CN104852588A - 适合高压输入多输出场合的辅助电源 - Google Patents

Abstract

适合高压输入多输出场合的辅助电源，属于开关电源技术领域，本发明为弥补了现有技术方案在高压输入、多输出场合应用的不足。本发明包括功率变压器T，功率变压器T原边串联设置N路相同结构的输入电路单元；功率变压器T副边设置n路互相电气隔离的输出电路单元；每路输入电路单元包括一个主开关管S_p、一个输入侧滤波电容C_ip和一个原边电感L_ip；且满足条件C_i1＝C_i2＝...＝C_iN，L_i1＝L_i2＝...＝L_iN，N个主开关管S₁,S₂,...,S_N在一个开关周期内同时导通或关断；U_iΣ＝U_i1+U_i2+...+U_iN，U_i1＝U_i2＝...＝U_iN。

Description

适合高压输入多输出场合的辅助电源

技术领域

本发明涉及一种DC/DC变换器，属于开关电源技术领域。

背景技术

随着国民经济的发展，各种用电设备的种类越来越多，其供电电源的输入电压等级也不尽相同。目前，各种高压输入场合逐渐增多。例如，在城市轨道交通系统中，车辆的供电电网一般有750VDC和1500VDC两种体制，其中，后者的最大电压可达1800V以上；在高速铁路电气系统中，车辆上各电气设备输入直流母线的最大电压高达2000V～4000V；在矿业生产中，高压大功率采煤机变频器的输入电压可达2000V～3000V甚至更高。受器件电压等级等因素的限制，如何有效地降低各开关器件的电压应力一直是高压变换器设计过程中的难点。

降低高压变换器开关器件电压应力的方法通常有3种：(1)利用多个开关管直接串联来代替单个开关管；(2)采用多电平技术来降低各开关管实际承担的电压值；(3)将多个电路在输入侧串联来分担高压。

采用方法1时，为了确保电压在各串联开关管之间有效均分，通常需要引入专门的均压环节，然而，各种串联开关管均压环节的引入，既增加了电路结构的复杂程度，限制了开关频率，又额外增加了损耗。方法2的采用可有效地降低高压变换器各开关器件实际承担的电压值，然而，采用多电平技术通常需增加多个箝位二极管与飞跨电容，而且随着电平数的增加，变换器结构和相应均压控制环节的复杂程度将大幅度增加，这使得该方法在中、小功率的高压场合应用受限。方法3的优势主要体现在：①每个串联电路均分输入电压，大幅度降低了各开关器件实际承受的电压值；②可选择电压等级相对较低的开关器件(通常MOSFET开关耐压越高，其导通电阻和损耗也越大)，有利于降低并分散功率器件的损耗，提高整个系统的可靠性；③若采用交错控制技术，可有效减少输出电流纹波，降低输出滤波电容的体积。目前的研究结果表明，方法3能更有效地解决高压变换器电压应力大的问题。

目前，研究人员对于常规的输入串联直流功率变换器已经开展了较为广泛的研究，输入串联直流功率变换器一般有2类，如图1所示，图1(a)输入串联输出并联型(input-seriesoutput-parallel,ISOP)和图1(b)输入串联输出串联型(input-series output-series,ISOS)。

通常，ISOP型直流变换器适合多数常规的中、低压输出场合；而ISOS型直流变换器一般适用于输出电压较高的场合。ISOP型直流变换器设计的关键任务是实现其输入均压与输出均流。目前，相关的各种均压、均流控制方法的研究已经比较成熟，但如采用已有的各种控制方法，必然要增加一个高精度的控制器，这无疑增加了控制环节的复杂程度，降低了变换器的可靠性。对于中、小功率的变换器而言，整个系统的简单、可靠是十分重要的，因此，各种已有的均压、均流控制方法不适合中、小功率的变换器。

除了各种均压、均流控制方法的研究外，目前还有一些关于自然均压、均流变换器的研究。该类变换器是由多个具有变压器隔离的直流变换器在输入侧串联、输出侧并联而构成的，其结构实现类似于图1(b)，不过图中“DC/DC变换器”必需具有变压器隔离。如图2所示为目前研究的适合中、小功率领域的自然均压、均流的正激式ISOP变换器。该变换器在不增加额外控制环节的情况下，实现了变换器的自然均压与均流，具有结构简单、可靠性高的优势。然而，如果将此类变换器应用于需要多路输出的场合，则需将其内部各串联电路的相应输出回路进行依次的并联或者串联，这将使得变换器的输出连线变得非常复杂，因此，该类变换器本身并不适合多输出场合应用。

发明内容

本发明目的是为了弥补了现有技术方案在高压输入(由于高压输入才导致了输入串联的方式)、多输出(中、小功率)场合应用的不足，提供了一种适合高压输入多输出场合的辅助电源。

本发明所述适合高压输入多输出场合的辅助电源包括两个方案。

第一个方案：适合高压输入多输出场合的辅助电源包括功率变压器T，功率变压器T原边串联设置N路相同结构的输入电路单元；功率变压器T副边设置n路互相电气隔离的输出电路单元；N、n均为大于或等于1的自然数；

每路输入电路单元包括一个主开关管S_p,p＝1,2,...,N、一个输入侧滤波电容C_ip,p＝1,2,...,N和一个原边电感L_ip,p＝1,2,...,N；且满足条件N个输入侧滤波电容的电容量相等C_i1＝C_i2＝...＝C_iN，N个原边电感的等效电感值相等L_i1＝L_i2＝...＝L_iN，N个主开关管S₁,S₂,...,S_N在一个开关周期内同时导通或关断；

