CN106533191B - 一种电力电子牵引变压器拓扑结构及其控制方法 - Google Patents

一种电力电子牵引变压器拓扑结构及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种新型电力电子牵引变压器拓扑结构及其控制方法。该新型电力电子牵引变压器包括N个功率变换单元，功率变换单元包括H桥变换器和中/高频隔离型DC/DC变换单元，N个H桥变换器组成N级级联H桥变换器，中/高频隔离型DC/DC变换单元包括K个DC/DC变换器；N个功率变换单元输入端串联、输出端并联，N级级联H桥变换器的输入端串联连接，输出端互不相连，N个DC/DC变换单元的输入端与N级级联H桥变换器的输出端连接，输出端并联连接；K个DC/DC变换器输入端串联、输出端串联。新型电力电子牵引变压器的功率平衡控制包括三部分：各H桥变换器的直流输出电压平衡控制、各中/高频隔离型DC/DC变换单元的输出电流平衡控制、每个中/高频隔离型DC/DC变换单元中各DC/DC变换器的输入电压平衡控制。

Description

一种电力电子牵引变压器拓扑结构及其控制方法
技术领域
本发明属于高速动车组牵引传动系统领域，具体涉及一种新型电力电子牵引变压器拓扑结构及其控制方法。
背景技术
牵引传动系统作为高速动车组的牵引动力和辅助供电系统的能量来源，是高速动车组中最为关键的系统之一。目前，高速动车组普遍采用工频牵引变压器来获取电能，经其降压变换后得到单相工频交流电压，再经过四象限PWM整流器整流得到中间直流电压，最后经牵引逆变器得到可控的三相交流电，进而实现对牵引电机的控制。然而，工频牵引变压器体积、重量大，效率低，功率密度小，导致列车的轴重和牵引能耗增加，从而限制了进一步提高牵引变压器容量的空间。
对于动力分散式高速动车组而言，其牵引变压器均位于车体底部，其空间十分有限，若要在其有限的安装空间内进一步提高牵引变压器容量，需要改善牵引变压器的功率密度。在此基础上，电力电子牵引变压器应运而生。电力电子牵引变压器的基本思想是通过电力电子技术，将工频交流电变换为中/高频交流电，同时使用中/高频变压器替代传统工频变压器，从而提高牵引变压器的功率密度。
现有的电力电子牵引变压器结构主要分为两类：第一类通过模块化多电平AC/AC变换器直接将工频交流电变换为中、高频交流电，经中/高频变压器隔离降压后，通过AC/DC变换器整流后得到直流电，供给牵引逆变器控制牵引电机，但是该类拓扑结构的各模块功率密度一般较低，整个系统的体积和重量并没有得到明显改善，因此，没有在牵引传统系统领域得到应用；第二类先通过级联AC/DC变换器将工频交流电变换为多单元直流电，再经过多个单元中、高频隔离型DC/DC变换器实现电气隔离和能量传递，在其并联输出侧得到直流电，最终供给牵引逆变器控制牵引电机。该类拓扑结构具有功率密度高，控制简单，方便结构模块化和易于扩展等优点，得到了广泛关注和研究。然而，对于第二类拓扑结构，由于其级联单元数量有限，每个单元的功率和电压等级依然很高。因此，对于隔离型DC/DC变换器，其开关器件的选型通常需要选择6.5kV或3.3kV的高压IGBT，极大限制了开关频率的进一步提升；与此同时，中/高频变压器受绝缘、功率等级和散热等因素的制约，一方面设计较为困难，另一方面牵引变压器的功率密度的提升也并不明显。
发明内容
针对现有技术中存在的缺陷，本发明的目的在于针对电力电子牵引变压器的第二类拓扑结构因开关器件、中/高频变压器和滤波电容等因素制约而无法有效实现牵引变压器的功率密度的提升，提出了一种新型电力电子牵引变压器拓扑结构，并基于该结构提出了相应的控制方法。
为达到以上目的，本发明采取的技术方案是：
