CN104769828A - 开关电源电路控制方法 - Google Patents

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Abstract

即使在开关电源电路的负载较小的状态下，也抑制泄漏电流的增大、效率的降低、谐波的增大。作为电路的工作模式，当输出小于阈值(P11)时，采用非导通模式；当输出在阈值(P11～P21(>P11))之间时，采用不连续模式；当输出在(P21～P31(>P21))之间时采用临界模式；当输出大于阈值P31时，采用连续模式。由此，与以往的技术相比较，在负载功耗小的区域中，能够进一步抑制泄漏电流的增大。

Description

开关电源电路控制方法
技术领域
本发明是控制开关电源电路的方法，应用于例如该开关电源构成升压转换器的情况。
背景技术
一直以来，公知有采用了所谓升压转换器这种结构的功率因数改善电路。例如在以下举出的专利文献2、4中，采用设有一对升压转换器的所谓的交替(interleave)方式。
由于这样的升压转换器的动作伴随着开关(switching)，因此伴随有开关损失、谐波的产生、进而产生泄漏电流的现象。为了改善该现象，在上述专利文献1、3中，当负载小时，升压转换器的动作采用不连续模式，当负载大时，采用升压转换器的临界模式。同样，在专利文献2中，在低负载时采用不连续模式，在高负载时采用临界模式或连续模式。
另外，不连续模式、临界模式、连续模式这类术语本来应该用于升压转换器具有的电抗器中流通的电流的电流模式。但在本申请中为了方便，也采用这些术语来表述具有该电抗器的升压转换器的工作模式。
通过这样采用不连续模式作为低负载时的升压转换器的动作，由此，在谐波的功率成分小的工作区域降低开关频率，以实现谐波功率成分的降低及开关损失的降低。
另外，专利文献5公开了关于后述的泄漏电流的补偿技术。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2009-291034号公报
专利文献2：国际公开第2010/023978号
专利文献3：日本特开2011-019323号公报
专利文献4：日本特开2011-223865号公报
专利文献5：日本专利第3044650号公报
发明内容
发明所要解决的课题
但是，即使在不连续模式的情况下，既然伴随着开关，升压转换器的开关损失不可避免。
此外，在较广的工作区域中，由于具有负载越小泄漏电流越大的倾向，因此，即使采用不连续模式，也存在着升压转换器的泄漏电流不能充分减小的工作区域。
本发明正是鉴于上述课题而提出，其目的在于，提供一种即使在开关电源电路的负载小的情况下也抑制泄漏电流的增大、效率的降低、谐波的增大的技术。
用于解决课题的手段
本发明涉及的开关电源电路控制方法是控制具有下述元件的开关电源电路的方法。即：第1输入端P1和第2输入端P2；第1输出端P3和第2输出端P4，它们连接有电容器C1和负载4；第2电源线LL，其连接所述第2输入端与所述第2输出端；以及至少一个电路3a、3b。
但是所述电路分别具有：第1电源线LH1、LH2，其连接所述第1输入端与所述第1输出端；电抗器L1、L2，其设在所述第1电源线上；二极管D11、D21，其在所述第1电源线上与所述电抗器串联，阳极朝向所述电抗器侧配置；以及开关元件S1、S2，其设于所述电抗器和所述二极管之间的点与所述第2电源线之间。
并且在该控制方法中，当所述负载的功耗小于第1阈值P11、P12、P13、P14、P15、P16、P21、P22时，在所述电路中均将所述开关元件设为非导通，从全部所述电路向所述负载提供电力。并且，当所述负载的所述功耗大于所述第1阈值时，使所述电路的至少任意一个的所述开关元件间歇性导通，从全部所述电路向所述负载提供电力。
本发明涉及的开关电源电路控制方法的第2技术方案是其第1技术方案，下述第2阈值P21、P22、P23大于所述第1阈值P11、P12、P13，下述第3阈值P31、P32、P33大于所述第2阈值。
当所述负载的所述功耗大于所述第1阈值且小于所述第2阈值时，流经所述电抗器的电流模式采用不连续模式。
当所述负载的功耗大于所述第2阈值且小于所述第3阈值时，所述电流模式采用临界模式。
当所述负载的功耗大于所述第3阈值时，所述电流模式采用连续模式。
本发明涉及的开关电源电路控制方法的第3技术方案是其第1技术方案，下述第2阈值P21、P22、P23大于所述第1阈值P11、P12、P13。
当所述负载的所述功耗大于所述第1阈值且小于所述第2阈值时，流经所述电抗器的电流模式采用不连续模式。
当所述负载的功耗大于所述第2阈值时，所述电流模式采用临界模式。
本发明涉及的开关电源电路控制方法的第4技术方案是其第1技术方案，下述第2阈值P31、P32、P33大于所述第1阈值P21、P22、P23。
当所述负载的所述功耗大于所述第1阈值且小于所述第2阈值时，流经所述电抗器的电流模式采用临界模式。
当所述负载的功耗大于所述第2阈值时，所述电流模式采用连续模式。
本发明涉及的开关电源电路控制方法的第5技术方案是其第1技术方案，下述第2阈值P31、P32、P33大于所述第1阈值P11、P12、P13。
当所述负载的所述功耗大于所述第1阈值且小于所述第2阈值时，流经所述电抗器的电流模式采用不连续模式。
当所述负载的功耗大于所述第2阈值时，所述电流模式采用连续模式。
本发明涉及的开关电源电路控制方法的第6技术方案是其第2技术方案，当所述负载的所述功耗为所述第1阈值P11时且所述电流模式采用不连续模式时的来自所述开关电源电路的泄漏电流的大小、当所述负载的所述功耗为所述第2阈值P21时且所述电流模式采用临界模式时的所述泄漏电流的大小、以及当所述负载的所述功耗为所述第3阈值P31时且所述电流模式采用连续模式时的所述泄漏电流的大小彼此相等。
本发明涉及的开关电源电路控制方法的第7技术方案是其第3技术方案，当所述负载的所述功耗为所述第1阈值P11时且所述电流模式采用不连续模式时的来自所述开关电源电路的泄漏电流的大小、以及当所述负载的所述功耗为所述第2阈值P21时且所述电流模式采用临界模式时的所述泄漏电流的大小彼此相等。
本发明涉及的开关电源电路控制方法的第8技术方案是其第4技术方案，当所述负载的所述功耗为所述第1阈值P21时且所述电流模式采用临界模式时的来自所述开关电源电路的泄漏电流的大小、以及当所述负载的所述功耗为所述第2阈值P31时且所述电流模式采用连续模式时的所述泄漏电流的大小彼此相等。
本发明涉及的开关电源电路控制方法的第9技术方案是其第5技术方案，当所述负载的所述功耗为所述第1阈值P11时且所述电流模式采用不连续模式时的来自所述开关电源电路的泄漏电流的大小、以及当所述负载的所述功耗为所述第2阈值P31时且所述电流模式采用连续模式时的所述泄漏电流的大小彼此相等。
本发明涉及的开关电源电路控制方法的第10技术方案是其第2技术方案，当所述负载的所述功耗为所述第1阈值P12时且所述电流模式采用不连续模式时的所述开关电源电路的效率、当所述负载的所述功耗为所述第2阈值P22时且所述电流模式采用临界模式时的所述效率、以及当所述负载的所述功耗为所述第3阈值P32时且所述电流模式采用连续模式时的所述效率这三者之间，至少任意两个互不相同。
本发明涉及的开关电源电路控制方法的第11技术方案是其第2技术方案，当所述负载的所述功耗为所述第1阈值P13时且所述电流模式采用不连续模式时的所述开关电源电路中产生的谐波的大小、当所述负载的所述功耗为所述第2阈值P23时且所述电流模式采用临界模式时的所述谐波的大小、以及当所述负载的所述功耗为所述第3阈值P33时且所述电流模式采用连续模式时的所述谐波的大小彼此相等。