功率变压器T的N个原边电感L_i1,L_i2,...,L_iN共同绕制在相同的原边磁路上，并相互耦合；原边电感L_ip的同名端连接输入侧滤波电容C_ip的正极电压端，输入侧滤波电容C_ip的负极电压端连接主开关管S_p的一端，主开关管S_p的另一端连接原边电感L_ip的异名端；N个输入侧滤波电容C_i1,C_i2,...,C_iN依次串联设置；且满足条件：U_iΣ＝U_i1+U_i2+...+U_iN，U_i1＝U_i2＝...＝U_iN，其中：U_iΣ为直流输入电压，U_i1为第一路输入电路单元的输入电压，U_i2为第二路输入电路单元的输入电压，U_iN为第N路输入电路单元的输入电压；

每路输出电路单元包括一个副边电感L_oq,q＝1,2,...,n、一个整流二极管D_oq,q＝1,2,...,n和一个输出滤波电容C_oq,q＝1,2,...,n；

功率变压器T的n个副边电感L_o1,L_o2,...,L_on共同绕制在相同的副边磁路上，并相互耦合；副边电感L_oq的异名端连接整流二极管D_oq的阳极，整流二极管D_oq的阴极连接输出滤波电容C_oq的一端，并作为输出直流电压U_oq的正极输出端；副边电感L_oq的同名端连接输出滤波电容C_oq的另一端，并作为输出直流电压U_oq的负极输出端。

第二个方案：适合高压输入多输出场合的辅助电源包括功率变压器T，功率变压器T原边串联设置N路相同结构的输入电路单元；功率变压器T副边设置n路互相电气隔离的输出电路单元；N、n均为大于或等于1的自然数；

每路输入电路单元包括两个主开关管S_p1和S_p2,p＝1,2,...,N；一个输入侧滤波电容C_ip,p＝1,2,...,N；两个箝位二极管D_p1和D_p2，以及一个原边电感L_ip,p＝1,2,...,N；且满足条件输入侧滤波电容的电容量相等C_i1＝C_i2＝...＝C_iN，N个原边电感的等效电感值相等L_i1＝L_i2＝...＝L_iN，2N个主开关管S₁₁,S₁₂,S₂₁,S₂₂,...,S_N1S_N2在一个开关周期内同时导通或关断；

功率变压器T的N个原边电感L_i1,L_i2,...,L_iN共同绕制在相同的原边磁路上，并相互耦合；原边电感L_ip的同名端同时连接主开关管S_p1的一端和箝位二极管D_p2的阴极，主开关管S_p1的另一端同时连接箝位二极管D_p1的阴极和输入侧滤波电容C_ip的正极电压端，输入侧滤波电容C_ip的负极电压端同时连接主开关S_p2的一端和箝位二极管D_p2的阳极，主开关S_p2的另一端同时连接箝位二极管D_p1的阳极和原边电感L_ip的异名端；N个输入侧滤波电容C_i1,C_i2,...,C_iN依次串联设置；且满足条件：U_iΣ＝U_i1+U_i2+...+U_iN，U_i1＝U_i2＝...＝U_iN，其中：U_iΣ为直流输入电压，U_i1为第一路输入电路单元的输入电压，U_i2为第二路输入电路单元的输入电压，U_iN为第N路输入电路单元的输入电压；

每路输出电路单元包括一个副边电感L_oq,q＝1,2,...,n、一个整流二极管D_oq,q＝1,2,...,n和一个输出滤波电容C_oq,q＝1,2,...,n；

功率变压器T的n个副边电感L_o1,L_o2,...,L_on共同绕制在相同的副边磁路上，并相互耦合；副边电感L_oq的异名端连接整流二极管D_oq的阳极，整流二极管D_oq的阴极连接输出滤波电容C_oq的一端，并作为输出直流电压U_oq的正极输出端；副边电感L_oq的同名端连接输出滤波电容C_oq的另一端，并作为输出直流电压U_oq的负极输出端。

本发明的优点：本发明提及的“辅助电源”是为中、大功率电力电子装置的控制、保护等电路供电的辅助电源，本发明方案各串联电路单元共用1个功率变压器和一组输出回路，因此不存在各串联电路的不同输出回路进行并联后带来的输出均流问题。本专利的两种结构可以在不增加任何控制环节的情况下实现输入侧的自然均压，也适合于多输出场合应用。解决了现有方案不适合的高压输入多输出(中、小功率)场合应用的问题。本发明所述适合高压输入多输出场合的辅助电源具有主电路与控制电路的结构要简单、可靠性要高的优势。

附图说明

图1是背景技术中涉及的两类输入串联直流功率变换器结构，(a)输入串联输出并联型；(b)输入串联输出串联型；

图2是背景技术中涉及的适合中、小功率单输出领域的自然均压、均流的正激式ISOP变换器结构；

图3(a)(b)是本发明所述适合高压输入多输出场合的辅助电源结构的原理示意图；

图4(a)～(d)是一个开关周期内图3(a)所示变换器各主要工作阶段的等效电路图；

图5(a)～(d)是一个开关周期内图3(b)所示变换器各主要工作阶段的等效电路图；

图6是图4(a)和图5(a)所述的工作阶段1中变换器的等效电路及其变压器模型；

图7是图3(a)所示变换器主开关管S₁、S₂、S₃电流波形图；

图8是图3(a)所示变换器主开关管S₁、S₂、S₃电压波形图。

具体实施方式

具体实施方式一：下面结合图3、图7和图8说明本实施方式，本实施方式所述适合高压输入多输出场合的辅助电源，本实施方式所述辅助电源为DC/DC变换器，该变换器包括功率变压器T，功率变压器T原边串联设置N路相同结构的输入电路单元；功率变压器T副边设置n路互相电气隔离的输出电路单元；N、n均为大于或等于1的自然数；