一种新型电力电子牵引变压器拓扑结构，包括N个功率变换单元；所述功率变换单元包括H桥变换器和中/高频隔离型DC/DC变换单元；所述N个H桥变换器组成N级级联H桥变换器；所述中/高频隔离型DC/DC变换单元包括K个DC/DC变换器；
所述N个功率变换单元的输入端串联连接，输出端并联连接；所述N级级联H桥变换器的输入端串联连接，输出端互不相连；所述N个DC/DC变换单元的输入端与N级级联H桥变换器的输出端连接，输出端并联连接；所述K个DC/DC变换器的输入端串联连接，输出端串联连接。
在上述方案的基础上，所述N级级联H桥变换器的输入端口P11通过分离接触器4、电感、网侧断路器2和受电弓1与接触网6连接；输入端口Q1N与钢轨7连接。
在上述方案的基础上，所述分离接触器4与充电接触器3和预充电电阻的串联支路并联。
在上述方案的基础上，所述N级级联H桥变换器的输入端口按P11-Q11-P12-Q12-…-P1N-Q1N的顺序级联；所述N级级联H桥变换器的输入端口P1j与Q1j之间设有旁路接触器5，其中j＝1,2,…,N。
在上述方案的基础上，所述N级级联H桥变换器的输出端口Po21、Qo21，Po22、Qo22，…，Po2N、Qo2N分别与中/高频隔离型DC/DC变换单元的输入端口Pi21、Qi21，Pi22、Qi22，…，Pi2N、Qi2N连接；中/高频隔离型DC/DC变换单元的输出端口P31，P32，…，P3N与牵引逆变器的输入侧正极连接，输出端口Q31，Q32，…，Q3N与牵引逆变器的输入侧负极连接。
在上述方案的基础上，所述每个中/高频隔离型DC/DC变换单元输入端连接有输入支撑电容Ci，输出端连接有输出支撑电容Co；所述输入支撑电容Ci为H桥变换器的输出滤波电容；所述K个DC/DC变换器的输入端分别连接有输入支撑电容Ci1～CiK；所述K个DC/DC变换器的输出端分别连接有输出滤波电容Co1～CoK。
在上述方案的基础上，所述DC/DC变换器的拓扑结构为全桥LLC谐振型DC/DC变换器或双有源桥式DC/DC变换器。
在上述方案的基础上，所述全桥LLC谐振型DC/DC变换器包括两组全桥电路，原边全桥电路与谐振电感Lr、谐振电容Cr和变压器励磁电感Lm串联连接，并通过中/高频变压器与副边全桥电路连接。
在上述方案的基础上，所述双有源桥式DC/DC变换器包括两组全桥电路，原边全桥电路与电感Lk串联连接，并通过中/高频变压器与副边全桥电路连接。
一种新型电力电子牵引变压器拓扑结构的功率平衡控制方法，包括：N级级联H桥变换器的功率平衡控制步骤以及N个中/高频隔离型DC/DC变换单元的功率平衡控制步骤，所述N级级联H桥变换器的功率平衡通过控制N级级联H桥变换器的直流输出电压平衡来实现；所述N个中/高频隔离型DC/DC变换单元的功率平衡通过控制N个中/高频隔离型DC/DC变换单元的输出电流平衡以及每个中/高频隔离型DC/DC变换单元中的K个DC/DC变换器的输入电压平衡来实现。
在上述方案的基础上，所述N级级联H桥变换器的直流输出电压平衡控制包括以下步骤：
步骤1：计算N级级联H桥变换器的输出直流电压vdc1，vdc2…vdcN的总输出电压为将总输出电压与总参考电压Nvdc_ref进行比较，将比较结果经H桥变换器电压控制器调节后得到参考电流幅值，同时将输入电压vg通过锁相环进行处理，得到输入电压vg的相位信息，将输入电压vg的相位信息与参考电流幅值相乘，得到与输入电压vg同相位的参考电流ig,ref；
步骤2：将输入电流ig与参考电流ig,ref进行比较，将比较结果经H桥变换器电流控制器调节后，与输入电压vg进行比较，比较后得到N级级联H桥变换器的总PWM电压参考值Vconv_ref，总PWM电压参考值Vconv_ref除以N得到平均PWM电压参考值Vconv_ref/N；