本发明涉及的开关电源电路控制方法的第12技术方案是其第3技术方案，当所述负载的所述功耗为所述第1阈值P13时且所述电流模式采用非导通模式时的所述开关电源电路的效率、以及当所述负载的所述功耗为所述第2阈值P23时且所述电流模式采用不连续模式时的所述效率彼此相等。
本发明涉及的开关电源电路控制方法的第13技术方案是其第4技术方案，当所述负载的所述功耗为所述第1阈值P13时且所述电流模式采用非导通模式时的所述开关电源电路的效率、以及当所述负载的所述功耗为所述第2阈值P33时且所述电流模式采用临界模式时的所述效率彼此相等。
本发明涉及的开关电源电路控制方法的第14技术方案是其第5技术方案，当所述负载的所述功耗为所述第1阈值P13时且所述电流模式采用非导通模式时的所述开关电源电路的效率、以及当所述负载的所述功耗为所述第2阈值P23时且所述电流模式采用不连续模式时的所述效率彼此相等。
本发明涉及的开关电源电路控制方法的第15技术方案是其第1技术方案，所述开关电源电路中具有一对所述电路3a、3b，所述一对所述电路能够以交替方式工作。
下述第2阈值P24、P25、P26大于所述第1阈值P14、P15、P16，下述第3阈值P34、P35、P36大于所述第2阈值，下述第4阈值P44、P45、P46大于所述第3阈值，下述第5阈值P64、P65、P66大于所述第4阈值。
当所述负载的所述功耗大于所述第1阈值且小于所述第2阈值时，将所述一对所述电路的任意一方的所述开关元件设为非导通，流经所述一对所述电路的另一方的所述电抗器的电流的电流模式采用不连续模式。
当所述负载的所述功耗大于所述第2阈值且小于所述第3阈值时，在所述一对所述电路中，流经所述电抗器的电流的电流模式均采用不连续模式。
当所述负载的所述功耗大于所述第3阈值且小于所述第4阈值时，将所述一对所述电路的任意一方的所述开关元件设为非导通，流经所述一对所述电路的另一方的所述电抗器的电流的电流模式采用临界模式。
当所述负载的所述功耗大于所述第4阈值且小于所述第5阈值时，在所述一对所述电路中，流经所述电抗器的电流的电流模式均采用临界模式，或者，将所述一对所述电路的任意一方的所述开关元件设为非导通，流经所述一对所述电路的另一方的所述电抗器的电流的电流模式采用连续模式。
当所述负载的所述功耗大于所述第5阈值时，在所述一对所述电路中，流经所述电抗器的电流的电流模式均采用连续模式。
发明的效果
根据本发明涉及的开关电源电路控制方法，即使在开关电源电路的负载的功耗小的状态下，泄漏电流的增大、效率的降低、谐波的增大也得到抑制。
根据以下详细的说明和附图，更清楚本发明的目的、特征、形式以及优点。
附图说明
图1是例示作为第1实施方式、第2实施方式涉及的控制方法的对象的开关电源电路的电路图。
图2是例示补偿电流输出部的结构的电路图。
图3是表示从二极管整流电路流过的电流的波形和流经电抗器的电流的波形的曲线图。
图4是表示从二极管整流电路流过的电流的波形和流经电抗器的电流的波形的曲线图。
图5是表示从二极管整流电路流过的电流的波形和流经电抗器的电流的波形的曲线图。
图6是表示从二极管整流电路流过的电流的波形和流经电抗器的电流的波形的曲线图。
图7是表示第1实施方式中的非导通模式、不连续模式、临界模式、连续模式中的输出与泄漏电流的关系的曲线图。
图8是表示第1实施方式中的非导通模式、不连续模式、临界模式中的输出与泄漏电流的关系的曲线图。
图9是表示第1实施方式中的非导通模式、临界模式、连续模式中的输出与泄漏电流的关系的曲线图。
图10是表示第1实施方式中的非导通模式、不连续模式、连续模式中的输出与泄漏电流的关系的曲线图。
图11是表示第1实施方式中的非导通模式、不连续模式、临界模式、连续模式中的输出与效率的关系的曲线图。
图12是表示第1实施方式中的非导通模式、不连续模式、临界模式、连续模式中的输出与效率的关系的曲线图。
图13是表示第1实施方式中的非导通模式、不连续模式、临界模式中的输出与效率的关系的曲线图。
图14是表示第1实施方式中的非导通模式、临界模式、连续模式中的输出与效率的关系的曲线图。
图15是表示第1实施方式中的非导通模式、不连续模式、连续模式中的输出与效率的关系的曲线图。
图16是表示第1实施方式中的非导通模式、不连续模式、临界模式、连续模式中的输出与谐波的关系的曲线图。
图17是表示第1实施方式中的非导通模式、不连续模式、临界模式中的输出与谐波的关系的曲线图。
图18是表示第1实施方式中的非导通模式、临界模式、连续模式中的输出与谐波的关系的曲线图。
图19是表示第1实施方式中的非导通模式、不连续模式、连续模式中的输出与谐波的关系的曲线图。
图20是表示第2实施方式中的非导通模式、不连续模式、临界模式、连续模式中的输出与泄漏电流的关系的曲线图。
图21是表示第2实施方式中的非导通模式、不连续模式、临界模式、连续模式中的输出与效率的关系的曲线图。
图22是表示第2实施方式中的非导通模式、不连续模式、临界模式、连续模式中的输出与效率的关系的曲线图。
图23是表示第2实施方式中的非导通模式、不连续模式、临界模式、连续模式中的输出与谐波的关系的曲线图。
具体实施方式
图1是例示下述作为第1实施方式和第2实施方式涉及的控制方法的对象的开关电源电路的电路图。
该开关电源电路具有输入端P1、P2、输出端P3、P4、电源线LL和电路3a、3b。电源线LL连接输入端P2与输出端P4。
在输出端P3、P4并联有电容器C1和负载4。
另外，此处作为负载4，例示了逆变器，但实际上也包括由逆变器提供电力的对象。因此，以下所谓负载4的功耗不仅是负载4自身消耗的电力，也包括从负载4输出的电力。
在输入端P1、P2之间施加有直流电压。在图1所示例子中，输入端P1、P2连接有二极管整流电路2。二极管整流电路2对来自交流电源1的交流电压进行整流，并在输入端P1、P2之间施加整流后的直流电压。此处，施加给输入端P2的电势低于施加给输入端P1的电势。通过该电压的施加以及电路3a、3b的后述工作，直流电流I从二极管整流电路2流出。
二极管整流电路2与交流电源1之间设有泄漏电流检测器61。泄漏电流检测器61与补偿电流输出部62互相结合，构成泄漏电流减小装置6。
泄漏电流检测器61根据输入至二极管整流电路2的一对电流之间的差来检测对应于泄漏电流的电流Ib，并将其向补偿电流输出部62输出。具体而言，泄漏电流检测器61具有设于交流电源1与二极管整流电路2之间的共模扼流圈61a以及与该共模扼流圈61a电感耦合的线圈61b。
专利文献5公开了关于泄漏电流减小装置6的基本说明，因此以下简单地保留关于该装置的说明。
补偿电流输出部62具有与线圈61b连接的一对输入端Q1、Q2以及响应于检测到的电流Ib而流出补偿电流Ic的输出端Q3、Q4。
图1中图示出输出端Q3、Q4分别与输入端P1、P2连接的情况。或者，输出端Q3、Q4也可以与输出端P3、P4连接。
图2是例示出补偿电流输出部62的结构的电路图。补偿电流输出部62具有串联在其输出端Q3、Q4之间的晶体管621、622。晶体管621、622的导电类型互不相同。具体而言，晶体管621为NPN型，晶体管622为PNP型。
连接晶体管621、622彼此的连接点接地，此处输出补偿电流Ic。在该连接点与晶体管621、622的基极之间流动着电流Ib。
为了从补偿电流Ic中截除(cut)直流成分，优选该连接点与地面之间设置具有电容式的阻抗的元件623、例如电容器与电阻的串联连接。
具体而言，作为晶体管621的控制电极的基极和作为晶体管622的控制电极的基极例如经由电阻624与泄漏电流检测器61连接。该电阻624通过流通电流Ib，晶体管621、622被施加基极偏置电压。
另外，输入端P1、P2之间也可以设有电容器C2。电容器C2能够降低输入至电路3a、3b的电流的噪音。