每路输入电路单元包括一个主开关管S_p,p＝1,2,…,N、一个输入侧滤波电容C_ip,p＝1,2,...,N和一个原边电感L_ip,p＝1,2,...,N；且满足条件N个输入侧滤波电容的电容量相等C_i1＝C_i2＝...＝C_iN，N个原边电感的等效电感值相等L_i1＝L_i2＝...＝L_iN，N个主开关管S₁,S₂,...,S_N在一个开关周期内同时导通或关断；

功率变压器T的N个原边电感L_i1,L_i2,...,L_iN共同绕制在相同的原边磁路上，并相互耦合；原边电感L_ip的同名端连接输入侧滤波电容C_ip的正极电压端，输入侧滤波电容C_ip的负极电压端连接主开关管S_p的一端，主开关管S_p的另一端连接原边电感L_ip的异名端；N个输入侧滤波电容C_i1,C_i2,...,C_iN依次串联设置；且满足条件：U_iΣ＝U_i1+U_i2+...+U_iN，U_i1＝U_i2＝...＝U_iN，其中：U_iΣ为直流输入电压，U_i1为第一路输入电路单元的输入电压，U_i2为第二路输入电路单元的输入电压，U_iN为第N路输入电路单元的输入电压；

每路输出电路单元包括一个副边电感L_oq,q＝1,2,...,n、一个整流二极管D_oq,q＝1,2,...,n和一个输出滤波电容C_oq,q＝1,2,...,n；

功率变压器T的n个副边电感L_o1,L_o2,...,L_on共同绕制在相同的副边磁路上，并相互耦合；副边电感L_oq的异名端连接整流二极管D_oq的阳极，整流二极管D_oq的阴极连接输出滤波电容C_oq的一端，并作为输出直流电压U_oq的正极输出端；副边电感L_oq的同名端连接输出滤波电容C_oq的另一端，并作为输出直流电压U_oq的负极输出端。

N个输入侧滤波电容C_i1,C_i2,...,C_iN的电容量不超过1μF。

功率变压器T副边的n路输出电路单元的结构是互相电气隔离的，可以相同也可以不相同，就是说，n路输出电路它们的输出电压和输出电流参数可以相同也可以不同。

当N＝1表示该变换器为单路输入，当N>1表示该变换器为多路串联输入；同理，当n＝1表示该变换器为单路输出，当n>1表示该变换器为多路输出。N与n的数量不存在制约关系，电路结构设计灵活。

在一个开关周期t₀～t₄中分为四个工作阶段，N个主开关管S₁,S₂,...,S_N的工作状态为：

工作阶段1：[t₀,t₁)，该阶段为变压器储能阶段，N个主开关管S₁,S₂,...,S_N同时导通；

工作阶段2：[t₁,t₂)，该阶段为漏感能量被吸收阶段，N个主开关管S₁,S₂,...,S_N同时关断；

工作阶段3：[t₂～t₃)，该阶段为变压器能量释放阶段，N个主开关管S₁,S₂,...,S_N维持关断状态；

工作阶段4：[t₃～t₄)，该阶段为电流断续阶段，N个主开关管S₁,S₂,...,S_N维持关断状态；

t₄时刻，N个主开关管S₁,S₂,...,S_N再一次同时导通，进入下一个开关周期中。

功率变压器T可等效为1个常规的单原边绕组的变压器，该单原边绕组变压器的原边电感值为功率变压器T各原边电感的等效电感值除以串联输入电路单元数N，该单原边绕组变压器的原边电流值为功率变压器T各原边电感电流值之和。

采用本实施方式图3(a)所示结构的变换器进行实验，该变换器的基本参数指标为：输入直流电压U_i为1200V～1800V；串联电路数N＝3；最大输出功率：60W；功率变压器T：磁芯采用铁氧体ETD39，原、副边绕组匝数比n＝4.4，各原边绕组的等效电感值L_i1＝L_i2＝L_i3＝912μH，自感值L_i11＝L_i22＝L_i33＝304μH，原边漏感值L_lk1＝L_lk2＝L_lk3≈12μH，系数λ≈0.98。

表1给出了变换器3个串联电路输入电压的测量结果。其中：各串联电路的输入电压是当变换器工作在满载(输出功率为60W)时，通过万用表的直流电压档在变换器输入电压不同的情况下测量获得，可以看出，该变换器3个串联电路的输入电压差异很小，具有很好的输入均压效果。

表1 3个串联电路的输入电压测试结果

图7所示分别给出了当输入电压为1200V和1800V时，流过该变换器3个串联电路主开关管的电流波形。可以看出：3个主开关管的电流波形无明显差异，该变换器3个串联电路的主开关管基本实现了预期的同步开通与关断。

图8所示分别给出当输入电压为1200V和1800V时，变换器的3个串联电路主开关管承受电压的波形。可以看出：3个串联电路主开关管所承受的电压波形无明显差异，进一步证明了该变换器具有很好的均压效果。

具体实施方式二：下面结合图3和图4对本实施方式一作进一步限定，在本实施方式中，以N＝2为例(即变换器的功率变压器T原边由2个输入电路单元串联组成)，对该变换器的工作过程进行分析。为了便于分析，此处假设：(1)变换器的各元器件均为理想元件；(2)对变换器的n个输出电路单元进行单输出等效，L_o为等效变压器副边电感值，D_o为等效输出回路的整流二极管，并且认为输出滤波电容C_o1,C_o2,...,C_on的等效电容值足够大，因此将该变换器的输出等效为恒压源U_o。

