发明的构思、具体结构及产生的技术效果作进一步说明，以充分地了解本发明的目的、特征和效果。

附图说明

图1是准谐振反激DC-DC变换器的原理图；

图2是DCM下准谐振反激变换器的电感电流波形图；

图3是准谐振变换器的输出短路实验简化图；

图4是输出短路火花放电等效简单电容电路；

图5是本发明一较佳实施方式的准谐振反激变换器设计方法流程图。

具体实施方式

一种准谐振反激变换器的原理图如图1所示，其中V_in是输入电压，i_p为初级瞬时电流，i_s为次级瞬时电流，R_p是初级绕组的电阻，L_p为初级绕组电感量，L_s为次级绕组电感量，L_LEAK为初级绕组漏感量，Q是功率开关管，C_p为谐振电容，N_p、N_s分别为初次级绕组线圈的匝数，VD为整流二极管，N_s为输出滤波电容，V_o为变换器输出电压，R_L为变换器负载。

当功率开关管Q导通时，整流二极管VD承受反向偏置电压截止，此时流过初级电感L_p的电流i_p线性增加，储能电感L_p将电能转换成磁能。这时，负载仅由输出滤波电容C_o供能；当功率MOSFET关断时，首先寄生电容C_p与寄生漏感L_LEAK发生谐振，之后变压器初级电感L_p消磁，消磁结束后，C_p和L_p进行谐振，从而使功率开关管Q漏极电压呈振荡衰减变化，系统在功率开关管Q漏极谐振电压波形的诸多谷底中根据负载的不同选取特定的谷底导通开关器件，从而达到降低开关损耗的目的。而为了降低系统的开关损耗和电磁干扰，准谐振变换器通常工作在DCM模式，这样便可以实现开关的零电压导通。

由图2可知，DCM时变换器的变压器初次级电感L_p和L_s的峰值电流分别为：

$\left\{\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{LPP}}^{\mathrm{DCM}}=V_o\sqrt{\frac{2}{L_p{\mathrm{fR}}_L}}\\ I_{\mathrm{LSP}}^{\mathrm{DCM}}=V_o\sqrt{\frac{2}{L_s{\mathrm{fR}}_L}}\end{array}\right.---\left(1\right)$

式中：f为开关频率，R_L为负载。

所述变换器工作在DCM模式下的电感应满足L_s<L_CA。当变换器最低输入电压，输出功率最大时，能够满足DCM的工作条件，则变换器在其他任何条件时依然工作于DCM模式。所对应的临界电感值，即

$L_{\mathrm{CA}}=\frac{R_{L,\min }{\mathrm{\&gamma;}}^2{V_{\mathrm{in},\min }}^2}{{2f}_{\min }{(\mathrm{\&gamma;}{V}_{\mathrm{in},\min }+V_o)}^2}---\left(2\right)$

式(2)中：V_in,min为最低输入电压，γ为变压器变比，R_L,min为最小负载。

由于与输入电压无关，而随电感L，负载电阻R_L和频率f的增加而减小。该变换器工作在DCM模式下的电感应满足L_s<L_CA因此，当L_s＝L_CA时峰值电感电流取得极小值，得的最大值：

$\max \left\{I_{\mathrm{LSP},\max }\right\}=\frac{2V_o(\mathrm{\&gamma;}{V}_{\mathrm{in},\min }+V_o)}{\mathrm{\&gamma;}{R}_{L\min }{V}_{\mathrm{in},\min }}---\left(3\right)$

如图3所示为准谐振变换器的输出短路实验电路，G为火花试验装置，当火花试验装置的两极短接时，准谐振反激变换器输出短路。

由图3可以看出，准谐振反激变换器能量主要储存在电感电容中，因此，因工作状态不同电路中必须存在一个最大储存能量。考虑到最恶劣情况，必须研究最大储存能量与短路时刻的关系，因此下面分两种情况进行分析。

(1)在开关管Q断开期间发生输出短路情况

次级电感L_s的最大储能为：

$W_{\mathrm{LS},\max }=\frac{1}{2}{L}_S{I_{\mathrm{LSP}}}^2---\left(4\right)$

其中I_LSP为次级电感L_s的峰值电流值。

(2)此时输出滤波电容可储存的最大能量为：

$W_{C,\max }=\frac{1}{2}{{\mathrm{CV}}_{o,\max }}^2=\frac{1}{2}C{(V_o+\frac{1}{2}{V}_{\mathrm{pp}})}^2---\left(5\right)$