电路3a、3b均与输入端P1、P2及输出端P3、P4连接。电路3a、3b与电容器C1协动而作为升压转换器发挥功能。由此，电路3a、3b对施加给输入端P1、P2的直流电压进行升压，同时作为改善输入侧的功率因数的功率因数改善电路发挥功能。
电路3a具有电源线LH1、电抗器L1、二极管D11以及开关元件S1。电源线LH1连接输入端P1与输出端P3。电抗器L1设在电源线LH1上。二极管D11相对于电抗器L1在输出端P3侧与电抗器L1串联。并且，二极管D11以其阳极朝向电抗器L1的方式设置。
开关元件S1设于电抗器L1和二极管D11之间的点与电源线LL之间。
电路3b具有电源线LH2、电抗器L2、二极管D21以及开关元件S2。电源线LH2、电抗器L2、二极管D21以及开关元件S2之间的连接关系与电源线LH1、电抗器L1、二极管D11以及开关元件S1之间的连接关系相同。
在图1所示例子中，开关元件S1具有晶体管T1和二极管D12。晶体管T1例如是绝缘栅双极晶体管，以其发射极电极朝向电源线LL侧的方式而设置。另外，开关元件S1并非必须具有晶体管T1和二极管D12。例如也可以不设有二极管D12。另外，作为开关元件S1，例如也可以采用MOS(Metal-Oxide-Semiconductor)场效应晶体管。
开关元件S2具有晶体管T2和二极管D22。晶体管T2和二极管D22之间的连接关系与晶体管T1和二极管D12之间的连接关系相同。并且，二极管D22并非必要构件，而且，开关元件S2例如可以是MOS场效应晶体管。
另外，除非特别记载，以下说明的开关元件S1、S2的导通/非导通的控制由控制部5进行。
控制部5检测负载4消耗的功耗。具体而言，检测电容器C1两端的电压Vo以及流经负载4与电源线LL之间的电流Io。负载4的功耗根据上述电压Vo和电流Io来计算。
并且，控制部5检测流经电抗器L1的电流IL1、流经电抗器L2的电流IL2。控制部5控制用于向负载4提供所需的功耗的开关元件S1、S2的导通/非导通。但在该控制中采用什么电流模式取决于上述功耗，如后面详述而决定。
控制部5可以构成为包括微型计算机和存储装置。微型计算机执行程序中记述的各处理步骤(换言之，流程)。上述记忆装置可以由例如ROM(Read-OnLy-Memory)、RAM(Random-Access-Memory)、可重写的非易失性存储器(EPROM(ErasabLe-ProgrammabLe-ROM)等)、硬盘驱动器等各种存储装置中的一个或多个构成。该存储装置存储各种信息或数据等，并且存储微型计算机执行的程序，而且提供用于执行程序的作业区域。另外，微型计算机可以理解为，其作为与程序中记述的各处理步骤对应的各种单元而发挥功能，或者，也可以理解为，其实现与各处理步骤对应的各种功能。另外，控制部5不限于此，由控制部5执行的各种流程或者实现的各种单元或各种功能中的一部分或全部也可以通过硬件实现。
在具有该结构的开关电源电路中，可以仅采用电路3a、3b的任意一方而省略其它。下面，为了便于说明，首先在第1实施方式中说明省略电路3b而采用电路3a的结构的开关电源电路的控制。
第1实施方式
图3至图6均为表示在交流电源1的一个周期(相位0～360度)中的从二极管整流电路2流过的电流I的波形(粗线)和流经电抗器L1的电流IL1的波形(图4至图6中的细线三角波)的曲线图。但是，例示的是电流I的有效值相等的情况。
图3示出设开关元件S1为非导通而向负载4提供电力的情况。在该情况下，开关元件S1中不流通电流而省略了电路3b，因此，电流IL1与电流I相等，电流IL1的曲线图与电流I一致。图4至图6示出使开关元件S1间歇性导通而向负载4提供电力的情况。更详细地说，图4、图5、图6分别表示不连续模式、临界模式、连续模式的情况。下面，为了方便，将开关元件S1设为非导通而向负载4提供电力的情况下的电路3a的工作暂称为“非导通模式”。
比较这些图可知的是，如所理解的那样，随着按照非导通模式、不连续模式、临界模式、连续模式的顺序，电流I的波形越接近正弦波，谐波的产生进一步被抑制，功率因数得到改善。
另一方面，随着按照不连续模式、临界模式、连续模式的顺序，开关元件S1从非导通向导通转变的时刻的间隔即开关周期变动为周期T2、T3、T4。并且T2>T3>T4(即1/T2<1/T3<1/T4)，因此可以判定，随着按照不连续模式、临界模式、连续模式的这种顺序，开关频率增大，开关损失也增大。
因此，的确如专利文献1至3所示，在负载小的情况下，采用不连续模式对减小开关损失是有效的。但是，即使在不连续模式的情况下，既然伴随着开关，升压转换器的开关损失是不可避免的。对此，在非导通模式中由于不采用开关，因此理论上不会产生开关损失。
此外，由于泄漏电流对于负载具有单峰性的特性，因此，即使采用不连续模式，也存在升压转换器的泄漏电流不能充分减小的工作区域。希望的是，即使采用不连续模式，如果负载减小而泄漏电流增大，则减小泄漏电流。
对此，在非导通模式中，由于能够将开关频率视为0(<1/T2<1/T3<1/T4)，与不连续模式相比可以减小泄漏电流。
在这种非导通模式和除此之外的工作模式之间的切换与不连续模式、临界模式、连续模式之间的切换相同，使用以往的控制技术能够容易执行。
图7是示出非导通模式、不连续模式、临界模式、连续模式中的开关电源电路的输出(其可以理解为电路3a的输出，也可以理解为负载4的功耗)与泄漏电流之间的关系的曲线图。即使输出的大小变动，也可以判断出：与不连续模式相比，非导通模式的泄漏电流较小；与临界模式相比，不连续模式的泄漏电流较小；与连续模式相比，临界模式的泄漏电流较小。并且，可以判断出在宽阔的区域中，输出越大，则泄漏电流越减小。
因此，如粗线所示，通过根据输出的大小来切换电路3a的工作模式，不管输出多少，都能够维持小于点划线所示的阈值的泄漏电流。
从减小泄漏电流减小装置6的电路规模或者甚至将其省略的观点来看，这是期待的效果。
具体而言，作为电路3a的工作模式，当输出小于阈值P11时，采用非导通模式；如果输出在阈值P11～P21(>P11)之间，则采用不连续模式；如果输出在P21～P31(>P21)之间则采用临界模式；当输出大于阈值P31时，采用连续模式。由此，与以往的技术相比较，在负载4的功耗小的区域中，能够进一步抑制泄漏电流的增大。
对于与输出有关的阈值，可以如下进行选择。由于泄漏电流与输出无关且期望其较小，因此，只要预先知道将采用恒定大小的泄漏电流时的不连续模式下的输出、临界模式下的输出、连续模式下的输出分别作为阈值P11、P21、P31即可。换言之，在开关电源电路中，当采用不连续模式且输出采用阈值P11时、当采用临界模式且输出采用阈值P21时、当采用连续模式且输出采用阈值P31时，泄漏电流的大小彼此相等(参照图7的点划线)。
图8是示出非导通模式、不连续模式、临界模式中的开关电源电路的输出与泄漏电流的关系的曲线图。
作为电路3a的工作模式，当输出小于阈值P11时，采用非导通模式；如果输出在阈值P11～P21(>P11)之间，则采用不连续模式；当输出大于阈值P21时，采用临界模式。由此，与以往的技术相比较，在负载4的功耗小的区域中，能够进一步抑制泄漏电流增大。
对于与输出有关的阈值，可以如下进行选择。在开关电源电路中，当采用不连续模式且输出采用阈值P11时、当采用临界模式且输出采用阈值P21时，泄漏电流的大小彼此相等(参照图8的点划线)。
图9是表示非导通模式、临界模式、连续模式中的开关电源电路的输出与泄漏电流的关系的曲线图。
作为电路3a的工作模式，当输出小于阈值P21时，采用非导通模式；当输出在P21～P31(>P21)之间则采用临界模式；当输出大于阈值P31则采用连续模式。由此，与以往的技术相比较，在负载4的功耗小的区域中，能够进一步抑制泄漏电流的增大。
对于与输出有关的阈值，可以如下进行选择。在开关电源电路中，当采用临界模式且输出采用阈值P21时，当采用连续模式且输出采用阈值P31时，泄漏电流的大小彼此相等(参照图9的点划线)
