CN107070227A - 输入串联型多输出辅助电源的电流采样方法、控制策略 - Google Patents

Abstract

输入串联型多输出辅助电源的电流采样方法、控制策略，属于电力电子技术、开关电源技术领域，本发明为解决采用现有的峰值电流型控制策略控制变压器集成的输入串联型直流变换器，在变换器运行在轻载时无法保障控制稳定性的问题。本发明电流采样方法采集的是辅助电源的内环电流信号i_S，该方法为：将待测的多条电气线路相互绝缘后统一穿过同一环形磁芯，通过绕制在环形磁芯上的绕组感应出的电流信号为集成变压器的原边电流之和，将其作为辅助电源的内环电流信号i_S。待测的多条电气线路为与集成变压器的原边线圈相同位置连接、与N路基本开关电路相同位置开关管连接或与集成变压器的副边线圈相同位置连接的n条电气线路。

Description

输入串联型多输出辅助电源的电流采样方法、控制策略

技术领域

本发明属于电力电子技术、开关电源技术领域。

背景技术

目前，各种高压输入场合逐渐增多，受器件电压等级等因素的限制，如何有效地降低各开关器件的电压应力一直是高压变换器设计过程中的难点。为了解决高压变换器电压应力高的问题，人们经常采用将多个电路在输入侧串联的形式来分担高压。

对于输入串联型变换器而言，其关键任务是实现各串联电路的输入均压。目前，关于各种均压控制方法的研究比较多，但如采用已有的各种控制方法，必然要增加一个高精度的控制器，这无疑增加了控制环节的复杂程度，降低了变换器的可靠性。多输出变换器一般应用于中小功率领域，对于中、小功率的变换器而言，整个系统的简单、可靠是十分重要的。

除了各种均压控制方法的研究，近年来，人们还对一些可实现自然均压的输入串联型变换器进行了研究。在这些自然均压的输入串联型变换器当中，基于变压器集成的输入串联型变换器适合在多输出中小功率领域应用。

现有的基于变压器集成的输入串联型多输出变换器主要有3种结构，如图1所示。3种结构的变换器输入侧由N(N≥1)个基本电路单元串联构成，所有串联电路共用1个集成功率变压器T(图中各绕组上的“黑点”表示变压器各绕组的同名端对应关系)和n(n≥1)个输出回路。其中：U_i为直流输入电压，U_i1,U_i2,...,U_iN为各串联电路的输入电压；C_i1,C_i2,...,C_iN (C_i1＝C_i2＝...＝C_iN)为各串联电路输入侧的滤波电容；S₁,S₂,...,S_N(结构方案1)以及S₁₁,S₁₂,S₂₁, S₂₂,...,S_N1,S_N2(结构方案2、3)为开关管(一般为电力MOSFET开关管)；D₁₁,D₁₂,D₂₁,D₂₂,..., D_N1,D_N2(结构方案2、3)为箝位二极管；i_p1,i_p2,...,i_pN为集成变压器各原边绕组电流；D_o1, D_o2,...,D_on(结构方案1、2)为各输出回路的整流二极管；D_o11,D_o12,D_o21,D_o22,...,D_on1,D_on2(结构方案3)为各输出回路的整流与续流二极管；L_f1,L_f2,...,L_fn为各输出回路的输出滤波电感 (结构方案3)；C_o1,C_o2,...,C_on为各输出回路的输出滤波电容；U_o1，U_o2，...，U_on为各输出回路的直流输出电压。图1中3个变换器各串联电路具有相同的结构及器件参数，并且所有开关管同时开通与关断，在理想情况下，由于变压器原边绕组的相互耦合作用，各串联电路可自动实现输入均压，即：U_i1＝U_i2＝...＝U_iN＝U_i/N。