V_pp为输出纹波电压峰-峰值，通常V_pp<<V_o，忽略纹波的影响，电容C上的最大储能为：

$W_{C,\max }=\frac{1}{2}{{\mathrm{CV}}_o}^2---\left(6\right)$

火花放电维持时间内，此时负载消耗的能量为：

$W_{\mathrm{RL}}=\frac{{V_H}^2{T}_C}{R_L}---\left(7\right)$

式中T_c是火花放电维持时间，R_L为负载电阻，V_H为电弧电压。

若在开关管Q断开时刻发生输出短路，此时输出短路火花放电最大释放能量为：

$W_{1,\max }=W_{C,\max }+W_{\mathrm{LS},\max }-W_{\mathrm{RL}}=\frac{1}{2}({{\mathrm{CV}}_o}^2+L_S{I_{\mathrm{LSP}}}^2)-\frac{{V_H}^2{T}_C}{R_L}---\left(8\right)$

(3)在开关管Q导通期间发生输出短路的情况

当开关管Q处于导通状态时，整流二极管VD反偏截止，使电网到短路点能量通路被截断，由输出滤波电容提供输出短路最大能量。因此，这一阶段火花放电可能释放最大能量为：

$W_{2,\max }=W_{C,\max }-W_{\mathrm{RL}}=\frac{1}{2}{{\mathrm{CV}}_o}^2-\frac{{V_H}^2{T}_C}{R_L}---\left(9\right)$

综合以上分析可知，当输出短路发生在开关管Q处于断开期间，而且在由导通转换为关断后的瞬间，变换器电路中可能储存的能量最大，由此折算得到的电容值最大，可知当此时发生输出短路时，引爆危险气体的可能性最大，此时，此最大能量值为：

$W_{\max }=W_{C,\max }+W_{\mathrm{LS},\max }-W_{\mathrm{RL}}=\frac{1}{2}({{\mathrm{CV}}_o}^2+L_S{I_{\mathrm{LSP}}}^2)-\frac{{V_H}^2{T}_C}{R_L}---\left(10\right)$

当电路处于DCM模式时,

$I_{\mathrm{LSP}}^{\mathrm{DCM}}=V_o\sqrt{\frac{2}{L_2{\mathrm{fR}}_L}}---\left(11\right)$

将式(11)代入(10)，则所述变换器储存最大能量的表达式为：

$W_{\mathrm{DCM}}==\frac{1}{2}{{\mathrm{CV}}_o}^2+\frac{L_S}{2}{\left(V_o\sqrt{\frac{2}{L_S{\mathrm{fR}}_L}}\right)}^2-\frac{{V_H}^2{T}_C}{R_L}---\left(12\right)$

将式(12)对R_L求偏导：

$\frac{{\&PartialD;W}_{\mathrm{DCM}}}{{\&PartialD;R}_L}=\frac{1}{{R_L}^2}({V_H}^2{T}_C-\frac{{V_o}^2}{f})>0---\left(13\right)$

所以，W_DCM随R_L单调递增，与V_in无关。

将式(12)对f求偏导：

$\frac{{\&PartialD;W}_{\mathrm{DCM}}}{\&PartialD;f}=-\frac{{V_o}^2}{f^2{R}_L}<0---\left(14\right)$

所以，W_DCM随f单调递减：

$W_{\max }=W_{C,\max }+W_{\mathrm{LS},\max }-W_{\mathrm{RL}}=\frac{1}{2}({{\mathrm{CV}}_o}^2+L_S{I_{\mathrm{LSP}}}^2)-\frac{{V_H}^2{T}_C}{R_L}---\left(15\right)$

由前面分析知f随R_L的增加而增大，因此，DCM模式下W_DCM的最大值在max[(V_in,max，R_Lmax，f_max)，(V_in,min，R_Lmim，f_min)]处取得：