图10是表示非导通模式、不连续模式、连续模式中的开关电源电路的输出与泄漏电流之间的关系的曲线图。
作为电路3a的工作模式，当输出小于阈值P11时，采用非导通模式；当输出在阈值P11～P31(>P11)之间，则采用不连续模式；当输出大于阈值P31则采用连续模式。由此，与以往的技术相比较，在负载4的功耗小的区域中，能够进一步抑制泄漏电流增大。
对于与输出有关的阈值，可以如下进行选择。在开关电源电路中，当采用不连续模式且输出采用阈值P11时，当采用连续模式且输出采用阈值P31时，泄漏电流的大小彼此相等(参照图10的点划线)。
诚然，不连续模式、临界模式、连续模式之间的模式切换如上所述是公知的，因此，该实施方式的动作可以总结如下：
(1a)当负载4的功耗小于第1阈值时，在电路3a中使开关元件S1为非导通，从电路3a向负载4提供电力。
(1b)当负载4的功耗大于第1阈值时，使电路3a的开关元件S1间歇性导通，从电路3a向负载4提供电力。
(1c)上述(1a)(1b)中的第1阈值是指：在开关元件S1间歇性导通的模式即开关电源电路所采用的模式中的泄漏电流最小的模式(在图7、图8和图10所示例子中为不连续模式，在图9所示的例子中为临界模式)下采用泄漏电流的阈值(如图7至图10的点划线所示)时的负载4的功耗(在图7、图8和图10所示的例子中为阈值P11，在图9所示的例子中为P21)。
图11和图12是表示非导通模式、不连续模式、临界模式、连续模式中的开关电源电路的输出与效率的关系的曲线图。即使输出的大小变动，也可以判断出：与不连续模式相比，非导通模式的效率较好；与临界模式相比，不连续模式的效率较好；与连续模式相比，临界模式的效率较好。并且如粗线所示，通过根据输出的大小来切换电路3a的工作模式，不管输出多少，都能够抑制效率低于点划线所示的阈值。
具体而言，作为电路3a的工作模式，当输出小于阈值P12时，采用非导通模式；如果输出在阈值P12～P22(>P12)之间，则采用不连续模式；如果输出在P22～P32(>P22)之间则采用临界模式；当输出大于阈值P32时，采用连续模式。由此，与以往的技术相比较，在负载4的功耗小的区域中，能够进一步抑制效率降低。
图11中，在开关电源电路中，当输出采用阈值P11时且采用不连续模式时的效率、当输出采用阈值P21时且采用临界模式时的效率、当输出采用阈值P31时且采用连续模式时的效率彼此相等(参照图11的点划线)。
但是，存在效率应该针对负载4的功耗在什么区域较多使用这一问题进行评价的情况。例如在空调的情况下，作为效率计算多采用全年能源消耗率(APF：AnnualPerformance Factor)。而且APF粗略地由发挥的空调能力的总和除以消耗的电力的总和来计算。因此，实现的时间较长的功耗下的效率得到重视。
通常，空调中功耗变大的情况仅在工作初期，功耗小的工作时的效率在APF中较重要。因此，例如，功耗越小，关于效率的阈值可以越大。通常来看的话，当负载4的功耗为P12时采用不连续模式的情况、当负载4的功耗为P22时采用临界模式的情况、当负载4的功耗为P32时采用连续模式的情况这三者之间，开关电源电路的效率可以至少任意两个互不相同。
空调的大部分功耗是逆变器提供的功耗。因此，图12中，作为上述空调中理想的阈值P12、P22、P32的例子，例示出：与输出采用阈值P12时采用不连续模式的情况相比，输出采用阈值P22时采用临界模式的情况下的开关电源电路的效率较小；与输出采用阈值P22时采用临界模式的情况相比，输出采用阈值P32时采用连续模式的情况下的开关电源电路的效率较小。即，功耗越大，关于效率的阈值越小的情况如图12中点划线所示。
图13是表示非导通模式、不连续模式、临界模式中的开关电源电路的输出与泄漏电流的关系的曲线图。
作为电路3a的工作模式，当输出小于阈值P12时，采用非导通模式；如果输出在阈值P12～P22(>P11)之间，则采用不连续模式；当输出大于阈值P22时，采用临界模式。由此，与以往的技术相比较，在负载4的功耗小的区域中，能够进一步抑制效率降低。
对于输出相关的阈值，可以如下进行选择。在开关电源电路中，采用不连续模式且输出采用阈值P12时的效率与采用临界模式且输出采用阈值P22时的效率互不相同。更具体而言，在开关电源电路中，采用不连续模式且输出采用阈值P12时的效率大于采用临界模式且输出采用阈值P22时的效率(参照图13的点划线)。
图14是表示非导通模式、临界模式、连续模式中的开关电源电路的输出与泄漏电流的关系的曲线图。
作为电路3a的工作模式，当输出小于阈值P22时，采用非导通模式；如果输出在阈值P22～P31(>P22)之间，则采用临界模式；当输出大于阈值P32时，采用连续模式。由此，与以往的技术相比较，在负载4的功耗小的区域中，能够进一步抑制效率降低。
对于与输出有关的阈值，可以如下进行选择。在开关电源电路中，采用临界模式且输出采用阈值P22时的效率与采用连续模式且输出采用阈值P32时的效率互不相同。更具体而言，在开关电源电路中，采用临界模式且输出采用阈值P22时的效率大于采用连续模式且输出采用阈值P32时的效率(参照图14的点划线)。
图15是表示非导通模式、不连续模式、连续模式中的开关电源电路的输出与泄漏电流的关系的曲线图。
作为电路3a的工作模式，当输出小于阈值P12时，采用非导通模式；如果输出在阈值P12～P32(>P12)之间，则采用不连续模式；当输出大于阈值P32时，采用连续模式。由此，与以往的技术相比较，在负载4的功耗小的区域中，能够进一步抑制效率降低。
对于与输出有关的阈值，可以如下进行选择。在开关电源电路中，采用不连续模式且输出采用阈值P12时的效率与采用连续模式且输出采用阈值P32时的效率互不相同。更具体而言，在开关电源电路中，采用不连续模式且输出采用阈值P12时的效率大于采用连续模式且输出采用阈值P32时的效率(参照图15的点划线)。
仿照上述工作(1a)、(1b)、(1c)，图11～15的粗线所示的电路3a的工作的切换可以总结如下。
(2a)当负载4的功耗小于第1阈值时，在电路3a中将开关元件S1设为非导通，并从电路3a向负载4提供电力。
(2b)当负载4的功耗大于第1阈值时，使电路3a的开关元件S1间歇性导通，并从电路3a向负载4提供电力。
(2c)上述(2a)(2b)中的第1阈值是指：在开关元件S1间歇性导通的模式即开关电源电路所采用的模式中的效率最高(最佳)的模式(在图11、图12、图13和图15所示例子中为不连续模式，在图14所示的例子中为临界模式)下采用泄漏电流的阈值(如图11至图15的点划线所示)时的负载4的功耗(在图11、图12、图13和图15所示的例子中为阈值P12，在图14所示的例子中为P22)。
图16是表示非导通模式、不连续模式、临界模式、连续模式中的开关电源电路的输出与谐波之间的关系的曲线图。即使输出的大小变动，也可以判断出：与不连续模式相比，非导通模式的谐波增大(恶化)；与临界模式相比，不连续模式的谐波增大(恶化)；与连续模式相比，临界模式的谐波增大(恶化)。但是，在任何一个工作模式中，均是负载4的功耗越小，谐波越减小(改善)。
并且如粗线所示，通过根据输出的大小来切换电路3a的工作模式，不管输出的多少，都能够抑制与点划线所示的阈值相比谐波增大的情况。
具体而言，作为电路3a的工作模式，当输出小于阈值P13时，采用非导通模式；如果输出在阈值P13～P23(>P13)之间，则采用不连续模式；如果输出在P23～P33(>P23)之间则采用临界模式；当输出大于阈值P33时，采用连续模式。由此，与以往的技术相比较，在负载4的功耗小的区域中，能够进一步抑制谐波增大，同时采用泄漏电流小或者效率高的工作模式。