步骤3：计算总输出电压的平均值，得到平均电压并作为各个H桥变换器的参考指令，将各个H桥变换器的输出直流电压分别与平均电压进行比较，比较后的结果经H桥变换器均压控制器调节后与平均PWM电压参考值Vconv_ref/N相乘，相乘得到的结果再与平均PWM电压参考值Vconv_ref/N相加，最后分别除以各级H桥变换器的输出直流电压vdc1，vdc2…vdcN，得到各个H桥变换器用于实现电压平衡控制的调制波vctrx，其中x＝1,2,…,N。
在上述方案的基础上，所述N个中/高频隔离型DC/DC变换单元的功率平衡控制包括以下步骤：
步骤1：将输出电压vo和输出参考电压vo_ref进行比较，比较后的结果经DC/DC变换单元电压控制器调节后输出基础移相值
步骤2：计算N个中/高频隔离型DC/DC变换单元的输出电流io1,io2,…,ioN的总输出电流为对总输出电流求解平均值得到电流平均值将电流平均值作为平均参考电流，将平均参考电流分别与各个中/高频隔离型DC/DC变换单元的输出电流io1,io2,…,ioN进行比较，比较后的结果经DC/DC变换单元均流控制器调节后输出各个中/高频隔离型DC/DC变换单元的均流补偿移相值Δdi1，Δdi2，…，ΔdiN；
步骤3：将各个中/高频隔离型DC/DC变换单元的均流补偿移相值Δdi1，Δdi2，…，ΔdiN分别和基础移相值相加，得到各个中/高频隔离型DC/DC变换单元的均流移相值
步骤4：计算每个中/高频隔离型DC/DC变换单元中的K个DC/DC变换器的输入电压vin1(y)，vin2(y)，…，vinK(y)的总输入电压为，并求解总输入电压的平均值，其平均值作为参考电压，将参考电压分别与各个DC/DC变换器的输入电压vinx(y)进行比较，将比较得到的结果经DC/DC变换单元均压控制器调节后输出各个DC/DC变换器的输入电压补偿移相值Δdvx(y)；分别将各个DC/DC变换器的输入电压补偿移相值Δdvx(y)和步骤3中得到的均流移相值 进行叠加，得到各个DC/DC变换器的最终移相值使用该最终移相值可以保证N个中/高频隔离型DC/DC变换单元的功率平衡；其中：y＝1,2,…,N，代表其属于第y个中/高频隔离型DC/DC变换单元；x＝1,2,…,K，代表每个中/高频隔离型DC/DC变换单元中第x个DC/DC变换器。
在上述方案的基础上，步骤4中所述的DC/DC变换器为双有源桥式DC/DC变换器。
在上述方案的基础上，步骤4中所述DC/DC变换器为全桥LLC谐振型DC/DC变换器，需将DC/DC变换器中的各个移相值替换为相应的开关频率值。
本发明的有益效果：
1、在本发明中，每个中/高频隔离型DC/DC变换单元由若干个输入端串联、输出端串联的DC/DC变换器组成，大大减小了每个DC/DC变换器的输入输出电压、电流应力和传输功率，因而可以采用低电压应力的开关器件替代原高压大功率的开关器件，从而可进一步提升DC/DC变换器的开关频率，进而降低中/高频变压器的体积和重量、提高中/高频隔离型DC/DC变换单元的功率密度；
2、本发明对中/高频变压器的电气绝缘要求大大降低，变压器可以不采用油绝缘的方式，从而省去油箱、油管路等；
3、本发明具有模块化结构，灵活性较高，可以分别根据不同指标(器件发展情况、经济性和可靠性等)选择各变换环节的单元数，易于进行故障冗余设计，并且与未来宽禁带器件的发展趋势相适应。
附图说明
本发明有如下附图：
图1是现有技术的一种典型电力电子牵引变压器第二类拓扑结构示意图；
图2是本发明的新型电力电子牵引变压器拓扑结构示意图；
图3是本发明的全桥LLC谐振型DC/DC变换器拓扑结构示意图；
图4是本发明的双有源桥式DC/DC变换器拓扑结构示意图；