$\left\{\begin{array}{c}{W}_{1\max }=\frac{1}{2}{{\mathrm{CV}}_o}^2+\frac{L_S}{2}{\left(V_o\sqrt{\frac{2}{L_S{f}_{\max }{R}_{L,\max }}}\right)}^2-\frac{{V_H}^2{T}_C}{R_{L,\max }}=\frac{1}{2}{{\mathrm{CV}}_o}^2+\frac{{V_o}^2}{f_{\max }{R}_{L,\max }}-\frac{{V_H}^2{T}_C}{R_{L,\max }}\\ W_{2\max }=\frac{1}{2}{{\mathrm{CV}}_o}^2+\frac{L_S}{2}{\left(V_o\sqrt{\frac{2}{L_S{f}_{\min }{R}_{L,\min }}}\right)}^2-\frac{{V_H}^2{T}_C}{R_{L,\min }}=\frac{1}{2}{{\mathrm{CV}}_o}^2+\frac{{V_o}^2}{f_{\min }{R}_{L,\min }}-\frac{{V_H}^2{T}_C}{R_{L,\min }}\end{array}\right.---\left(16\right)$

W_max＝max{W_1max，W_2max} (17)准谐振反激变换器输出本安主要考虑输出短路造成的电火花的引燃危险气体的可能性。但由于准谐振反激变换器包含了电感元器件，其输出本安性能并不能直接根据电容电路的最小点燃曲线进行判断。为此，必须考虑输出短路火花能量最恶劣的情况进行等效处理，从而得出其等效的简单电容电路，最后可以得出输出本安型准谐振变换器进行输出本质安全的判断方法及步骤。

如图4所示为准谐振变换器的输出短路时等效的简单电容电路，其中，输出短路等效电容为：

$C_e=\frac{{2W}_{\max }}{{V_o}^2}---\left(18\right)$

经等效变换后即可采用容性电路的最小点燃电压曲线对变换器的输出本质安全性进行判断，根据国际GB3836的要求，需在电压上考虑到安全系数K(一个故障，安全系数为1.5，如需更严格，可采用2.0安全系数)，因此对于输出电压为V_o的谐振变换器，在对应的环境简单电容电路最小点燃电压曲线上查得KV_o对应的安全电容值为C_B，而变换器满足输出本安的依据为：

C_e＜C_B (19)

将式(17)代入式(18)，并结合式(19)可得出输出本安的判断条件为：

$\frac{{2W}_{\max }}{{V_o}^2}<C_B---\left(20\right)$

综上所述，对于一个参数确定的准谐振变换器，可按以下步骤对其输出本质安全性能进行评判：

(1)根据变换器次级电感L_s由式(17)求得变换器的可能的最大输出短路火花能量W_max；

(2)根据式(18)求得输出短路等效电容C_e，从而得出准谐振变换器在输出短路情况下的等效简单电容电路；

(3)如果变换器的输出电压为V_o，在考虑足够的安全系数K后，根据国标GB3836.4提供的简单电容电路的最小点燃电压曲线，查得对应于KV_o的临界点燃电容C_B，并将得到的等效电容C_e与最小点燃电容C_B相比较，如果满足C_e<C_B，则认为开关变换器的输出是满足本质安全的。

一台工作于Ⅰ类环境的准谐振反激变换器，其主要参数及性能指标如下列所示：输入电压：V_in＝24V±5％，输出电压：V_o＝12V，纹波电压：V_pp＝25mV，输出电流：I_o＝2A，输出功率：P_o＝24W，输出最小电阻：R_L,min＝6Ω，输出最大电阻：R_L,max＝60Ω，效率：η＝0.8；预期的最低开关频率f_min＝45kHz，最高开关频率f_max＝150kHz。

在所确定的储能电感值的条件下：

$C_{\min }=\frac{V_o{({\mathrm{\&gamma;V}}_{\mathrm{in},\min }+{2V}_o)}^2}{{4f}_{\min }{V}_{\mathrm{PP},\max }{R}_{L\min }{({\mathrm{\&gamma;V}}_{\mathrm{in},\min }+V_o)}^2}=\frac{12{(0.748\&CenterDot;22.8+2\&CenterDot;12)}^2}{4\&CenterDot;45000\&CenterDot;250\&times;{10}^{-3}\&CenterDot;6{(0.748\&CenterDot;22.8+12)}^2}=88\mathrm{\&mu;F}$

式中，R_L,min为最小负载电阻值。

根据输出短路能量分析可以得到输出滤波下限值，因为最大输出短路能量值可能在两个工作条件下取得，可以从以上方法得到：

当W_max＝W_lmax时

$C_{1\max }=C_B+\frac{{2V}_H^2{T}_C}{R_{L\max }{V}_o}-\frac{2}{f_{\max }{R}_{L\max }}=100\mathrm{\&mu;}+\frac{2\&CenterDot;{11}^2\&CenterDot;5\mathrm{\&mu;}}{60\&CenterDot;12}-\frac{2}{150k\&CenterDot;60}=102\mathrm{\&mu;F}$

