JP5880641B2 - スイッチング電源回路制御方法 - Google Patents
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Description
この発明はスイッチング電源回路を制御する方法であって、例えば当該スイッチング電源が昇圧コンバータを構成する場合に適用される。
従来から、いわゆる昇圧コンバータとしての構成を採用した力率改善回路が公知である。そして例えば下掲の特許文献２，４では昇圧コンバータが一対設けられ、いわゆるインタリーブ方式が採用されている。
このような昇圧コンバータの動作はスイッチングを伴うので、スイッチング損失、高調波の発生、引いては漏洩電流の発生という現象が伴う。かかる現象を改善するため、上記特許文献１，３では、負荷が小さい場合には昇圧コンバータの動作で不連続モードが採用され、負荷が大きい場合には昇圧コンバータの臨界モードが採用されている。同様に、特許文献２では低負荷で不連続モードが、高負荷で臨界モードあるいは連続モードが、それぞれ採用されている。
なお、不連続モード、臨界モード、連続モードとの用語は、本来は昇圧コンバータが有するリアクトルに流れる電流の電流モードについて用いられるべきである。但し本願では便宜上、当該リアクトルを有する昇圧コンバータの動作モードを表現するためにもこれらの用語を採用する。
このように低負荷における昇圧コンバータの動作として不連続モードを採用することにより、高調波の電力成分が小さい動作領域においてスイッチング周波数を低減し、以て高調波電力成分の低減とスイッチング損失の低減とを図っている。
なお、特許文献５は後述する漏洩電流について補償する技術を開示する。
しかしながら、不連続モードであってもスイッチングが伴う以上、昇圧コンバータのスイッチング損失は不可避となる。
また、広い動作領域において、負荷が小さくなるほど漏洩電流は大きくなる傾向を有するので、不連続モードが採用されても、昇圧コンバータの漏洩電流が十分に低減できない動作領域が存在する。
本発明は上記の課題に鑑み、スイッチング電源回路の負荷が小さい状態においても、漏洩電流の増大、効率の低下、高調波の増大を、抑制する技術を提供することを目的とする。
この発明にかかるスイッチング電源回路制御方法は、下記を備えるスイッチング電源回路を制御する方法である：第１および第２の入力端（Ｐ１，Ｐ２）と；コンデンサ（Ｃ１）と負荷（４）とが接続される、第１および第２の出力端（Ｐ３，Ｐ４）と；前記第２の入力端及び前記第２の出力端を接続する第２の電源線（ＬＬ）と；少なくとも一つの回路（３ａ，３ｂ）。
但し前記回路の各々は、前記第１の入力端と前記第１の出力端とを接続する第１の電源線（ＬＨ１，ＬＨ２）と；前記第１の電源線上に設けられるリアクトル（Ｌ１，Ｌ２）と；前記第１の電源線上で前記リアクトルと直列に接続され、アノードを前記リアクトル側に向けて配置されるダイオード（Ｄ１１，Ｄ２１）と；前記リアクトルと前記ダイオードとの間の点と、前記第２の電源線との間に設けられるスイッチ素子（Ｓ１，Ｓ２）とを有する。
そして当該制御方法は、前記負荷の消費電力が第１の閾値（Ｐ１１；Ｐ１２；Ｐ１３；Ｐ１４；Ｐ１５；Ｐ１６；Ｐ２１；Ｐ２２）よりも小さいときには、前記回路のいずれにおいても前記スイッチ素子を非導通にして、全ての前記回路から前記負荷へと電力を供給する。そして前記負荷の前記消費電力が前記第１の閾値よりも大きいときには前記回路の少なくともいずれか一つの前記スイッチ素子を間欠的に導通させて、全ての前記回路から前記負荷へと電力を供給する。
この発明にかかるスイッチング電源回路制御方法の第１の態様では、下記第２の閾値（Ｐ２１；Ｐ２２；Ｐ２３）は前記第１の閾値（Ｐ１１；Ｐ１２；Ｐ１３）よりも大きく、下記第３の閾値（Ｐ３１；Ｐ３２；Ｐ３３）は前記第２の閾値よりも大きい。