基于变压器集成的输入串联型多输出变换器的控制策略：在中小功率领域，开关电源变换器通常采用峰值电流型控制方式。如图2所示为基于变压器集成的输入串联型多输出变换器的控制策略图(采用峰值电流型控制方式)，这里以图1(c)为例给出。其控制策略的具体思路为：(1)各串联电路共用1套控制电路；(2)在变换器的各输出回路中，采集输出功率较大回路的输出电压作为控制电路外环电压调节器的反馈输入信号(如图中U_oi，i是1到n之间的自然数)，U_ref为外环电压调节器的给定；(3)外环电压调节器的输出作为控制电路内环电流调节器的给定I_ref，采集各串联电路中处于电位最低位置开关管的电流作为反馈输入信号，如图2中的开关管S₁₂的电流信号i_S12，对于图1(a)、(b)中的结构方案1、2，则此处分别采集开关管S₁的电流信号i_S1和S₁₂的电流信号i_S12；将控制电路输出的1路PWM信号经过相应的驱动电路后转变为多个完全相同的开关管驱动信号用来驱动各开关管的开通与关断。

目前的研究表明，基于变压器集成的输入串联型变换器存在下述问题。

图1中变换器要求所有开关管同时开通与关断。在实际中，由于各开关器件及其驱动电路相关器件参数误差的存在，是不可能完全实现所有开关管的同步开关的。在开关管的开关动作不一致的时间里，由于各串联电路的输入电压之和不会改变(U_i1+U_i2+...+U_iN＝U_i)，那么对于开关管已经导通的串联电路来说，其输入电压要下降，而对于开关管尚未导通的串联电路来说，其输入电压要上升。因此，在变换器的实际运行中，各串联电路有出现输入电压差异的可能。

下面以串联电路数N＝2的该类变换器为例，在2个串联电路的输入电压一致的情况下，当各开关管导通时，各串联电路的变压器原边电流、开关管电流将线性上升，当电流信号增加至如图2中的I_ref时，控制各开关管关断。如图3所示为上述过程中2个串联电路的变压器原边电流(或者开关管电流)信号的线性上升波形(其中DCM模式为电流断续模式，CCM模式为电流连续模式)。

如果2个串联电路的输入电压出现了不一致的情况，比如U_i1＝U_i/2+ΔU_i，U_i2＝U_i/2-ΔU_i，由于各串联电路变压器原边绕组的耦合作用，2个串联电路的输入滤波电容C_i1,C_i2通过耦合的原边绕组发生高频LC振荡(电容C_i1,C_i2和变压器漏感的谐振)。经过若干个谐振周期以后，2个串联电路重新回到了均压状态(U_i1＝U_i2＝U_i/2)。这个谐振过程中，U_i1和U_i2的变化如图4(a)所示。在变换器的运行中，由于2个串联电路变压器原边的耦合：当U_i1>U_i2时，i_p1增加，i_p2相对于i_p1等量减小；当U_i1<U_i2时，i_p1减小，i_p2相对于i_p1等量增加。因此，2个串联电路间出现了环流。在这个过程中，对应于如图4(a)所示的U_i1和U_i2变化波形，可作出i_p1和i_p2在该环流作用下的电流增加量Δi_p1和Δi_p2的波形如图4(b)所示(其中，Δi_p1+Δi_p2＝0，R为每个串联电路回路的等效电阻，电流增加量波形滞后电压波形半个谐振周期)。

由上述说明可知，变换器在实际运行时，2个串联电路的变压器原边电流(或者开关管电流)信号是由图3和图4(b)中波形的合成，不再完全是如图3中线性上升的形式。这种情况下，如果继续采用如图2所示的控制策略，由于图中内环电流采样信号“i_S12”受到了如图4(b)所示谐振波形的影响，将使得变换器的控制稳定性下降。

目前的研究结果表明，增加各串联电路输入侧的滤波电容值可以有效减小各串联电路输入电压的差异，并最终减小图4(b)中谐振电流波形。在变换器运行在重载时，图4(b)中的谐振电流波形相比于图3中的电流波形要小很多，基本能保证变换器的控制稳定性；然而在变换器运行在轻载时，图3中的电流相比于重载大为减小，而图4(b)中谐振电流基本不变，这时变换器的控制稳定性将无法保障。