当W_max＝W_2max时

$C_{2\max }=C_B+\frac{{2V}_H^2{T}_C}{R_{L\min }{V}_o}-\frac{2}{f_{\min }{R}_{L\min }}=100\mathrm{\&mu;}+\frac{2\&CenterDot;{11}^2\&CenterDot;5\mathrm{\&mu;}}{60\&CenterDot;12}-\frac{2}{45k\&CenterDot;60}=116\mathrm{\&mu;F}$

C_max＝min{C_1max，C_2max}＝102μF

式中，根据Ⅰ类环境电容最小点燃曲线查得输出电压KV_o所对应的电容值C_B＝100μF，电弧电压V_H＝11V，火花放电维持时间T_c＝5μs。

根据以上分析所得的取值范围，本实施例选择两个47μF的低ESR电解电容作为输出滤波电容。

以上详细描述了本发明的较佳具体实施例。应当理解，本领域的普通技术无需创造性劳动就可以根据本发明的构思作出诸多修改和变化。因此，凡本技术领域中技术人员依本发明的构思在现有技术的基础上通过逻辑分析、推理或者有限的实验可以得到的技术方案，皆应在由权利要求书所确定的保护范围内。

Claims (4)

1.一种本安型准谐振反激变换器设计方法，其特征在于，包括如下步骤：

步骤1：根据设计要求，设定如下参数和性能指标；

输入电压V_in，输出电压V_o，纹波电压V_pp，输出电流I_o，输出功率P_o，输出最小电阻R_L,min，输出最大电阻R_L,max，效率η；

步骤2：设置开关频率：最低开关频率f_min和最高开关频率f_max；

步骤3：计算所述反激变换器的最大电流I_LSP,max以及输出电容最小值C_min；

步骤4：计算Q关断时短路火花放电最大释放能量W_1max，Q导通时短路火花放电最大释放能量W_2max；其中，Q表示功率开关管；

步骤5：对所设计的准谐振变换器的输出本质安全性能进行评判判断，若所述准谐振变换器的输出是满足本质安全的，则设计结束，否则返回到步骤2重新执行；

所述步骤3中最大电流计算公式如下：

$I_{LSP,max}=\frac{2V_0({\mathrm{\&gamma;V}}_{in,min}+V_0)}{{\mathrm{\&gamma;R}}_{L,\min }{V}_{in,min}};$

所述步骤3中最小电容计算公式如下：

$C_{min}=\frac{V_0{({\mathrm{\&gamma;V}}_{in,min}+2V_0)}^2}{4f_{min}{V}_{PP,max}{R}_{L,min}{({\mathrm{\&gamma;V}}_{in,min}+V_0)}^2};$

上述两式中，V_in,min为最低输入电压，γ为变压器变比。

2.如权利要求1所述的本安型准谐振反激变换器设计方法，其特征在于，所述步骤1中设计要求为：V_in＝24V±5％，输出电压：V_o＝12V，纹波电压：V_pp＝25mV，输出电流：I_o＝2A，输出功率：P_o＝24W，输出最小电阻：R_L,min＝6Ω，输出最大电阻：R_L,max＝60Ω，效率：η＝0.8。

3.如权利要求1所述的本安型准谐振反激变换器设计方法，其特征在于，所述步骤2中所述最低开关频率：f_min＝45kHz，最高开关频率：f_max＝150kHz。

4.如权利要求1所述的本安型准谐振反激变换器设计方法，其特征在于，所述步骤4中所述Q关断时短路火花放电最大释放能量W_1,max计算公式如下：

$W_{1,\max }=\frac{1}{2}({{\mathrm{CV}}_o}^2+L_S{I_{LSP}}^2)-\frac{{V_H}^2{T}_C}{R_L};$

所述Q导通时短路火花放电最大释放能量能量W_2,max计算公式如下：

$W_{2,\max }=\frac{1}{2}{{\mathrm{CV}}_o}^2-\frac{{V_H}^2{T}_C}{R_L};$

上述两式中，C为电容，V_o为输出电压，T_c是火花放电维持时间，R_L为负载电阻，V_H为电弧电压，L_s为次级电感，I_LSP为次级电感L_s的峰值电流值。