图5是本发明的新型电力电子牵引变压器N级级联H桥变换器的直流电压平衡控制框图；
图6是本发明的新型电力电子牵引变压器N个中/高频隔离型DC/DC变换器单元的功率平衡控制框图。
图中，1-受电弓，2-网侧断路器，3-充电接触器，4-分离接触器，5-旁路接触器，6-接触网，7-钢轨，8-牵引电机。
具体实施方式
下面结合1-6附图，对一种新型电力电子牵引变压器拓扑结构及其控制方法做详细说明。应该强调的是，下述说明仅仅是示例性的，而不是为了限制本发明的范围及其应用。
一种新型电力电子牵引变压器拓扑结构，包括N个功率变换单元；所述功率变换单元包括H桥变换器和中/高频隔离型DC/DC变换单元；所述N个H桥变换器组成N级级联H桥变换器；所述中/高频隔离型DC/DC变换单元包括K个DC/DC变换器；
所述N个功率变换单元的输入端串联连接，输出端并联连接；所述N级级联H桥变换器的输入端串联连接，输出端互不相连；所述N个DC/DC变换单元的输入端与N级级联H桥变换器的输出端连接，输出端并联连接；所述K个DC/DC变换器的输入端串联连接，输出端串联连接。
在上述方案的基础上，所述N级级联H桥变换器的输入端口P11通过分离接触器4、电感、网侧断路器2和受电弓1与接触网6连接；输入端口Q1N与钢轨7连接。
在上述方案的基础上，所述分离接触器4与充电接触器3和预充电电阻的串联支路并联。
在上述方案的基础上，所述N级级联H桥变换器的输入端口按P11-Q11-P12-Q12-…-P1N-Q1N的顺序级联；所述N级级联H桥变换器的输入端口P1j与Q1j之间设有旁路接触器5，其中j＝1,2,…,N。
在上述方案的基础上，所述N级级联H桥变换器的输出端口Po21、Qo21，Po22、Qo22，…，Po2N、Qo2N分别与中/高频隔离型DC/DC变换单元的输入端口Pi21、Qi21，Pi22、Qi22，…，Pi2N、Qi2N连接；中/高频隔离型DC/DC变换单元的输出端口P31，P32，…，P3N与牵引逆变器的输入侧正极连接，输出端口Q31，Q32，…，Q3N与牵引逆变器的输入侧负极连接。
在上述方案的基础上，所述每个中/高频隔离型DC/DC变换单元输入端连接有输入支撑电容Ci，输出端连接有输出支撑电容Co；所述输入支撑电容Ci为H桥变换器的输出滤波电容；所述K个DC/DC变换器的输入端分别连接有输入支撑电容Ci1～CiK；所述K个DC/DC变换器的输出端分别连接有输出滤波电容Co1～CoK。
在上述方案的基础上，所述DC/DC变换器的拓扑结构为全桥LLC谐振型DC/DC变换器或双有源桥式DC/DC变换器。
在上述方案的基础上，所述全桥LLC谐振型DC/DC变换器包括两组全桥电路，原边全桥电路与谐振电感Lr、谐振电容Cr和变压器励磁电感Lm串联连接，并通过中/高频变压器与副边全桥电路连接。
在上述方案的基础上，所述双有源桥式DC/DC变换器包括两组全桥电路，原边全桥电路与电感Lk串联连接，并通过中/高频变压器与副边全桥电路连接。
图1是现有技术的一种典型电力电子牵引变压器第二类拓扑结构示意图，该电力电子牵引变压器由N个输入端串联、输出端并联的功率变换单元组成，每个功率变换单元由一个H桥变换器和一个DC/DC变换单元组成。在目前广泛采用的电路方案中，一个DC/DC变换单元只包括一个DC/DC变换器。由于H桥变换器的输出直流电压和DC/DC变换单元的输出直流电压均较高，因此，对于该DC/DC变换单元，开关器件通常采用3.3kV或6.5kV的IGBT，其开关特性较差，大大制约了开关频率的进一步提升，并且较高的直流电压需要滤波电容具有较高的电压应力，从而使其体积和重量大大提升；此外，较高的直流电压对中/高频变压器的绝缘要求很高，制约了变压器功率密度的进一步提升。