由于谐波与输出无关且期望其较小，因此，只要预先知道将采用恒定大小的谐波时的非导通模式下的输出、不连续模式下的输出、临界模式下的输出分别作为阈值P13、P23、P33就行了。换言之，在开关电源电路中，当采用非导通模式且负载4的功耗采用阈值P13时、当采用不连续模式且负载4的功耗采用阈值P23时、当采用临界模式且负载4的功耗采用阈值P33时，谐波的大小彼此相等(参照图16的点划线)。
图17是表示非导通模式、不连续模式、临界模式中的开关电源电路的输出与谐波的关系的曲线图。
作为电路3a的工作模式，当输出小于阈值P13时，采用非导通模式；如果输出在阈值P13～P23(>P13)之间，则采用不连续模式；当输出大于阈值P23时，采用临界模式。由此，与以往的技术相比较，在负载4的功耗小的区域中，能够抑制谐波，同时采用泄漏电流小或者效率高的工作模式。
对于与输出有关的阈值，可以如下进行选择。在开关电源电路中，当采用非导通模式且输出采用阈值P13时、当采用不连续模式且输出采用阈值P23时，谐波的大小彼此相等(参照图17的点划线)。
图18是表示非导通模式、临界模式、连续模式中的开关电源电路的输出与谐波的关系的曲线图。
作为电路3a的工作模式，当输出小于阈值P13时，采用非导通模式；如果输出在阈值P13～P33(>P13)之间，则采用临界模式；当输出大于阈值P33时，采用连续模式。由此，与以往的技术相比较，在负载4的功耗小的区域中，能够抑制谐波，同时采用泄漏电流小或者效率高的工作模式。
对于与输出有关的阈值，可以如下进行选择。在开关电源电路中，当采用非导通模式且输出采用阈值P13时、当采用临界模式且输出采用阈值P33时，谐波的大小彼此相等(参照图18的点划线)。
图19是表示非导通模式、不连续模式、连续模式中的开关电源电路的输出与谐波的关系的曲线图。
作为电路3a的工作模式，当输出小于阈值P13时，采用非导通模式；如果输出在阈值P13～P23(>P13)之间，则采用不连续模式；当输出大于阈值P23时，采用连续模式。由此，与以往的技术相比较，在负载4的功耗小的区域中，能够抑制谐波，同时采用泄漏电流小或者效率高的工作模式。
对于与输出有关的阈值，可以如下进行选择。在开关电源电路中，当采用非导通模式且输出采用阈值P13时、当采用不连续模式且输出采用阈值P23时，谐波的大小彼此相等(参照图19的点划线)。
仿照上述工作(1a)、(1b)、(1c)，图16至图19的粗线所示的电路3a的工作的切换可以总结如下。
(3a)当负载4的功耗小于第1阈值时，在电路3a中将开关元件S1设为非导通，从电路3a向负载4提供电力。
(3b)当负载4的功耗大于第1阈值时，使电路3a的开关元件S1间歇性导通，从电路3a向负载4提供电力。
(3c)上述(3a)、(3b)中的第1阈值是指：开关元件S1在非导通模式下采用谐波的阈值(如图16至图19的点划线所示)时的负载4的功耗(图16至图19所示例子中为阈值P11)。
第2实施方式
接着，说明不仅采用电路3a还采用电路3b的情况下的工作。如专利文献2、4所示，能够使用本实施方式的电路3a、3b这两者使其以交替方式工作。在这种交替方式中，通常电路3a、3b双方均在临界模式下工作。因此，下面，鉴于这种交替方式下的工作模式均在临界模式下工作，将其暂称为“临界(2相)模式”。如后面所述，存在电路3a、3b在“临界(2相)模式”下工作的输出区域。即电路3a、3b能够以交替方式进行工作。
与此类似地，电路3a、3b均在连续模式下工作的情况下，该工作模式暂称为“连续(2相)模式”。并且，电路3a、3b均在不连续模式下工作的情况下，该工作模式暂称为“不连续(2相)模式”。
对此，仅电路3a、3b的任意一方在临界模式而另一方在非导通模式下分别工作的情况下，该工作模式暂称为“临界(1相)模式”。同样地，仅电路3a、3b的任意一方在连续模式下而另一方在非导通模式下分别工作的情况下，该工作模式暂称为“连续(1相)模式”。同样地，仅电路3a、3b的任意一方在不连续模式而另一方在非导通模式下分别工作的情况下，该工作模式暂称为“不连续(1相)模式”。
并且，电路3a、3b均在非导通模式下工作的情况下，方便起见，该工作模式仅作为“非导通模式”处理。
如使用图7所说明的，与任何其它工作模式(即不连续模式、临界角、连续模式)相比，使用非导通模式时的泄漏电流较小。因此，若从泄漏电流较小的工作模式开始按顺序列举，则原则上是非导通模式、不连续模式(1相)、不连续模式(2相)、临界模式(1相)、临界模式(2相)、连续模式(1相)、连续模式(2相)的顺序。
但是，如上所述，临界(2相)模式是所谓的交替方式的工作。因此，由于临界模式的开关频率，存在与连续(1相)模式相比临界(2相)模式的泄漏电流较大的情况。因此，在以下的说明中，可以更换上述顺序中连续模式(1相)和临界模式(2相)之间的顺序。
另外，根据使用图12、图16的说明也可判断：上述顺序与从效率良好的工作模式依次列举的顺序以及从谐波较大(差)的工作模式依次列举的顺序相同。
图20是表示电路3a、3b的各种工作模式中的开关电源电路的输出(其可以理解为电路3a、3b这两者的输出，也可以理解为负载4的功耗)与泄漏电流之间的关系的曲线图。如粗线所示，通过根据输出的大小来切换电路3a、3b的工作模式，由此不管输出多少，都能够维持泄漏电流小于点划线所示的阈值。
具体而言，作为电路3a、3b的工作模式，当输出小于阈值P14时，采用非导通模式；如果输出在阈值P14～P24(>P14)之间，则采用不连续(1相)模式；如果输出在阈值P24～P34(>P24)之间，则采用不连续(2相)模式；如果输出在P34～P44(>P34)之间，则采用临界(1相)模式；如果输出在阈值P44～P54(>P44)之间，则采用临界(2相)模式；如果输出在P54～P64(>P54)之间，则采用连续(1相)模式；当输出大于阈值P64时，采用连续(2相)模式。由此，与以往的技术相比较，在负载4的功耗小的区域中，能够进一步抑制泄漏电流增大。
对于与输出有关的阈值，可以如下进行选择。由于泄漏电流与输出无关且期望其较小，因此，只要预先知道将采用恒定大小的泄漏电流时的不连续模式(1相)下的输出、不连续模式(2相)下的输出、临界模式(1相)下的输出、临界模式(2相)下的输出、连续模式(1相)下的输出、连续模式(2相)下的输出分别作为阈值P14、P24、P34、P44、P54、P64即可。换言之，在开关电源电路中，当采用不连续模式(1相)且输出采用阈值P14时、当采用不连续模式(2相)且输出采用阈值P24时、当采用临界模式(1相)且输出采用阈值P34时、当采用临界模式(2相)且输出采用阈值P44时、当采用连续模式(1相)且输出采用阈值P54时、当采用连续模式(2相)且输出采用阈值P64时，泄漏电流的大小彼此相等(参照图20的点划线)。
图21和图22示出电路3a、3b的各种工作模式中输出与效率之间的关系的曲线图。如粗线所示，通过根据输出的大小来切换电路3a、3b的工作模式，不管输出多少，都能够得到比点划线所示的阈值良好的效率。
具体而言，作为电路3a、3b的工作模式，当输出小于阈值P15时，采用非导通模式；如果输出在阈值P15～P25(>P15)之间，则采用不连续(1相)模式；如果输出在阈值P25～P35(>P25)之间，则采用不连续(2相)模式；如果输出在P35～P45(>P35)之间，则采用临界(1相)模式；如果输出在阈值P45～P55(>P45)之间，则采用临界(2相)模式；如果输出在P55～P65(>P55)之间，则采用连续(1相)模式；当输出大于阈值P65时，采用连续(2相)模式。由此，与以往的技术相比较，在负载4的功耗小的区域中，能够进一步提高效率。