在一个开关周期内，变换器共有4个主要的工作阶段，如图4所示为一个开关周期内，图3(a)变换器各主要工作阶段的等效电路图。其中，L_lk1、L_lk2为2个串联电路的变压器原边等效漏感，该等效漏感在功率变压器T工作过程中存在，为了吸收该漏感中的能量，在实际工作中会加入吸收漏感能量的电路部分，但这部分吸收漏感能量的电路部分不是本申请要保护的创新点，因此，只在描述工作过程时提及，图4中加入了电阻、电容和二极管作为吸收漏感能量的电路结构，第一个输入电路单元中加入了R_C1、C_C1、D_C1，第二个输入电路单元中加入了R_C2、C_C2、D_C2，以此类推，其它输入电路单元也依此加入相应的电路结构来吸收漏感能量。

这里为了简化分析，可以近似地认为电容C_C1和C_C2的容量足够大可使其电压保持不变。则该变换器在各工作阶段的特征如下：

工作阶段1(t₀～t₁，变压器储能阶段)：t₀时刻，主开关管S₁、S₂导通。功率变压器T原边电感在直流输入电压U_iΣ的作用下，电流由零开始逐渐线性上升，功率变压器T储能。功率变压器T原边绕组电压为上正下负，副边绕组电压为上负下正，因此，输出整流二极管D_o截止，副边电感电流为零。

工作阶段2(t₁～t₂，漏感能量被吸收阶段，变压器能量释放阶段)：t₁时刻，主开关管S₁、S₂关断。在工作阶段1中，存储在功率变压器T原边电感上的能量转移至副边电感上，并向输出侧释放，本阶段输出整流二极管D_o导通。功率变压器T原边漏感L_lk1,、L_lk2中的能量无法向副边转移，而分别被电容C_C1、C_C2所吸收。本阶段，功率变压器T原边绕组电压为上负下正，副边绕组电压为上正下负。到t₂时刻，漏感L_lk1,、L_lk2中的能量被吸收完毕。

工作阶段3(t₂～t₃，变压器能量释放阶段)：本阶段，功率变压器T副边电感中的能量继续向输出侧释放，输出整流二极管D_o仍处于导通状态。功率变压器T原边绕组电压仍为上负下正，副边绕组电压仍为上正下负。到t₃时刻，功率变压器T副边电感中的能量向输出侧释放完毕。

工作阶段4(t₃～t₄，电流断续阶段)：本阶段，变压器能量已经释放完毕，功率变压器T的原、副边电压、电流均为零，输出整流二极管D_o处于截止状态。

t₄时刻主开关管S₁、S₂再一次导通，功率变换器T进入到下一个开关周期的工作当中，其中，各工作阶段的开关状态以及电压、电流变化情况与上述t₀～t₄时间段各工作阶段相同。

具体实施方式三：下面结合图3说明本实施方式，本实施方式对实施方式一作进一步说明，它包括功率变压器T，功率变压器T原边串联设置N路相同结构的输入电路单元；功率变压器T副边设置n路互相电气隔离的输出电路单元；N、n均为大于或等于1的自然数；

每路输入电路单元包括两个主开关管S_p1和S_p2,p＝1,2,...,N；一个输入侧滤波电容C_ip,p＝1,2,...,N；两个箝位二极管D_p1和D_p2，以及一个原边电感L_ip,p＝1,2,...,N；且满足条件输入侧滤波电容的电容量相等C_i1＝C_i2＝...＝C_iN，N个原边电感的等效电感值相等L_i1＝L_i2＝...＝L_iN，2N个主开关管S₁₁,S₁₂,S₂₁,S₂₂,...,S_N1S_N2在一个开关周期内同时导通或关断；

功率变压器T的N个原边电感L_i1,L_i2,...,L_iN共同绕制在相同的原边磁路上，并相互耦合；原边电感L_ip的同名端同时连接主开关管S_p1的一端和箝位二极管D_p2的阴极，主开关管S_p1的另一端同时连接箝位二极管D_p1的阴极和输入侧滤波电容C_ip的正极电压端，输入侧滤波电容C_ip的负极电压端同时连接主开关S_p2的一端和箝位二极管D_p2的阳极，主开关S_p2的另一端同时连接箝位二极管D_p1的阳极和原边电感L_ip的异名端；N个输入侧滤波电容C_i1,C_i2,...,C_iN依次串联设置；且满足条件：U_iΣ＝U_i1+U_i2+...+U_iN，U_i1＝U_i2＝...＝U_iN，其中：U_iΣ为直流输入电压，U_i1为第一路输入电路单元的输入电压，U_i2为第二路输入电路单元的输入电压，U_iN为第N路输入电路单元的输入电压；

每路输出电路单元包括一个副边电感L_oq,q＝1,2,...,n、一个整流二极管D_oq,q＝1,2,...,n和一个输出滤波电容C_oq,q＝1,2,...,n；

功率变压器T的n个副边电感L_o1,L_o2,...,L_on共同绕制在相同的副边磁路上，并相互耦合；副边电感L_oq的异名端连接整流二极管D_oq的阳极，整流二极管D_oq的阴极连接输出滤波电容C_oq的一端，并作为输出直流电压U_oq的正极输出端；副边电感L_oq的同名端连接输出滤波电容C_oq的另一端，并作为输出直流电压U_oq的负极输出端。

N个输入侧滤波电容C_i1,C_i2,...,C_iN的电容量不超过1μF。

当N＝1表示该变换器为单路输入，当N>1表示该变换器为多路串联输入；同理，当n＝1表示该变换器为单路输出，当n>1表示该变换器为多路输出。N与n的数量不存在制约关系，电路结构设计灵活。