图2是本发明的新型电力电子牵引变压器拓扑结构示意图。图2中，新型电力电子牵引变压器由N个功率变换单元输入端串联连接、输出端并联连接组成，其输入侧为N级级联H桥变换器，它的输入端口P11经分离接触器4、电感、网侧断路器2和受电弓1与接触网6相连，输入端口Q1N则与钢轨7相连，分离接触器4与充电接触器3和预充电电阻的串联支路并联。N级级联H桥变换器输入端口按P11-Q11-P12-Q12-…-P1N-Q1N的顺序级联，输出端口Po21、Qo21，Po22、Qo22，…，Po2N、Qo2N则分别与中/高频隔离型DC/DC变换单元的输入端口Pi21、Qi21，Pi22、Qi22，…，Pi2N、Qi2N相连；中/高频隔离型DC/DC变换单元的输出端口P31，P32…P3N与牵引逆变器的输入侧正极相连，输出端口Q31，Q32…Q3N则与牵引逆变器的输入侧负极相连。由于每个功率变换单元的结构完全一致，因此，只选取其中一个功率变换单元进行拓扑结构的介绍。对于每个功率变换单元，主要由两级变换器连接而成，前级为H桥变换器，其主要作用为将网侧交流电变换为直流电；后级为由K个DC/DC变换器输入端串联连接、输出端串联连接组成的中/高频隔离型DC/DC变换单元，其主要作用为直流电压变换和电气隔离，最终在并联输出侧得到直流电，供给牵引逆变器控制牵引电机8。图2中，Ci1～CiK分别为K个DC/DC变换器的输入支撑电容，Ci为H桥变换器的输出滤波电容。Co1～CoK分别为K个DC/DC变换器的输出滤波电容，Co为每个中/高频隔离型DC/DC变换单元的输出滤波电容。
与目前采用的电路方案相比，采用新型电力电子牵引变压器拓扑结构后，每个DC/DC变换器的输入电压下降为原来的1/K，输出电压也下降至原来的1/K。因此，每个中/高频隔离型DC/DC变换单元中各个DC/DC变换器参数的选取可以进行如下改变和优化：
1、各个DC/DC变换器中的开关器件的电压应力下降至原来的1/K，可以选取低电压应力的开关器件来替代原来的高压开关器件，以改善开关特性、提高开关频率；
2、各个DC/DC变换器的传输功率下降为原来的1/K，变压器的功率等级和绝缘等级得到大幅减小，变压器可以不采用油绝缘的方式，从而省去油箱、油管路等部件。
3、各个DC/DC变换器的输入电容和输出电容的电压应力下降为原来的1/K，因此，可以选取低压电容代替高压电容。
根据图2中给出的新型电力电子牵引变压器拓扑结构，中/高频变压器位于中/高频隔离型DC/DC变换单元中，为了减小中/高频变压器的体积和重量，需要尽可能提高DC/DC变换器的开关频率，因此，具有软开关能力的DC/DC变换器是最佳的选择。此外，考虑到牵引传动系统的再生制动工况，该DC/DC变换器应具有能量双向流动的能力。基于此，本发明给出了两种推荐的DC/DC变换器拓扑结构，分别如图3和图4所示。图3是全桥LLC谐振型DC/DC变换器的结构示意图，该拓扑结构由两组全桥电路构成，原边全桥电路与谐振电感Lr(该谐振电感Lr可以独立进行绕制，也可使用变压器漏感进行代替)、谐振电容Cr和变压器励磁电感Lm串联连接，并通过中/高频变压器与副边全桥电路连接。根据变换器的实际工作情况，可以采用半桥结构替代全桥结构，该拓扑结构所使用的控制方式为变频控制。图4是双有源桥式DC/DC变换器的结构示意图，该拓扑结构同样由两组全桥电路构成，原边全桥电路与电感Lk串联连接，并通过中/高频变压器与副边全桥电路连接，该拓扑结构所使用的控制方式为移相控制。
本发明所提出的新型电力电子牵引变压器拓扑结构，由于涉及多个功率变换单元的级联，因此，需要相应的功率平衡控制方法来保证变换器的输出特性满足设计要求，并且确保各个功率变换单元间的输入、输出功率一致。