对于与输出有关的阈值，可以如下进行选择。例如，在图21所示的例子中，只要预先知道将采用恒定的效率时的不连续模式(1相)下的输出、不连续模式(2相)下的输出、临界模式(1相)下的输出、临界模式(2相)下的输出、连续模式(1相)下的输出、连续模式(2相)下的输出分别作为阈值P15、P25、P35、P45、P55、P65就行了。换言之，在开关电源电路中，当采用不连续模式(1相)且输出采用阈值P15时、当采用不连续模式(2相)且输出采用阈值P25时、当采用临界模式(1相)且输出采用阈值P35时、当采用临界模式(2相)且输出采用阈值P45时、当采用连续模式(1相)且输出采用阈值P55时、当采用连续模式(2相)且输出采用阈值P65时，效率彼此相等(参照图21的点划线)。
当然，如上所述，功耗越小，则效率的阈值可以越大。具体而言，例如，作为空调中理想的阈值P15、P25、P35、P45、P55、P65的例子，列举出开关电源电路的效率按以下顺序减小的情况(参照图22)：输出采用阈值P15且采用不连续(1相)模式时、输出采用阈值P25且采用不连续(2相)模式时、输出采用阈值P35且采用临界(1相)模式时、输出采用阈值P45且采用临界(2相)模式时、输出采用阈值P55且采用连续(1相)模式时、输出采用阈值P65且采用连续(2相)模式时。
这样以来，功耗越大，关于效率的阈值越小的情况如图22中点划线所示。
图23是示出电路3a、3b的各种工作模式中输出与谐波之间的关系的曲线图。如粗线所示，通过根据输出的大小来切换电路3a、3b的工作模式，不管输出多少，都能够维持谐波小于点划线所示的阈值。
具体而言，作为电路3a、3b的工作模式，当输出小于阈值P16时，采用非导通模式；如果输出在阈值P16～P26(>P16)之间，则采用不连续(1相)模式；如果输出在阈值P26～P36(>P26)之间，则采用不连续(2相)模式；如果输出在P36～P46(>P36)之间，则采用临界(1相)模式；如果输出在阈值P46～P56(>P46)之间，则采用临界(2相)模式；如果输出在P56～P66(>P56)之间，则采用连续(1相)模式；当输出大于阈值P65时，采用连续(2相)模式。由此，与以往的技术相比较，在负载4的功耗小的区域中，能够抑制谐波，同时采用泄漏电流小或者效率高的工作模式。
由于谐波也与输出无关且期望其较小，因此，只要预先知道将采用恒定大小的谐波时的非导通模式下的输出、不连续(1相)模式下的输出、不连续(2相)模式下的输出、临界(1相)模式下的输出、临界(2相)模式下的输出、连续(1相)模式下的输出分别作为阈值P16、P26、P36、P46、P56、P66就行了。换言之，在开关电源电路中，当采用非导通模式且负载4的功耗采用阈值P16时、当采用不连续(1相)模式且负载4的功耗采用阈值P26时、当采用不连续(2相)模式且负载4的功耗采用阈值P36时、当采用临界(1相)模式且负载4的功耗采用阈值P46时、当采用临界(2相)模式且负载4的功耗采用阈值P56时、当采用连续(1相)模式且负载4的功耗采用阈值P66时，谐波的大小彼此相等(参照图23的点划线)。
这样一来，即使在设置多个电路3a、3b的情况下，仿照上述(1a)、(2a)、(3a)，关于该工作模式，可以表述如下。
(4a)当负载4的功耗小于第1阈值(图20中为P14，图21和图22中为阈值P15，图23中为阈值P16)时，在电路3a、3b的任一方中(换言之，全部的电路3a、3b中)，将开关元件S1、S2设为非导通，从全部的电路3a、3b向负载4提供电力。
在仅设有电路3a时，上述(4a)的“全部的电路3a、3b”“电路3a、3b的任一方中”仅仅指电路3a。因此，上述(4a)的表述如果除去标号的话，包含了上述(1a)、(2a)、(3a)的表述。
另外，仿照上述(1b)(2b)(3b)，关于设有多个电路3a、3b的情况下的工作模式，可以表述如下。
(4b)当负载4的功耗大于第1阈值(图20中为P14，图21和图22中为阈值P15，图23中为阈值P16)时，使电路3a、3b的至少任意一方的开关元件S1(或者开关元件S2)间歇性导通，从全部的电路3a、3b向负载4提供电力。
在仅设有电路3a时，上述(4b)的“电路3a、3b的至少任意一方”、“全部的电路3a、3b”仅仅指电路3a。因此，上述(4b)的表述如果除去标号的话，包含了上述(1b)、(2b)、(3b)的表述。
上述(4b)中表述的内容结合使用了图20～图23的说明的表述，如下所示进行区分。
(4b1)当负载4的功耗大于阈值P14(或者阈值P15、或者阈值P16)且小于阈值P24(或者阈值P25、或者阈值P26)时，将电路3a、3b的任意一方的开关元件S1(或者开关元件S2)设为非导通，流经另一方的电抗器L2(或者电抗器L1)的电流IL2(或者电流IL1)的电流模式采用不连续模式(不连续(1相)模式)。
(4b2)当负载4的功耗大于阈值P24(或者阈值P25、或者阈值P26)且小于阈值P34(或者阈值P35、或者阈值P36)时，在电路3a、3b中，流经电抗器L1、L2的电流IL1、I12的电流模式均采用不连续模式(不连续(2相)模式)。
(4b3)当负载4的功耗大于阈值P34(或者阈值P35、或者阈值P36)且小于阈值P44(或者阈值P45、或者阈值P46)时，将电路3a、3b的任意一方的开关元件S1(或者开关元件S2)设为非导通，流经另一方的电抗器L2(或者电抗器L1)的电流IL2(或者电流IL1)的电流模式采用临界模式(临界(1相)模式)。
(4b4)当负载4的功耗大于阈值P44(或者阈值P45、或者阈值P46)且小于阈值P64(或者阈值P65、或者阈值P66)时，采用以下任意一种模式。
(4b4-1)在电路3a、3b中，流经电抗器L1、L2的电流IL1、IL2的电流模式均采用临界模式(临界(2相)模式)；
(4b4-2)将电路3a、3b的任意一方的开关元件S1(或者开关元件S2)设为非导通，流经另一方的电抗器L2(或者电抗器L1)的电流IL2(或者电流IL1)的电流模式采用连续模式(连续(1相)模式)。
(4b5)当负载4的功耗大于阈值P64(或者阈值P65，或者阈值P66)时，在电路3a、3b中，流经电抗器L1、L2的电流IL1、IL2的电流模式均采用连续模式(临界(2相)模式)。
上述(4b4)进一步区分为(4b4-1)、(4b4-2)是因为根据临界模式的开关频率的不同，连续模式(1相)与连续模式(2相)之间的顺序存在更换的情况。
对本发明进行了详细说明，但上述说明在所有的情况下都是例示，本发明不限于此。可理解为在不脱离本发明范围的情况下可以想到未例示的无数变形例。

Claims (15)

1.一种开关电源电路控制方法，其是控制开关电源电路的方法，其中，
所述开关电源电路具有：
第1输入端和第2输入端(P1、P2)；
第1输出端和第2输出端(P3、P4)，它们连接有电容器(C1)和负载(4)；
第2电源线(LL)，其连接所述第2输入端与所述第2输出端；以及
至少一个电路(3a、3b)，其中
所述电路分别具有：
第1电源线(LH1、LH2)，其连接所述第1输入端与所述第1输出端；
电抗器(L1、L2)，其设在所述第1电源线上；
二极管(D11、D21)，其在所述第1电源线上与所述电抗器串联，阳极朝向所述电抗器侧配置；以及
开关元件(S1、S2)，其设于所述电抗器和所述二极管之间的点与所述第2电源线之间，
当所述负载的功耗小于第1阈值(P11、P12、P13、P14、P15、P16、P21、P22)时，在所述电路中均将所述开关元件设为非导通，从全部所述电路向所述负载提供电力，
当所述负载的所述功耗大于所述第1阈值时，使所述电路的至少任意一个的所述开关元件间歇性导通，从全部所述电路向所述负载提供电力。
2.根据权利要求1所述的开关电源电路控制方法，其中，
第2阈值(P21、P22、P23)大于所述第1阈值(P11、P12、P13)，第3阈值(P31、P32、P33)大于所述第2阈值，