发明内容

本发明目的是为了解决采用现有的峰值电流型控制策略控制变压器集成的输入串联型直流变换器，在变换器运行在轻载时无法保障控制稳定性的问题，提供了一种输入串联型多输出辅助电源的电流采样方法。

本发明所述输入串联型多输出辅助电源的电流采样方法包括三种方案：

第一个方案：输入串联型多输出辅助电源的电流采样方法，所述输入串联型多输出辅助电源的输入侧由N路基本开关电路串联构成，串联的N路基本开关电路共用1个集成功率变压器；输出侧具有n路输出回路，N、n为大于或等于1的自然数；

该电流采样方法采集的是辅助电源的内环电流信号i_S，该方法为：

与集成变压器的原边线圈相同位置连接的N条电气线路相互绝缘后统一穿过同一环形磁芯，通过绕制在环形磁芯上的绕组感应出的电流信号为集成变压器的原边电流之和，将其作为辅助电源的内环电流信号i_S。

第二个方案：输入串联型多输出辅助电源的电流采样方法，所述输入串联型多输出辅助电源的输入侧由N路基本开关电路串联构成，串联的N路基本开关电路共用1个集成功率变压器；输出侧具有n路输出回路，N、n为大于或等于1的自然数；

该电流采样方法采集的是辅助电源的内环电流信号i_S，该方法为：

与N路基本开关电路相同位置开关管连接的N条电气线路相互绝缘后统一穿过同一环形磁芯，通过绕制在环形磁芯上的绕组感应出的电流信号为N路基本开关电路的开关管电流之和，将其作为辅助电源的内环电流信号i_S。

第三个方案：输入串联型多输出辅助电源的电流采样方法，所述输入串联型多输出辅助电源的输入侧由N路基本开关电路串联构成，串联的N路基本开关电路共用1个集成功率变压器；输出侧具有n路输出回路，N、n为大于或等于1的自然数；

该电流采样方法采集的是辅助电源的内环电流信号i_S，该方法为：

与集成变压器的副边线圈相同位置连接的n条电气线路相互绝缘后统一穿过同一环形磁芯，通过绕制在环形磁芯上的绕组感应出的电流信号为集成变压器的副边电流之和，根据变压器变比获取集成变压器的原边电流之和，并将其作为辅助电源的内环电流信号 i_S。

根据本发明的另一方面，提供了输入串联型多输出辅助电源的控制策略，包括上述三种中任一所述输入串联型多输出辅助电源的电流采样方法；

所述控制策略为：

外环电压调节器根据电压反馈输入信号U_oi和外环电压给定U_ref调制输出内环电流给定 I_ref；其中电压反馈输入信号U_oi通过采集输出功率最大的输出回路的输出电压来获取，i是 1到n之间的自然数；

内环电流调节器根据所述内环电流给定I_ref和内环电流信号i_S调制输出1路PWM信号，该路PWM信号经过驱动电路转变为多个完全相同的开关管驱动信号，用来驱动串联的N路基本开关电路中各开关管的开通与关断。

本发明的优点：由于本发明不再采集单一串联电路内的电流信号，而是采集每个串联电路内的相应电流信号，对其进行求和后作为控制器的内环电流信号来产生PWM控制信号，提高了变换器轻载时的控制稳定性。