对于N级级联H桥变换器，其功率平衡可以通过控制N级级联H桥变换器的直流输出电压平衡来实现。图5为N级级联H桥变换器的直流电压平衡控制框图。其中，vdc1，vdc2，…，vdcN为各级H桥变换器的输出直流电压，Nvdc_ref为总的直流参考电压。其控制步骤包括以下步骤：
步骤1：计算N级级联H桥变换器的输出直流电压vdc1，vdc2…vdcN的总输出电压为将总输出电压与总参考电压Nvdc_ref进行比较，将比较结果经H桥变换器电压控制器调节后得到参考电流幅值，同时将输入电压vg通过锁相环进行处理，得到输入电压vg的相位信息，将输入电压vg的相位信息与参考电流幅值相乘，得到与输入电压vg同相位的参考电流ig,ref；
步骤2：将输入电流ig与参考电流ig,ref进行比较，将比较结果经H桥变换器电流控制器调节后，与输入电压vg进行比较，比较后得到N级级联H桥变换器的总PWM电压参考值Vconv_ref，总PWM电压参考值Vconv_ref除以N得到平均PWM电压参考值Vconv_ref/N；
步骤3：计算总输出电压的平均值，得到平均电压并作为各个H桥变换器的参考指令，将各个H桥变换器的输出直流电压分别与平均电压进行比较，比较后的结果经H桥变换器均压控制器调节后与平均PWM电压参考值Vconv_ref/N相乘，相乘得到的结果再与平均PWM电压参考值Vconv_ref/N相加，最后分别除以各级H桥变换器的输出直流电压vdc1，vdc2…vdcN，得到各个H桥变换器用于实现电压平衡控制的调制波vctrx，其中x＝1,2,…,N。
对于与N级级联H桥变换器相连的N个中/高频隔离型DC/DC变换单元，可以通过控制输出电流平衡来实现N个中/高频隔离型DC/DC变换单元的功率平衡，然后通过控制每个中/高频隔离型DC/DC变换单元中K个DC/DC变换器的输入电压平衡来实现每个中/高频隔离型DC/DC变换单元内部的功率平衡，进而保证整个系统的功率平衡。每个DC/DC变换器采用了两组电压闭环：输出电压闭环和输入电压闭环。输出电压闭环旨在使输出电压维持在额定工作点，输入电压闭环旨在保证各个DC/DC变换器的输入电压平衡，两组电压环共同满足输出电压调节和功率平衡的要求。图6为以双有源桥式DC/DC变换器为例的N个中/高频隔离型DC/DC变换单元的功率平衡控制框图。其控制步骤包括以下步骤：
步骤1：将输出电压vo和输出参考电压vo_ref进行比较，比较后的结果经DC/DC变换单元电压控制器调节后输出基础移相值
步骤2：计算N个中/高频隔离型DC/DC变换单元的输出电流io1,io2,…,ioN的总输出电流为对总输出电流求解平均值得到电流平均值将电流平均值作为平均参考电流，将平均参考电流分别与各个中/高频隔离型DC/DC变换单元的输出电流io1,io2,…,ioN进行比较，比较后的结果经DC/DC变换单元均流控制器调节后输出各个中/高频隔离型DC/DC变换单元的均流补偿移相值Δdi1，Δdi2，…，ΔdiN；
步骤3：将各个中/高频隔离型DC/DC变换单元的均流补偿移相值Δdi1，Δdi2，…，ΔdiN分别和基础移相值相加，得到各个中/高频隔离型DC/DC变换单元的均流移相值
步骤4：计算每个中/高频隔离型DC/DC变换单元中的K个DC/DC变换器的输入电压vin1(y)，vin2(y)，…，vinK(y)的总输入电压为，并求解总输入电压的平均值，其平均值作为参考电压，将参考电压分别与各个DC/DC变换器的输入电压vinx(y)进行比较，将比较得到的结果经DC/DC变换单元均压控制器调节后输出各个DC/DC变换器的输入电压补偿移相值Δdvx(y)；分别将各个DC/DC变换器的输入电压补偿移相值Δdvx(y)和步骤3中得到的均流移相值 进行叠加，得到各个DC/DC变换器的最终移相值使用该最终移相值可以保证N个中/高频隔离型DC/DC变换单元的功率平衡；其中：y＝1,2,…,N，代表其属于第y个中/高频隔离型DC/DC变换单元；x＝1,2,…,K，代表每个中/高频隔离型DC/DC变换单元中第x个DC/DC变换器。