当所述负载的所述功耗大于所述第1阈值且小于所述第2阈值时，流经所述电抗器的电流模式采用不连续模式，
当所述负载的功耗大于所述第2阈值且小于所述第3阈值时，所述电流模式采用临界模式，
当所述负载的功耗大于所述第3阈值时，所述电流模式采用连续模式。
3.根据权利要求1所述的开关电源电路控制方法，其中，
第2阈值(P21、P22、P23)大于所述第1阈值(P11、P12、P13)，
当所述负载的所述功耗大于所述第1阈值且小于所述第2阈值时，流经所述电抗器的电流模式采用不连续模式，
当所述负载的功耗大于所述第2阈值时，所述电流模式采用临界模式。
4.根据权利要求1所述的开关电源电路控制方法，其中，
第2阈值(P31、P32、P33)大于所述第1阈值(P21、P22、P23)，
当所述负载的所述功耗大于所述第1阈值且小于所述第2阈值时，流经所述电抗器的电流模式采用临界模式，
当所述负载的功耗大于所述第2阈值时，所述电流模式采用连续模式。
5.根据权利要求1所述的开关电源电路控制方法，其中，
第2阈值(P31、P32、P33)大于所述第1阈值(P11、P12、P13)，
当所述负载的所述功耗大于所述第1阈值且小于所述第2阈值时，流经所述电抗器的电流模式采用不连续模式，
当所述负载的功耗大于所述第2阈值时，所述电流模式采用连续模式。
6.根据权利要求2所述的开关电源电路控制方法，其中，
当所述负载的所述功耗为所述第1阈值(P11)时且所述电流模式采用不连续模式时的来自所述开关电源电路的泄漏电流的大小、当所述负载的所述功耗为所述第2阈值(P21)时且所述电流模式采用临界模式时的所述泄漏电流的大小、以及当所述负载的所述功耗为所述第3阈值(P31)时且所述电流模式采用连续模式时的所述泄漏电流的大小彼此相等。
7.根据权利要求3所述的开关电源电路控制方法，其中，
当所述负载的所述功耗为所述第1阈值(P11)时且所述电流模式采用不连续模式时的来自所述开关电源电路的泄漏电流的大小、以及当所述负载的所述功耗为所述第2阈值(P21)时且所述电流模式采用临界模式时的所述泄漏电流的大小彼此相等。
8.根据权利要求4所述的开关电源电路控制方法，其中，
当所述负载的所述功耗为所述第1阈值(P21)时且所述电流模式采用临界模式时的来自所述开关电源电路的泄漏电流的大小、以及当所述负载的所述功耗为所述第2阈值(P31)时且所述电流模式采用连续模式时的所述泄漏电流的大小彼此相等。
9.根据权利要求5所述的开关电源电路控制方法，其中，
当所述负载的所述功耗为所述第1阈值(P11)时且所述电流模式采用不连续模式时的来自所述开关电源电路的泄漏电流的大小、以及当所述负载的所述功耗为所述第2阈值(P31)时且所述电流模式采用连续模式时的所述泄漏电流的大小彼此相等。
10.根据权利要求2所述的开关电源电路控制方法，其中，
当所述负载的所述功耗为所述第1阈值(P12)时且所述电流模式采用不连续模式时的所述开关电源电路的效率、当所述负载的所述功耗为所述第2阈值(P22)时且所述电流模式采用临界模式时的所述效率、以及当所述负载的所述功耗为所述第3阈值(P32)时且所述电流模式采用连续模式时的所述效率这三者之间，至少任意两个互不相同。
11.根据权利要求2所述的开关电源电路控制方法，其中，
当所述负载的所述功耗为所述第1阈值(P13)时且所述电流模式采用不连续模式时的所述开关电源电路中产生的谐波的大小、当所述负载的所述功耗为所述第2阈值(P23)时且所述电流模式采用临界模式时的所述谐波的大小、以及当所述负载的所述功耗为所述第3阈值(P33)时且所述电流模式采用连续模式时的所述谐波的大小彼此相等。
12.根据权利要求3所述的开关电源电路控制方法，其中，
当所述负载的所述功耗为所述第1阈值(P13)时且所述电流模式采用非导通模式时的所述开关电源电路的效率、以及当所述负载的所述功耗为所述第2阈值(P23)时且所述电流模式采用不连续模式时的所述效率彼此相等。
13.根据权利要求4所述的开关电源电路控制方法，其中，
当所述负载的所述功耗为所述第1阈值(P13)时且所述电流模式采用非导通模式时的所述开关电源电路的效率、以及当所述负载的所述功耗为所述第2阈值(P33)时且所述电流模式采用临界模式时的所述效率彼此相等。
14.根据权利要求5所述的开关电源电路控制方法，其中，
当所述负载的所述功耗为所述第1阈值(P13)时且所述电流模式采用非导通模式时的所述开关电源电路的效率、以及当所述负载的所述功耗为所述第2阈值(P23)时且所述电流模式采用不连续模式时的所述效率彼此相等。
15.根据权利要求1所述的开关电源电路控制方法，其中，
所述开关电源电路中具有一对所述电路(3a、3b)，
所述一对所述电路能够以交替方式工作，
第2阈值(P24、P25、P26)大于所述第1阈值(P14、P15、P16)，
第3阈值(P34、P35、P36)大于所述第2阈值，
第4阈值(P44、P45、P46)大于所述第3阈值，
第5阈值(P64、P65、P66)大于所述第4阈值，
当所述负载的所述功耗大于所述第1阈值且小于所述第2阈值时，将所述一对所述电路的任意一方的所述开关元件设为非导通，流经所述一对所述电路的另一方的所述电抗器的电流的电流模式采用不连续模式，
当所述负载的所述功耗大于所述第2阈值且小于所述第3阈值时，在所述一对所述电路中，流经所述电抗器的电流的电流模式均采用不连续模式，
当所述负载的所述功耗大于所述第3阈值且小于所述第4阈值时，将所述一对所述电路的任意一方的所述开关元件设为非导通，流经所述一对所述电路的另一方的所述电抗器的电流的电流模式采用临界模式，
当所述负载的所述功耗大于所述第4阈值且小于所述第5阈值时，在所述一对所述电路中，流经所述电抗器的电流的电流模式均采用临界模式，或者，将所述一对所述电路的任一方的所述开关元件设为非导通，流经所述一对所述电路的另一方的所述电抗器的电流的电流模式采用连续模式，
当所述负载的所述功耗大于所述第5阈值时，在所述一对所述电路中，流经所述电抗器的电流的电流模式均采用连续模式。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI563784B (zh) * 2016-04-18 2016-12-21
CN107306090A (zh) * 2016-04-18 2017-10-31 产晶积体电路股份有限公司 电源控制器
CN110192336A (zh) * 2017-01-18 2019-08-30 株式会社电装 电力转换系统的控制装置、控制系统

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102014208722A1 (de) * 2014-05-09 2015-11-12 Bayerische Motoren Werke Aktiengesellschaft Endrohrblende für eine Abgasanlage eines Kraftfahrzeugs sowie Abgasanlage mit einer solchen Endrohrblende
CN105450028A (zh) * 2014-06-18 2016-03-30 台达电子企业管理（上海）有限公司 变换器及其控制方法
JP6439484B2 (ja) * 2015-02-17 2018-12-19 富士電機株式会社 スイッチング電源回路および力率改善回路
GB2540570B (en) * 2015-07-21 2019-04-03 Dyson Technology Ltd Battery charger
JP6168211B2 (ja) 2015-12-28 2017-07-26 ダイキン工業株式会社 電力変換装置