前記負荷の前記消費電力が、前記第１の閾値よりも大きく前記第２の閾値よりも小さいときには前記リアクトルに流れる電流モードに不連続モードが採用される。
前記負荷の前記消費電力が、前記第２の閾値よりも大きく前記第３の閾値よりも小さいときには前記電流モードに臨界モードが採用される。
前記負荷の消費電力が、前記第３の閾値よりも大きいときには前記電流モードに連続モードが採用される。
この発明にかかるスイッチング電源回路制御方法の第３の態様では、下記第２の閾値（Ｐ２１；Ｐ２２；Ｐ２３）は前記第１の閾値（Ｐ１１；Ｐ１２；Ｐ１３）よりも大きい。
前記負荷の前記消費電力が、前記第１の閾値よりも大きく前記第２の閾値よりも小さいときには前記リアクトルに流れる電流モードに不連続モードが採用される。
前記負荷の前記消費電力が、前記第２の閾値よりも大きいときには前記電流モードに臨界モードが採用される。
この発明にかかるスイッチング電源回路制御方法の第３の態様では、下記第２の閾値（Ｐ３１；Ｐ３２；Ｐ３３）は前記第１の閾値（Ｐ２１；Ｐ２２；Ｐ２３）よりも大きい。
前記負荷の前記消費電力が、前記第１の閾値よりも大きく前記第２の閾値よりも小さいときには前記リアクトルに流れる電流モードに臨界モードが採用される。
前記負荷の前記消費電力が、前記第２の閾値よりも大きいときには前記電流モードに連続モードが採用される。
この発明にかかるスイッチング電源回路制御方法の第４の態様では、下記第２の閾値（Ｐ３１；Ｐ３２；Ｐ３３）は前記第１の閾値（Ｐ１１；Ｐ１２；Ｐ１３）よりも大きい。
前記負荷の前記消費電力が、前記第１の閾値よりも大きく前記第２の閾値よりも小さいときには前記リアクトルに流れる電流モードに不連続モードが採用される。
前記負荷の前記消費電力が、前記第２の閾値よりも大きいときには前記電流モードに連続モードが採用される。
この発明にかかるスイッチング電源回路制御方法によれば、スイッチング電源回路の負荷の消費電力が小さい状態においても、漏洩電流の増大、効率の低下、高調波の増大、が抑制される。
図１は下記第１の実施の形態及び第２の実施の形態にかかる制御方法の対象となるスイッチング電源回路を例示する回路図である。
当該スイッチング電源回路は、入力端Ｐ１，Ｐ２、出力端Ｐ３，Ｐ４、電源線ＬＬ、及び回路３ａ，３ｂを備える。電源線ＬＬは、入力端Ｐ２と出力端Ｐ４とを接続する。
出力端Ｐ３，Ｐ４には、コンデンサＣ１と負荷４とが並列に接続される。
なお、負荷４として、ここではインバータが例示されるが、実際にはインバータによって電力が供給される対象も含めて把握される。よって以下にいう負荷４の消費電力とは、負荷４それ自身が消費する電力のみならず、負荷４から出力される電力も含めて把握される。
入力端Ｐ１，Ｐ２の間には直流電圧が印加される。図１の例示では、入力端Ｐ１，Ｐ２にはダイオード整流回路２が接続されている。ダイオード整流回路２は交流電源１からの交流電圧を整流し、整流後の直流電圧を入力端Ｐ１，Ｐ２の間に印加する。ここでは入力端Ｐ２に印加される電位は入力端Ｐ１に印加される電位よりも低い。かかる電圧印加と、回路３ａ，３ｂの後述する動作によって直流の電流Ｉがダイオード整流回路２から流れ出す。
ダイオード整流回路２と交流電源１との間には、漏洩電流検出器６１が設けられる。漏洩電流検出器６１は補償電流出力部６２と相まって、漏洩電流低減装置６を構成する。
漏洩電流検出器６１は、ダイオード整流回路２に入力される一対の電流同士の差分から漏洩電流に対応する電流Ｉｂを検出し、これを補償電流出力部６２に出力する。具体的には漏洩電流検出器６１は、交流電源１とダイオード整流回路２との間に設けられるコモンモードチョーク６１ａ及びこれに誘導結合したコイル６１ｂを有している。
漏洩電流低減装置６についての基本的な説明は特許文献５に開示されているので、これについての説明は以下のように簡単に留める。
補償電流出力部６２は、コイル６１ｂに接続される一対の入力端Ｑ１，Ｑ２と、検出された電流Ｉｂに応答して補償電流Ｉｃを流す出力端Ｑ３，Ｑ４とを有する。