以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。
本说明书中未作详细描述的内容属于本领域专业技术人员公知的现有技术。

Claims (8)

1.一种电力电子牵引变压器拓扑结构的功率平衡控制方法，所述的电力电子牵引变压器拓扑结构，包括N个功率变换单元；所述功率变换单元包括H桥变换器和中/高频隔离型DC/DC变换单元；所述N个H桥变换器组成N级级联H桥变换器；所述中/高频隔离型DC/DC变换单元包括K个DC/DC变换器；
所述N个功率变换单元的输入端串联连接，输出端并联连接；所述N级级联H桥变换器的输入端串联连接，输出端互不相连；所述N个DC/DC变换单元的输入端与N级级联H桥变换器的输出端连接，输出端并联连接；所述K个DC/DC变换器的输入端串联连接，输出端串联连接，
所述N级级联H桥变换器的输入端口按P11-Q11-P12-Q12-…-P1N-Q1N的顺序级联；所述N级级联H桥变换器的输入端口P1j与Q1j之间设有旁路接触器(5)，其中j＝1,2,…,N，
所述N级级联H桥变换器的输出端口Po21、Qo21，Po22、Qo22，…，Po2N、Qo2N分别与中/高频隔离型DC/DC变换单元的输入端口Pi21、Qi21，Pi22、Qi22，…，Pi2N、Qi2N连接；中/高频隔离型DC/DC变换单元的输出端口P31，P32，…，P3N与牵引逆变器的输入侧正极连接，输出端口Q31，Q32，…，Q3N与牵引逆变器的输入侧负极连接，
所述每个中/高频隔离型DC/DC变换单元输入端连接有输入支撑电容Ci，输出端连接有输出支撑电容Co；所述输入支撑电容Ci为H桥变换器的输出滤波电容；所述K个DC/DC变换器的输入端分别连接有输入支撑电容Ci1～CiK；所述K个DC/DC变换器的输出端分别连接有输出滤波电容Co1～CoK，其特征在于，包括：
N级级联H桥变换器的功率平衡控制步骤以及N个中/高频隔离型DC/DC变换单元的功率平衡控制步骤，所述N级级联H桥变换器的功率平衡通过控制N级级联H桥变换器的直流输出电压平衡来实现；所述N个中/高频隔离型DC/DC变换单元的功率平衡通过控制N个中/高频隔离型DC/DC变换单元的输出电流平衡以及每个中/高频隔离型DC/DC变换单元中的K个DC/DC变换器的输入电压平衡来实现；
所述N级级联H桥变换器的直流输出电压平衡控制包括以下步骤：
步骤1：计算N级级联H桥变换器的输出直流电压vdc1，vdc2…vdcN的总输出电压为将总输出电压与总参考电压Nvdc_ref进行比较，将比较结果经H桥变换器电压控制器调节后得到参考电流幅值，同时将输入电压vg通过锁相环进行处理，得到输入电压vg的相位信息，将输入电压vg的相位信息与参考电流幅值相乘，得到与输入电压vg同相位的参考电流ig,ref；
步骤2：将输入电流ig与参考电流ig,ref进行比较，将比较结果经H桥变换器电流控制器调节后，与输入电压vg进行比较，比较后得到N级级联H桥变换器的总PWM电压参考值Vconv_ref，总PWM电压参考值Vconv_ref除以N得到平均PWM电压参考值Vconv_ref/N；