在一个开关周期t₀～t₄中分为四个工作阶段，2N个主开关管S₁₁,S₁₂,S₂₁,S₂₂,...,S_N1S_N2的工作状态为：

工作阶段1：[t₀,t₁)，该阶段为变压器储能阶段，2N个主开关管S₁₁,S₁₂,S₂₁,S₂₂,...,S_N1S_N2同时导通；

工作阶段2：[t₁,t₂)，该阶段为漏感能量被吸收阶段，2N个主开关管S₁₁,S₁₂,S₂₁,S₂₂,...,S_N1S_N2同时关断；

工作阶段3：[t₂～t₃)，该阶段为变压器能量释放阶段，2N个主开关管S₁₁,S₁₂,S₂₁,S₂₂,...,S_N1S_N2维持关断状态；

工作阶段4：[t₃～t₄)，该阶段为电流断续阶段，2N个主开关管S₁₁,S₁₂,S₂₁,S₂₂,...,S_N1S_N2维持关断状态；

t₄时刻，2N个主开关管S₁₁,S₁₂,S₂₁,S₂₂,...,S_N1S_N2再一次同时导通，进入下一个开关周期中。

功率变压器T可等效为1个常规的单原边绕组的变压器，该单原边绕组变压器的原边电感值为功率变压器T各原边电感的等效电感值除以串联输入电路单元数N，该单原边绕组变压器的原边电流值为功率变压器T各原边电感电流值之和。

具体实施方式四：下面结合图3和图5对本实施方式一作进一步限定，在本实施方式中，以N＝2为例(即变换器的功率变压器T原边由2个输入电路单元串联组成)，对该变换器的工作过程进行分析。为了便于分析，此处假设：(1)变换器的各元器件均为理想元件；(2)对变换器的n个输出电路单元进行单输出等效，L_o为等效变压器副边电感值，D_o为等效输出回路的整流二极管，并且认为输出滤波电容C_o1,C_o2,...,C_on的等效电容值足够大，因此将该变换器的输出等效为恒压源U_o。

在一个开关周期内，变换器共有4个主要的工作阶段，如图5所示为一个开关周期内，图3(b)变换器各主要工作阶段的等效电路图。其中，L_lk1、L_lk2为2个串联电路的变压器原边等效漏感。则该变换器在各工作阶段的特征如下：

工作阶段1(t₀～t₁，变压器储能阶段)：t₀时刻，主开关管S₁₁、S₁₂、S₂₁、S₂₂导通。功率变压器T原边电感在直流输入电压U_iΣ的作用下，电流由零开始逐渐线性上升，变压器储能。功率变压器T原边绕组电压为上正下负，副边绕组电压为上负下正，因此，输出整流二极管D_o截止，副边电感电流为零。

工作阶段2(t₁～t₂，漏感能量被吸收阶段，变压器能量释放阶段)：t₁时刻，主开关管S₁₁、S₁₂、S₂₁、S₂₂关断。在工作阶段1中存储在功率变压器T的原边电感上的能量转移至副边电感上，并向输出侧释放，本阶段输出整流二极管D_o导通。功率变压器T原边漏感L_lk1,、L_lk2中的能量无法向副边转移，通过箝位二极管D₁₁,D₁₂,D₂₁,D₂₂向变换器的输入侧回馈能量。本阶段，功率变压器T的原边绕组电压为上负下正，副边绕组电压为上正下负。到t₂时刻，漏感L_lk1,、L_lk2中的能量回馈完毕。

工作阶段3(t₂～t₃，变压器能量释放阶段)：本阶段，功率变压器T的副边电感中的能量继续向输出侧释放，输出整流二极管D_o仍处于导通状态。功率变压器T的原边绕组电压仍为上负下正，副边绕组电压仍为上正下负。到t₃时刻，功率变压器T的副边电感中的能量向输出侧释放完毕。

工作阶段4(t₃～t₄，电流断续阶段)：本阶段，变压器能量已经释放完毕，功率变压器T的原、副边电压、电流均为零，输出整流二极管D_o处于截止状态。

t₄时刻主开关管S₁₁、S₁₂、S₂₁、S₂₂再一次导通，变换器进入到下一个开关周期的工作当中，其中，各工作阶段的开关状态以及电压、电流变化情况与上述t₀～t₄时间段各工作阶段相同。

具体实施方式五：下面结构图3至图8对本实施方式进行说明，本实施方式对实施方式一和实施方式三所述的两种方案进一步说明。

首先，对输入均压实现机理进行说明：

图3所示2种变换器各串联电路具有相同的结构及器件参数，因此，在理想情况下，由于变压器原边绕组的相互耦合作用，各串联电路的输入电压相等并且均分变换器的输入电压。然而，在实际中，任何2个串联电路的器件参数都不会完全相同，因此该变换器有出现各串联电路输入电压不均衡的可能性。

而如果各串联电路出现了输入电压不均衡的情况，该变换器具有自动调整以实现各串联电路输入均压的功能。下面仍以N＝2为例对该变换器各串联电路输入均压自动实现的机理进行分析。

由前边的工作过程分析可以看出该变换器输入侧的串联模式主要发生在工作阶段1，与工作阶段1相比，工作阶段2的持续时间非常短，可以不考虑工作阶段2的影响。在工作阶段1中，图3(a)和(b)所示的2种结构变换器的等效电路及其变压器模型如图6所示，由于该工作阶段变压器副边对输入侧没有影响，因此，图6不包括变压器副边电路。图中，变压器的模型由漏感L_LK1、L_LK2，励磁电感L_M1、L_M2(L_LK1+L_M1＝L_i1,L_LK2+L_M2＝L_i2)和理想变压器T_ideal(变比为1:1)构成，由于各串联电路的变压器原边电感绕制在同一个磁芯上，它们具有相同的磁路，并且绕组匝数一致，因此忽略各原边电感在电感值上的差异；I_i为该变换器的输入电流，i_Li1、i_Li2为变压器原边电流，i_Ci1-、i_Ci2-为电容C_i1、C_i2的放电电流。