図１では出力端Ｑ３，Ｑ４は入力端Ｐ１，Ｐ２にそれぞれ接続されている場合が図示されている。あるいは出力端Ｐ３，Ｐ４へ出力端Ｑ３，Ｑ４を接続してもよい。
図２は補償電流出力部６２の構成を例示する回路図である。補償電流出力部６２は、その出力端Ｑ３，Ｑ４の間に直列接続されるトランジスタ６２１，６２２を備える。トランジスタ６２１，６２２は相互に導電型が異なる。具体的にはトランジスタ６２１はＮＰＮ型であり、トランジスタ６２２はＰＮＰ型である。
トランジスタ６２１，６２２同士が接続される接続点が接地され、ここに補償電流Ｉｃが出力される。当該接続点と、トランジスタ６２１，６２２のベースとの間には電流Ｉｂが流れる。
補償電流Ｉｃから直流分をカットするために、当該接続点は接地との間に容量性のインピーダンスを持つ素子６２３、例えばコンデンサと抵抗の直列接続を設けることが望ましい。
具体的にはトランジスタ６２１の制御電極たるベースと、トランジスタ６２２の制御電極たるベースとは、例えば抵抗６２４を介して漏洩電流検出器６１に接続される。当該抵抗６２４に電流Ｉｂが流れることにより、ベースバイアス電圧がトランジスタ６２１，６２２に引加されることになる。
なお、入力端Ｐ１，Ｐ２の間にはコンデンサＣ２が設けられてもよい。コンデンサＣ２は回路３ａ，３ｂに入力する電流のノイズを低減することができる。
回路３ａ，３ｂはいずれも入力端Ｐ１，Ｐ２及び出力端Ｐ３，Ｐ４に接続される。回路３ａ，３ｂはコンデンサＣ１と協動して昇圧コンバータとして機能する。これにより、回路３ａ，３ｂは、入力端Ｐ１，Ｐ２に印加された直流電圧を昇圧するとともに入力側の力率を改善する力率改善回路として機能する。
回路３ａは電源線ＬＨ１とリアクトルＬ１とダイオードＤ１１とスイッチ素子Ｓ１とを備えている。電源線ＬＨ１は入力端Ｐ１と出力端Ｐ３とを接続する。リアクトルＬ１は電源線ＬＨ１上に設けられている。ダイオードＤ１１はリアクトルＬ１に対して出力端Ｐ３側でリアクトルＬ１に直列に接続される。またダイオードＤ１１はそのアノードをリアクトルＬ１に向けて設けられる。
スイッチ素子Ｓ１はリアクトルＬ１とダイオードＤ１１との間の点と、電源線ＬＬとの間に設けられる。
回路３ｂは電源線ＬＨ２とリアクトルＬ２とダイオードＤ２１とスイッチ素子Ｓ２とを備えている。電源線ＬＨ２とリアクトルＬ２とダイオードＤ２１とスイッチ素子Ｓ２との接続関係は、電源線ＬＨ１とリアクトルＬ１とダイオードＤ１１とスイッチ素子Ｓ１との接続関係と同じである。
図１の例示では、スイッチ素子Ｓ１はトランジスタＴ１とダイオードＤ１２とを備えている。トランジスタＴ１は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタであって、そのエミッタ電極を電源線ＬＬ側に向けて設けられる。なお、スイッチ素子Ｓ１は必ずしもトランジスタＴ１とダイオードＤ１２とを有している必要は無い。例えばダイオードＤ１２が設けられていなくてもよい。またスイッチ素子Ｓ１として例えばＭＯＳ（Metal-Oxide-Semiconductor）電界効果トランジスタが採用されてもよい。
スイッチ素子Ｓ２はトランジスタＴ２とダイオードＤ２２とを有している。トランジスタＴ２とダイオードＤ２２との接続関係はトランジスタＴ１とダイオードＤ１２との接続関係と同一である。またダイオードＤ２２は必須要件ではなく、またスイッチ素子Ｓ２は例えばＭＯＳ電界効果トランジスタであってもよい。
なお、以下で説明するスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の導通／非導通の制御について、特別な記載が無い限りその制御は制御部５によって行われる。
制御部５は負荷４が消費する消費電力を検出する。具体的にはコンデンサＣ１の両端の電圧Ｖｏと、負荷４と電源線ＬＬとの間に流れる電流Ｉｏを検出する。負荷４の消費電力は上記電圧Ｖｏと電流Ｉｏとから算出される。