步骤3：计算总输出电压的平均值，得到平均电压并作为各个H桥变换器的参考指令，将各个H桥变换器的输出直流电压分别与平均电压进行比较，比较后的结果经H桥变换器均压控制器调节后与平均PWM电压参考值Vconv_ref/N相乘，相乘得到的结果再与平均PWM电压参考值Vconv_ref/N相加，最后分别除以各级H桥变换器的输出直流电压vdc1，vdc2…vdcN，得到各个H桥变换器用于实现电压平衡控制的调制波vctrx，其中x＝1,2,…,N。
2.如权利要求1所述的电力电子牵引变压器拓扑结构的功率平衡控制方法，其特征在于，所述N个中/高频隔离型DC/DC变换单元的功率平衡控制包括以下步骤：
步骤1：将输出电压vo和输出参考电压vo_ref进行比较，比较后的结果经DC/DC变换单元电压控制器调节后输出基础移相值
步骤2：计算N个中/高频隔离型DC/DC变换单元的输出电流io1,io2,…,ioN的总输出电流为对总输出电流求解平均值得到电流平均值将电流平均值作为平均参考电流，将平均参考电流分别与各个中/高频隔离型DC/DC变换单元的输出电流io1,io2,…,ioN进行比较，比较后的结果经DC/DC变换单元均流控制器调节后输出各个中/高频隔离型DC/DC变换单元的均流补偿移相值Δdi1，Δdi2，…，ΔdiN；
步骤3：将各个中/高频隔离型DC/DC变换单元的均流补偿移相值Δdi1，Δdi2，…，ΔdiN分别和基础移相值相加，得到各个中/高频隔离型DC/DC变换单元的均流移相值
步骤4：计算每个中/高频隔离型DC/DC变换单元中的K个DC/DC变换器的输入电压vin1(y)，vin2(y)，…，vinK(y)的总输入电压为 并求解总输入电压的平均值，其平均值作为参考电压，将参考电压分别与各个DC/DC变换器的输入电压vinx(y)进行比较，将比较得到的结果经DC/DC变换单元均压控制器调节后输出各个DC/DC变换器的输入电压补偿移相值Δdvx(y)；分别将各个DC/DC变换器的输入电压补偿移相值Δdvx(y)和步骤3中得到的均流移相值 进行叠加，得到各个DC/DC变换器的最终移相值使用该最终移相值可以保证N个中/高频隔离型DC/DC变换单元的功率平衡；其中：y＝1,2,…,N，代表其属于第y个中/高频隔离型DC/DC变换单元；x＝1,2,…,K，代表每个中/高频隔离型DC/DC变换单元中第x个DC/DC变换器。
3.如权利要求2所述的电力电子牵引变压器拓扑结构的功率平衡控制方法，其特征在于，步骤4中所述的DC/DC变换器为双有源桥式DC/DC变换器。
4.如权利要求2所述的电力电子牵引变压器拓扑结构的功率平衡控制方法，其特征在于，步骤4中所述DC/DC变换器为全桥LLC谐振型DC/DC变换器，需将DC/DC变换器中的各个移相值替换为相应的开关频率值。
5.如权利要求4所述的电力电子牵引变压器拓扑结构的功率平衡控制方法，其特征在于，所述全桥LLC谐振型DC/DC变换器包括两组全桥电路，原边全桥电路与谐振电感Lr、谐振电容Cr和变压器励磁电感Lm串联连接，并通过中/高频变压器与副边全桥电路连接。
6.如权利要求3所述的电力电子牵引变压器拓扑结构的功率平衡控制方法，其特征在于，所述双有源桥式DC/DC变换器包括两组全桥电路，原边全桥电路与电感Lk串联连接，并通过中/高频变压器与副边全桥电路连接。
7.如权利要求1所述的电力电子牵引变压器拓扑结构的功率平衡控制方法，其特征在于，所述N级级联H桥变换器的输入端口P11通过分离接触器(4)、电感、网侧断路器(2)和受电弓(1)与接触网(6)连接；输入端口Q1N与钢轨(7)连接。
8.如权利要求7所述的电力电子牵引变压器拓扑结构的功率平衡控制方法，其特征在于，所述分离接触器(4)与充电接触器(3)和预充电电阻的串联支路并联。
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