本发明这种采样方法使得无论各串联电路是否出现输入电压差异，他们的变压器原边电流(或者开关管电流)之和不受影响，仍将保持如图3所示的规范的波形形状。

附图说明

图1是现有的基于变压器集成的输入串联型多输出变换器结构；

图2是基于变压器集成的输入串联型多输出变换器的控制策略；

图3是串联电路的输入电压一致情况下的2个变压器原边电流(或者开关管电流)信号波形；

图4是N＝2时变换器的均压过程中U_i1和U_i2的变化曲线以及Δi_p1和Δi_p2的变化曲线；

图5是本发明所述输入串联型多输出辅助电源的电流采样方法的原理图；

图6是采用本发明方法对图1(a)中变换器的控制策略实施例；

图7是采用本发明方法对图1(b)中变换器的两个控制策略实施例；

图8是采用本发明方法对图1(c)中变换器的四个控制策略实施例。

具体实施方式

本发明针对基于变压器集成的输入串联型直流变换器，在已有的峰值电流型控制策略的基础上，提出三种用于提高该变换器轻载控制稳定性的内环电流采用方法。以N＝2进行说明，由于2个串联电路变压器绕组的耦合作用，1个串联电路的变压器原边电流(或者开关管电流)增加时，另一个串联电路的变压器原边电流(或者开关管电流)将等量减小。也就是说，2个串联电路的变压器原边电流(或者开关管电流)求和以后的波形中是不存在任何干扰的。同样，对于含有N个串联电路的变换器，无论各串联电路是否出现输入电压差异，他们的变压器原边电流(或者开关管电流)之和不受影响，仍将保持如图3所示的规范的波形形状。

为了提高基于变压器集成的输入串联型直流变换器轻载时的控制稳定性，控制电路不再采集单一串联电路内的电流信号(如图2所示)，而采集每个串联电路内的相应电流信号，对其进行求和后作为控制器的内环电流输入信号来进行控制。

实施例1、结合图1（a）和图6进行说明，对于图1(a)所示的变换器结构，其控制策略如图6所示。其中，控制器采集的内环电流信号为N个串联电路的变压器原边电流信号之和(对于该变换器变压器原边电流就是流过开关管的电流)。变压器原边电流信号之和为 i_p1+i_p2+…+i_pN。

实施例2、结合图1（b）和图7进行说明，对于图1(b)所示的变换器结构，其控制策略如图7所示。其中，控制器采集的内环电流信号可以是N个串联电路的变压器原边电流信号之和i_p1+i_p2+…+i_pN，如图7(a)所示；也可以是N个串联电路中位置相同的开关管电流信号之和i_S12+i_S22+…+i_SN2，如图7(b)所示，图中为S₁₂,S₂₂,...,S_N2的电流之和，也可以用S₁₁,S₂₁,...,S_N1的电流之和替代。

实施例3、结合图1（c）和图8进行说明，对于图1(c)所示的变换器结构，其控制策略如图8所示。其中，控制器采集的内环电流信号可以是N个串联电路的变压器原边电流信号之和i_p1+i_p2+…+i_pN，如图8(a)所示；也可以是N个串联电路中位置相同的开关管电流信号之和i_S12+i_S22+…+i_SN2，如图8(b)所示，图中为S₁₂,S₂₂,...,S_N2的电流之和，也可以用S₁₁,S₂₁,...,S_N1的电流之和代替。

另外，由于变压器副边电流与变压器原边电流之间可以通过变压器的变比来相互计算，所以控制器也可以从变压器副边的输出回路中采集内环电流信号。如图8(c)所示，控制器采集的内环电流信号为各输出回路中变压器副边电流信号之和，也就是各输出整流二极管电流信号之和i_Do11+i_Do21+…+i_Don1；如图8(d)所示，控制器采集的内环电流信号为各输出回路中输出滤波电感电流信号之和i_Lf1+i_Lf2+…+i_Lfn。

实施例4、结合图5进行说明，本实施例为变换器控制策略的实现方式，外环电压调节器根据电压反馈输入信号U_oi和外环电压给定U_ref调制输出内环电流给定I_ref；其中电压反馈输入信号U_oi通过采集输出功率最大的输出回路的输出电压来获取，i是1到n之间的自然数；

内环电流调节器根据所述内环电流给定I_ref和内环电流信号i_S调制输出1路PWM信号，该路PWM信号经过驱动电路转变为多个完全相同的开关管驱动信号，用来驱动串联的N路基本开关电路中各开关管的开通与关断。