また制御部５はリアクトルＬ１に流れる電流ＩＬ１、リアクトルＬ２に流れる電流ＩＬ２を検出する。制御部５は所望の消費電力を負荷４へ供給するためのスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の導通／非導通を制御する。但し当該制御においてどのような電流モードが採用されるかは上記の消費電力に依存し、後に詳述するようにして決定される。
制御部５はマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成することができる。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ(Read-Only-Memory)、ＲＡＭ(Random-Access-Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ（ＥＰＲＯＭ(Erasable-Programmable-ROM)等）、ハードディスク装置などの各種記憶装置の１つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御部５はこれに限らず、制御部５によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。
かかる構成を有するスイッチング電源回路において回路３ａ，３ｂのいずれか一方のみを採用し、それ以外を省略してもよい。以下では説明を簡単にするため、まず回路３ｂを省略し、回路３ａを採用した構成のスイッチング電源回路に対する制御について第１の実施の形態において説明する。
第１の実施の形態．
図３乃至図６のいずれも、交流電源１の一周期（位相０〜３６０度）における、ダイオード整流回路２から流れる電流Ｉの波形（太線）と、リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬ１の波形（図４乃至図６における細線の三角波）とを示すグラフである。但し、電流Ｉの実効値は等しくした場合を例示している。
図３乃至図６のいずれも、交流電源１の一周期（位相０〜３６０度）における、ダイオード整流回路２から流れる電流Ｉの波形（太線）と、リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬ１の波形（図４乃至図６における細線の三角波）とを示すグラフである。但し、電流Ｉの実効値は等しくした場合を例示している。
図３はスイッチ素子Ｓ１を非導通にして負荷４へと電力を供給した場合を示す。この場合、スイッチ素子Ｓ１には電流が流れず、回路３ｂは省略されているので、電流ＩＬ１は電流Ｉと等しく、電流ＩＬ１のグラフは電流Ｉと一致する。図４乃至図６はスイッチ素子Ｓ１を間欠的に導通させて負荷４へと電力を供給した場合を示す。より詳細には、図４、図５、図６は、それぞれ不連続モード、臨界モード、連続モードの場合を示す。以下、便宜上、スイッチ素子Ｓ１を非導通にして負荷４へと電力を供給場合の回路３ａの動作を「非導通モード」と仮称する。
これらの図を比較して理解されるように、非導通モード、不連続モード、臨界モード、連続モードへと順に進むに連れ、電流Ｉの波形は正弦波に近づき、高調波の発生がより抑制され、力率が改善されることがわかる。
他方、不連続モード、臨界モード、連続モードへと順に進むに連れ、スイッチ素子Ｓ１が非導通から導通へと遷移する時点の間隔、いわゆるスイッチング周期は周期Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４と変動する。そしてＴ２＞Ｔ３＞Ｔ４（即ち１／Ｔ２＜１／Ｔ３＜１／Ｔ４）であるので、不連続モード、臨界モード、連続モードとこの順に進むに連れ、スイッチング周波数は増大し、スイッチング損失も増大することが判る。