WO2017115621A1 (ja) 2015-12-28 2017-07-06 ダイキン工業株式会社 電力変換装置
US11043838B2 (en) 2018-11-30 2021-06-22 Schneider Electric It Corporation System and method to reduce converter emissions

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001119956A (ja) * 1999-10-02 2001-04-27 Elanvital Corp 力率調整装置及び力率調整方法
US20100226149A1 (en) * 2009-03-03 2010-09-09 Kabushiki Kaisha Toshiba Power-supply control device and power-supply apparatus therewith
CN102138278A (zh) * 2008-09-01 2011-07-27 三菱电机株式会社 转换器电路、以及具备该转换器电路的电动机驱动控制装置、空气调节器、冰箱及感应加热烹饪器

Family Cites Families (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
NL8401150A (nl) 1984-04-11 1985-11-01 Douwe Egberts Tabaksfab Drukmeting in vacuumpakken.
JP3044650B2 (ja) 1996-03-27 2000-05-22 勲 高橋 電力変換装置のノイズ低減装置
US6967851B2 (en) * 2003-12-15 2005-11-22 System General Corp. Apparatus for reducing the power consumption of a PFC-PWM power converter
US7812576B2 (en) * 2004-09-24 2010-10-12 Marvell World Trade Ltd. Power factor control systems and methods
JP4379396B2 (ja) 2005-08-19 2009-12-09 株式会社デンソー 昇降圧チョッパ式ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP4854451B2 (ja) * 2006-09-29 2012-01-18 パナソニック株式会社 昇圧コンバータ
JP5152501B2 (ja) 2008-05-30 2013-02-27 東芝ライテック株式会社 負荷制御装置および電気機器
US7817447B2 (en) 2008-08-30 2010-10-19 Active-Semi, Inc. Accurate voltage regulation of a primary-side regulation power supply in continuous conduction mode operation
JPWO2010061654A1 (ja) 2008-11-25 2012-04-26 株式会社村田製作所 Ｐｆｃコンバータ
JP2010187521A (ja) 2009-01-16 2010-08-26 Mitsubishi Electric Corp モーター駆動制御装置、圧縮機、送風機、空気調和機及び冷蔵庫又は冷凍庫
US8072193B2 (en) * 2009-01-21 2011-12-06 Fsp Technology Inc. Phase shift control method for boost converter and circuit implementation
JP5515326B2 (ja) 2009-03-03 2014-06-11 富士ゼロックス株式会社 電源装置、画像形成装置およびプログラム
JP5387183B2 (ja) 2009-07-08 2014-01-15 サンケン電気株式会社 力率改善回路
CN101702574B (zh) 2009-10-22 2012-07-11 旭丽电子(广州)有限公司 功率因子校正控制器及其控制方法与其应用的电源转换器
US20110148379A1 (en) * 2009-12-18 2011-06-23 Linear Technology Corporation Clean transition between ccm and dcm in valley current mode control of dc-to-dc converter
ES2847882T3 (es) 2010-03-26 2021-08-04 Daikin Ind Ltd Circuito de alimentación de energía de conmutación y método para controlar el circuito de alimentación de energía de conmutación
JP5122622B2 (ja) * 2010-09-24 2013-01-16 シャープ株式会社 スイッチング電源装置
US9084316B2 (en) * 2010-11-04 2015-07-14 Cirrus Logic, Inc. Controlled power dissipation in a switch path in a lighting system

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001119956A (ja) * 1999-10-02 2001-04-27 Elanvital Corp 力率調整装置及び力率調整方法
CN102138278A (zh) * 2008-09-01 2011-07-27 三菱电机株式会社 转换器电路、以及具备该转换器电路的电动机驱动控制装置、空气调节器、冰箱及感应加热烹饪器
US20100226149A1 (en) * 2009-03-03 2010-09-09 Kabushiki Kaisha Toshiba Power-supply control device and power-supply apparatus therewith

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI563784B (zh) * 2016-04-18 2016-12-21
CN107306090A (zh) * 2016-04-18 2017-10-31 产晶积体电路股份有限公司 电源控制器
CN107306090B (zh) * 2016-04-18 2019-04-26 产晶积体电路股份有限公司 电源控制器
CN110192336A (zh) * 2017-01-18 2019-08-30 株式会社电装 电力转换系统的控制装置、控制系统
CN110192336B (zh) * 2017-01-18 2021-07-27 株式会社电装 电力转换系统的控制装置、控制系统

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AU2013342516A1 (en) 2015-05-21
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