由于各串联电路之间存在明显的电位差异，对各串联电路电流进行求和采样时必须要保证各电流支路的隔离。另外，基于变压器集成的输入串联型多输出变换器主要应用于中、小功率领域，因此，其电流采样环节的成本不易过高。

本发明提出一种基于磁隔离的内环电流采样实现方式，如图5所示。将变换器中需要采样的电流同时流过一个环形磁芯(注意各电流支路要保证足够的绝缘)，对于该环形磁芯而言，其中间流过的总电流为每个支路电流之和。由于各电流处于高频变化状态，它们将在环形磁芯的绕组上感应出一个电流信号i_S，该电流信号流过采样电阻R_S后得到了信号u_S。电流信号i_S的大小与穿过环形磁芯各支路电流之和存在一定的线性关系(该线性关系与绕组的匝数有关)，因此，采样信号u_S与穿过环形磁芯各支路电流之和也存在一定的线性关系，可以将u_S作为控制器的内环电流采样信号，在实际控制电路的设计中，通过环形磁芯绕组的匝数以及电阻R_S的设计来确定内环电流采样信号u_S的幅度。

图5中给出的是i_p1,i_p2,...,i_pN共同穿过环形磁芯，也可以是其它检测位置线路。

外环电压调节器、内环电流调节器是现有控制策略中的技术，在本发明中不作具体介绍。

Claims (4)

1.输入串联型多输出辅助电源的电流采样方法，所述输入串联型多输出辅助电源的输入侧由N路基本开关电路串联构成，串联的N路基本开关电路共用1个集成功率变压器；输出侧具有n路输出回路，N、n为大于或等于1的自然数；

其特征在于，该电流采样方法采集的是辅助电源的内环电流信号i_S，该方法为：

与集成变压器的原边线圈相同位置连接的N条电气线路相互绝缘后统一穿过同一环形磁芯，通过绕制在环形磁芯上的绕组感应出的电流信号为集成变压器的原边电流之和，将其作为辅助电源的内环电流信号i_S。

2.输入串联型多输出辅助电源的电流采样方法，所述输入串联型多输出辅助电源的输入侧由N路基本开关电路串联构成，串联的N路基本开关电路共用1个集成功率变压器；输出侧具有n路输出回路，N、n为大于或等于1的自然数；

其特征在于，该电流采样方法采集的是辅助电源的内环电流信号i_S，该方法为：

与N路基本开关电路相同位置开关管连接的N条电气线路相互绝缘后统一穿过同一环形磁芯，通过绕制在环形磁芯上的绕组感应出的电流信号为N路基本开关电路的开关管电流之和，将其作为辅助电源的内环电流信号i_S。

3.输入串联型多输出辅助电源的电流采样方法，所述输入串联型多输出辅助电源的输入侧由N路基本开关电路串联构成，串联的N路基本开关电路共用1个集成功率变压器；输出侧具有n路输出回路，N、n为大于或等于1的自然数；

其特征在于，该电流采样方法采集的是辅助电源的内环电流信号i_S，该方法为：

与集成变压器的副边线圈相同位置连接的n条电气线路相互绝缘后统一穿过同一环形磁芯，通过绕制在环形磁芯上的绕组感应出的电流信号为集成变压器的副边电流之和，根据变压器变比获取集成变压器的原边电流之和，并将其作为辅助电源的内环电流信号i_S。

4.输入串联型多输出辅助电源的控制策略，其特征在于，包括权利要求1、2或3所述输入串联型多输出辅助电源的电流采样方法；

所述控制策略为：

外环电压调节器根据电压反馈输入信号U_oi和外环电压给定U_ref调制输出内环电流给定I_ref；其中电压反馈输入信号U_oi通过采集输出功率最大的输出回路的输出电压来获取，i是1到n之间的自然数；

内环电流调节器根据所述内环电流给定I_ref和内环电流信号i_S调制输出1路PWM信号，该路PWM信号经过驱动电路转变为多个完全相同的开关管驱动信号，用来驱动串联的N路基本开关电路中各开关管的开通与关断。