従って、なるほど、特許文献１乃至３に示されるように、負荷が小さい場合に不連続モードを採用することはスイッチング損失の低減に関して効果的ではある。しかしながら、不連続モードであってもスイッチングが伴う以上、昇圧コンバータのスイッチング損失は不可避となる。これに対し、非導通モードではスイッチングを採用しないのであるから、理論的にはスイッチング損失は発生しない。
また漏洩電流は負荷に対して単峰性の特性を有するので、不連続モードが採用されても、昇圧コンバータの漏洩電流が十分に低減できない動作領域が存在する。不連続モードを採用したとしても負荷が小さくなれば漏洩電流が大きくなり、これを低減することが望まれる。
これに対し、非導通モードでは、スイッチング周波数を０（＜１／Ｔ２＜１／Ｔ３＜１／Ｔ４）と見なすことができるので、漏洩電流を不連続モードよりも低減することができる。
このような非導通モードとそれ以外の動作モードとの切替は、不連続モード、臨界モード、連続モードの間での切替と同様、従来の制御技術を用いて容易に実行することができる。
図７は非導通モード、不連続モード、臨界モード、連続モードにおけるスイッチング電源回路の出力（これは回路３ａの出力として把握することもできるし、負荷４の消費電力としても把握できる）と漏洩電流の関係を示すグラフである。出力の大きさが変動しても、非導通モードの方が不連続モードよりも、不連続モードの方が臨界モードよりも、臨界モードの方が連続モードよりも、漏洩電流が小さいことが判る。しかも、広い領域において、出力が大きいほど漏洩電流は低下することが判る。
よって太線のように、出力の大きさに応じて回路３ａの動作モードを切り換えることにより、出力の多寡にかかわらず、鎖線で示された閾値よりも小さい漏洩電流を維持することができる。
これは漏洩電流低減装置６の回路規模の低減、あるいは更にその省略を招来する観点で望ましい効果として把握できる。
具体的には出力が閾値Ｐ１１よりも小さい場合には非導通モードを、閾値Ｐ１１〜Ｐ２１（＞Ｐ１１）の間にあれば不連続モードを、閾値Ｐ２１〜Ｐ３１（＞Ｐ２１）の間にあれば臨界モードを、閾値Ｐ３１よりも大きい場合には連続モードを、それぞれ回路３ａの動作モードとして採用する。これにより、従来の技術と比較して、負荷４の消費電力が小さい領域において更に漏洩電流の増大を抑制できる。
出力についての閾値は、下記のように選定することができる。漏洩電流は出力に関係なく小さいことが望ましいので、漏洩電流について一定の大きさを採るときの、不連続モードでの出力、臨界モードでの出力、連続モードでの出力をそれぞれ閾値Ｐ１１，Ｐ２１，Ｐ３１として予め了知しておけばよい。換言すれば、スイッチング電源回路において、不連続モードが採用されて出力が閾値Ｐ１１を採るとき、臨界モードが採用されて出力が閾値Ｐ２１を採るとき、連続モードが採用されて出力が閾値Ｐ３１を採るとき、漏洩電流の大きさは相互に等しい（図７の鎖線参照）。
図８は非導通モード、不連続モード、臨界モードにおけるスイッチング電源回路の出力と漏洩電流の関係を示すグラフである。
出力が閾値Ｐ１１よりも小さい場合には非導通モードを、閾値Ｐ１１〜Ｐ２１（＞Ｐ１１）の間にあれば不連続モードを、閾値Ｐ２１よりも大きい場合には臨界モードを、それぞれ回路３ａの動作モードとして採用する。これにより、従来の技術と比較して、負荷４の消費電力が小さい領域において更に漏洩電流の増大を抑制できる。
出力についての閾値は、下記のように選定することができる。スイッチング電源回路において、不連続モードが採用されて出力が閾値Ｐ１１を採るとき、臨界モードが採用されて出力が閾値Ｐ２１を採るとき、漏洩電流の大きさは相互に等しい（図８の鎖線参照）。
図９は非導通モード、臨界モード、連続モードにおけるスイッチング電源回路の出力と漏洩電流の関係を示すグラフである。