由于忽略电感值的差异，因此有：L_LK1＝L_LK2，L_M1＝L_M2。定义系数λ，λ为表征原边绕组耦合紧密系数，原边绕组耦合越紧密，λ越大：L_M1＝λL_i1、L_LK1＝(1-λ)L_i1，L_M2＝λL_i2、L_LK2＝(1-λ)L_i2，其中，0<λ<1。

在工作阶段1中，定义1个时间点t_M(t₀<t_M<t₁)，在t_M时刻之前，U_i1＝U_i2，i_Li1＝i_Li2(即认为变换器保持输入均压)。在t_M时刻，U_i1与U_i2的值出现了一定的差异：

U_i2 ⁽t_M ⁾＝U_i1(t_M)+△U  (1)

其中，ΔU>0；由于电感电流不能突变，因此t_M时刻，i_Li1(t_M)＝i_Li2(t_M)。

则在t_M时刻之后，可以得到如下关系：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{Li}1}(t-t_M)=i_{\mathrm{Li}1}\left(t_M\right)+{\&Integral;}_{t_M}^t\frac{U_{i1}(t-t_M)-U_{\mathrm{Tideal}}}{L_{\mathrm{LK}1}}\mathrm{dt}\\ i_{\mathrm{Li}2}(t-t_M)=i_{\mathrm{Li}2}\left(t_M\right)+{\&Integral;}_{t_M}^t\frac{U_{i2}(t-t_M)-U_{\mathrm{Tideal}}}{L_{\mathrm{LK}2}}\mathrm{dt}\end{array}\right.---\left(2\right)$

$i_{\mathrm{Li}1}(t-t_M)+i_{\mathrm{Li}2}(t-t_M)=i_{\mathrm{Li}1}\left(t_M\right)+i_{\mathrm{Li}2}\left(t_M\right)+{\&Integral;}_{t_M}^t[\frac{U_{\mathrm{Tideal}}}{L_{M1}}+\frac{U_{\mathrm{Tideal}}}{L_{M2}}]\mathrm{dt}---\left(3\right)$

由式2和式3可得：

$U_{\mathrm{Tideal}}=\frac{\mathrm{\&lambda;}}{2}[U_{i1}(t-t_M)+U_{i2}(t-t_M)]---\left(4\right)$

由式1，式2和式4可得：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{Li}1}(t-t_M)=i_{\mathrm{Li}1}\left(t_M\right)+{\&Integral;}_{t_M}^t\frac{(1-\mathrm{\&lambda;})U_{i1}(t-t_M)-\frac{1}{2}\mathrm{\&lambda;\&Delta;U}}{(1-\mathrm{\&lambda;})L_{i1}}\mathrm{dt}\\ i_{\mathrm{Li}2}(t-t_M)=i_{\mathrm{Li}2}\left(t_M\right)+{\&Integral;}_{t_M}^t\frac{(1-\mathrm{\&lambda;})U_{i1}(t-t_M)+(1-\frac{1}{2}\mathrm{\&lambda;})\mathrm{\&Delta;U}}{(1-\mathrm{\&lambda;})L_{i1}}\mathrm{dt}\end{array}\right.---\left(5\right)$

由式5可得t_M时刻之后电容C_i1、C_i2的放电电流表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{Ci}1-}(t-t_M)=i_{\mathrm{Li}1}\left({t-t}_M\right)-I_i=i_{\mathrm{Li}1}\left(t_M\right)+{\&Integral;}_{t_M}^t\frac{(1-\mathrm{\&lambda;})U_{i1}(t-t_M)-\frac{1}{2}\mathrm{\&lambda;\&Delta;U}}{(1-\mathrm{\&lambda;})L_{i1}}\mathrm{dt}-I_i\\ i_{\mathrm{Ci}2-}(t-t_M)=i_{\mathrm{Li}2}(t-t_M)-I_i=i_{\mathrm{Li}2}\left(t_M\right)+{\&Integral;}_{t_M}^t\frac{(1-\mathrm{\&lambda;})U_{i1}(t-t_M)+(1-\frac{1}{2}\mathrm{\&lambda;})\mathrm{\&Delta;U}}{(1-\mathrm{\&lambda;})L_{i1}}\mathrm{dt}-I_i\end{array}\right.---\left(6\right)$

由式6可以看出，t_M时刻之后，i_Ci1-<i_Ci2-，这有助于加速电容C_i2的放电，减缓电容C_i1的放电。另外，由式6进一步可得到t_M时刻之后电容C_i1、C_i2的放电电流差值表达式如下：

${\mathrm{\&Delta;I}}_{\mathrm{Ci}21-}=i_{\mathrm{Ci}2-}(t-t_M)-i_{\mathrm{Ci}1-}(t-t_M)={\&Integral;}_{t_M}^t\frac{\mathrm{\&Delta;U}}{(1-\mathrm{\&lambda;})L_{i1}}\mathrm{dt}---\left(7\right)$

由式7可以看出，ΔI_Ci21-的值随着系数λ的增加而大，这意味着系数λ越大，也就是变压器T的原边绕组耦合的越紧密，电容C_i1与C_i2的电压越容易重新回到均衡状态。

由式3和式4可以进一步得出i_Li1+i_Li2的表达式如下：

$i_{\mathrm{Li}1}(t-t_M)+i_{\mathrm{Li}2}(t-t_M)=i_{\mathrm{Li}1}\left(t_M\right)+i_{\mathrm{Li}2}\left(t_M\right)+{\&Integral;}_{t_M}^t[\frac{U_{i1}(t-t_M)}{L_{i1}}+\frac{U_{i2}(t-t_M)}{L_{i2}}]\mathrm{dt}---\left(8\right)$

由式8可以看出，各串联电路的变压器原边电感电流值之和与各自输入电压是否存在差异无关。

其次，对功率变压器的设计原则进行说明：

由于图3中变换器可自然实现各串联电路的输入均压，因此变换器中各串联电路器件及参数的设计方法与传统的非串联型变换器类似，这里不重复介绍。下面主要介绍该变换器功率变压器的设计原则(这里仍以N＝2为例)。

在变换器的运行过程中，功率变压器T的2个原边电感相当于耦合电感，由基本的耦合电感数学模型可得：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{Li}1}=L_{i11}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{Li}1}}{\mathrm{dt}}+M_{12}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{Li}2}}{\mathrm{dt}}\\ u_{\mathrm{Li}2}=M_{12}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{Li}1}}{\mathrm{dt}}+L_{i22}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{Li}2}}{\mathrm{dt}}\end{array}\right.---\left(9\right)$

其中，L_i11、L_i22(L_i11＝L_i22)定义为2个串联电路变压器原边电感的自感值(图3、图4和图5中标识的L_i1、L_i2为各串联电路变压器原边的等效电感值)，M₁₂定义为2个原边电感之间的互感值；u_Li1、u_Li2为电感两端的电压。

由于各串联电路的变压器原边电感具有相同的磁路，因此可以的到如下关系：

M₁₂＝L_i11＝L_i22  (10)

即变压器原边电感的自感值与它们之间的互感值相等。

由于该变换器可以实现输入侧的自然均压，因此，这里忽略各串联输入电压与变压器原边电流的差异可得：

u_Li1＝u_Li2  (11)

i_Li1＝i_Li2  (12)

将式10、式11、式12带入式9中可得：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{Li}1}={2L}_{i11}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{Li}1}}{\mathrm{dt}}\\ u_{\mathrm{Li}2}={2L}_{i22}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{Li}2}}{\mathrm{dt}}\end{array}\right.---\left(13\right)$

由式13可得：变压器原边电感的自感值与其等效电感值之间的关系L_i1＝L_i2＝2L_i11＝2L_i11。那么有：

$u_{\mathrm{Li}1/\mathrm{Li}2}=\frac{L_{i1}}{2}\frac{d(i_{\mathrm{Li}1}+i_{\mathrm{Li}2})}{\mathrm{dt}}---\left(14\right)$

因此该变换器的功率变压器在设计时可等效为一个常规的单原边绕组的变压器，该常规的单原边绕组的变压器的原边电感值为L_i1/2，原边电流为i_Li1+i_Li2。如果将N＝2的分析结果加以推广，可以得到：对于由N个相同电路单元串联组成的变换器，在设计上，其功率变压器可等效为1个常规的单原边绕组的变压器，该单原边绕组变压器的原边电感值为原功率变压器各原边电感的等效电感值除以串联电路单元数N，该单原边绕组变压器的原边电流值为原功率变压器各原边电感电流值之和。

Claims (8)

1.适合高压输入多输出场合的辅助电源，其特征在于，它包括功率变压器T，功率变压器T原边串联设置N路相同结构的输入电路单元；功率变压器T副边设置n路互相电气隔离的输出电路单元；N、n均为大于或等于1的自然数；

每路输入电路单元包括一个主开关管S_p,p＝1,2,...,N、一个输入侧滤波电容C_ip,p＝1,2,...,N和一个原边电感L_ip,p＝1,2,...,N；且满足条件N个输入侧滤波电容的电容量相等C_i1＝C_i2＝...＝C_iN，N个原边电感的等效电感值相等L_i1＝L_i2＝...＝L_iN，N个主开关管S₁,S₂,...,S_N在一个开关周期内同时导通或关断；

功率变压器T的N个原边电感L_i1,L_i2,...,L_iN共同绕制在相同的原边磁路上，并相互耦合；原边电感L_ip的同名端连接输入侧滤波电容C_ip的正极电压端，输入侧滤波电容C_ip的负极电压端连接主开关管S_p的一端，主开关管S_p的另一端连接原边电感L_ip的异名端；N个输入侧滤波电容C_i1,C_i2,...,C_iN依次串联设置；且满足条件：U_iΣ＝U_i1+U_i2+...+U_iN，U_i1＝U_i2＝...＝U_iN，其中：U_iΣ为直流输入电压，U_i1为第一路输入电路单元的输入电压，U_i2为第二路输入电路单元的输入电压，U_iN为第N路输入电路单元的输入电压；

每路输出电路单元包括一个副边电感L_oq,q＝1,2,...,n、一个整流二极管D_oq,q＝1,2,...,n和一个输出滤波电容C_oq,q＝1,2,...,n；

功率变压器T的n个副边电感L_o1,L_o2,...,L_on共同绕制在相同的副边磁路上，并相互耦合；副边电感L_oq的异名端连接整流二极管D_oq的阳极，整流二极管D_oq的阴极连接输出滤波电容C_oq的一端，并作为输出直流电压U_oq的正极输出端；副边电感L_oq的同名端连接输出滤波电容C_oq的另一端，并作为输出直流电压U_oq的负极输出端。

2.根据权利要求1所述适合高压输入多输出场合的辅助电源，其特征在于，在一个开关周期t₀～t₄中分为四个工作阶段，N个主开关管S₁,S₂,...,S_N的工作状态为：

工作阶段1：[t₀,t₁)，该阶段为变压器储能阶段，N个主开关管S₁,S₂,...,S_N同时导通；

工作阶段2：[t₁,t₂)，该阶段为漏感能量被吸收阶段，N个主开关管S₁,S₂,...,S_N同时关断；

工作阶段3：[t₂～t₃)，该阶段为变压器能量释放阶段，N个主开关管S₁,S₂,...,S_N维持关断状态；

工作阶段4：[t₃～t₄)，该阶段为电流断续阶段，N个主开关管S₁,S₂,...,S_N维持关断状态；

t₄时刻，N个主开关管S₁,S₂,...,S_N再一次同时导通，进入下一个开关周期中。

3.根据权利要求1所述适合高压输入多输出场合的辅助电源，其特征在于，功率变压器T可等效为1个常规的单原边绕组的变压器，该单原边绕组变压器的原边电感值为功率变压器T各原边电感的等效电感值除以串联输入电路单元数N，该单原边绕组变压器的原边电流值为功率变压器T各原边电感电流值之和。

4.根据权利要求1所述适合高压输入多输出场合的辅助电源，其特征在于，N个输入侧滤波电容C_i1,C_i2,...,C_iN的电容量不超过1μF。

5.适合高压输入多输出场合的辅助电源，其特征在于，它包括功率变压器T，功率变压器T原边串联设置N路相同结构的输入电路单元；功率变压器T副边设置n路互相电气隔离的输出电路单元；N、n均为大于或等于1的自然数；

每路输入电路单元包括两个主开关管S_p1和S_p2,p＝1,2,...,N；一个输入侧滤波电容C_ip,p＝1,2,...,N；两个箝位二极管D_p1和D_p2，以及一个原边电感L_ip,p＝1,2,...,N；且满足条件输入侧滤波电容的电容量相等C_i1＝C_i2＝...＝C_iN，N个原边电感的等效电感值相等L_i1＝L_i2＝...＝L_iN，2N个主开关管S₁₁,S₁₂,S₂₁,S₂₂,...,S_N1S_N2在一个开关周期内同时导通或关断；

功率变压器T的N个原边电感L_i1,L_i2,...,L_iN共同绕制在相同的原边磁路上，并相互耦合；原边电感L_ip的同名端同时连接主开关管S_p1的一端和箝位二极管D_p2的阴极，主开关管S_p1的另一端同时连接箝位二极管D_p1的阴极和输入侧滤波电容C_ip的正极电压端，输入侧滤波电容C_ip的负极电压端同时连接主开关S_p2的一端和箝位二极管D_p2的阳极，主开关S_p2的另一端同时连接箝位二极管D_p1的阳极和原边电感L_ip的异名端；N个输入侧滤波电容C_i1,C_i2,...,C_iN依次串联设置；且满足条件：U_iΣ＝U_i1+U_i2+...+U_iN，U_i1＝U_i2＝...＝U_iN，其中：U_iΣ为直流输入电压，U_i1为第一路输入电路单元的输入电压，U_i2为第二路输入电路单元的输入电压，U_iN为第N路输入电路单元的输入电压；

每路输出电路单元包括一个副边电感L_oq,q＝1,2,...,n、一个整流二极管D_oq,q＝1,2,...,n和一个输出滤波电容C_oq,q＝1,2,...,n；

功率变压器T的n个副边电感L_o1,L_o2,...,L_on共同绕制在相同的副边磁路上，并相互耦合；副边电感L_oq的异名端连接整流二极管D_oq的阳极，整流二极管D_oq的阴极连接输出滤波电容C_oq的一端，并作为输出直流电压U_oq的正极输出端；副边电感L_oq的同名端连接输出滤波电容C_oq的另一端，并作为输出直流电压U_oq的负极输出端。

6.根据权利要求5所述适合高压输入多输出场合的辅助电源，其特征在于，在一个开关周期t₀～t₄中分为四个工作阶段，2N个主开关管S₁₁,S₁₂,S₂₁,S₂₂,...,S_N1S_N2的工作状态为：

工作阶段1：[t₀,t₁)，该阶段为变压器储能阶段，2N个主开关管S₁₁,S₁₂,S₂₁,S₂₂,...,S_N1S_N2同时导通；

工作阶段2：[t₁,t₂)，该阶段为漏感能量被吸收阶段，2N个主开关管S₁₁,S₁₂,S₂₁,S₂₂,...,S_N1S_N2同时关断；

工作阶段3：[t₂～t₃)，该阶段为变压器能量释放阶段，2N个主开关管S₁₁,S₁₂,S₂₁,S₂₂,...,S_N1S_N2维持关断状态；

工作阶段4：[t₃～t₄)，该阶段为电流断续阶段，2N个主开关管S₁₁,S₁₂,S₂₁,S₂₂,...,S_N1S_N2维持关断状态；

t₄时刻，2N个主开关管S₁₁,S₁₂,S₂₁,S₂₂,...,S_N1S_N2再一次同时导通，进入下一个开关周期中。

7.根据权利要求5所述适合高压输入多输出场合的辅助电源，其特征在于，功率变压器T可等效为1个常规的单原边绕组的变压器，该单原边绕组变压器的原边电感值为功率变压器T各原边电感的等效电感值除以串联输入电路单元数N，该单原边绕组变压器的原边电流值为功率变压器T各原边电感电流值之和。

8.根据权利要求5所述适合高压输入多输出场合的辅助电源，其特征在于，N个输入侧滤波电容C_i1,C_i2,...,C_iN的电容量不超过1μF。