出力が閾値Ｐ２１よりも小さい場合には非導通モードを、閾値Ｐ２１〜Ｐ３１（＞Ｐ２１）の間にあれば臨界モードを、閾値Ｐ３１よりも大きい場合には連続モードを、それぞれ回路３ａの動作モードとして採用する。これにより、従来の技術と比較して、負荷４の消費電力が小さい領域において更に漏洩電流の増大を抑制できる。
出力についての閾値は、下記のように選定することができる。スイッチング電源回路において、臨界モードが採用されて出力が閾値Ｐ２１を採るとき、連続モードが採用されて出力が閾値Ｐ３１を採るとき、漏洩電流の大きさは相互に等しい（図９の鎖線参照）。
図１０は非導通モード、不連続モード、連続モードにおけるスイッチング電源回路の出力と漏洩電流の関係を示すグラフである。
出力が閾値Ｐ１１よりも小さい場合には非導通モードを、閾値Ｐ１１〜Ｐ３１（＞Ｐ１１）の間にあれば不連続モードを、閾値Ｐ３１よりも大きい場合には連続モードを、それぞれ回路３ａの動作モードとして採用する。これにより、従来の技術と比較して、負荷４の消費電力が小さい領域において更に漏洩電流の増大を抑制できる。
出力についての閾値は、下記のように選定することができる。スイッチング電源回路において、不連続モードが採用されて出力が閾値Ｐ１１を採るとき、連続モードが採用されて出力が閾値Ｐ３１を採るとき、漏洩電流の大きさは相互に等しい（図１０の鎖線参照）。
なるほど、不連続モード、臨界モード、連続モードにおけるモードの切替は上述のように公知であるので、当該実施の形態の動作は以下のように纏めることができる。
(1a)負荷４の消費電力が第１の閾値よりも小さいときには、回路３ａにおいてスイッチ素子Ｓ１を非導通にして回路３ａから負荷４へと電力を供給する。
(1b)負荷４の消費電力が第１の閾値よりも大きいときには回路３ａのスイッチ素子Ｓ１を間欠的に導通させて、回路３ａから負荷４へと電力を供給する。
(1c)上記(1a),(1b)における第１の閾値とは、スイッチ素子Ｓ１が間欠的に導通するモードであってスイッチング電源回路において採用されるもののうち、最も漏洩電流が小さいモード（図７、図８及び図１０の例示では不連続モード、図９の例示では臨界モード）において漏洩電流についての閾値（図７乃至図１０の鎖線で示される）を採るときの、負荷４の消費電力（図７、図８及び図１０の例示では閾値Ｐ１１、図９の例示ではＰ２１）である。
図１１及び図１２は非導通モード、不連続モード、臨界モード、連続モードにおけるスイッチング電源回路の出力と効率の関係を示すグラフである。出力の大きさが変動しても、非導通モードの方が不連続モードよりも、不連続モードの方が臨界モードよりも、臨界モードの方が連続モードよりも、効率が良いことが判る。そして太線のように、出力の大きさに応じて回路３ａの動作モードを切り換えることにより、出力の多寡にかかわらず、鎖線で示された閾値よりも効率が低下することを抑制できる。
具体的には出力が閾値Ｐ１２よりも小さい場合には非導通モードを、閾値Ｐ１２〜Ｐ２２（＞Ｐ１２）の間にあれば不連続モードを、閾値Ｐ２２〜Ｐ３２（＞Ｐ２２）の間にあれば臨界モードを、閾値Ｐ３２よりも大きい場合には連続モードを、それぞれ回路３ａの動作モードとして採用する。これにより、従来の技術と比較して、負荷４の消費電力が小さい領域において更に効率の低下を抑制できる。
図１１では、スイッチング電源回路において、出力が閾値Ｐ１１を採るときに不連続モードが採用された場合の効率と、出力が閾値Ｐ２１を採るときに臨界モードが採用された場合の効率と、出力が閾値Ｐ３１を採るときに連続モードが採用された場合の効率とは、相互に等しい（図１１の鎖線参照）。
但し効率は、負荷４の消費電力についてどの領域で多く用いられるかについて評価すべき場合がある。例えば空気調和機の場合、効率計算として通年エネルギー消費効率（ＡＰＦ：Annual Performance Factor）が採用されることも多い。そしてＡＰＦはおおまかには、発揮された空調能力の総和を消費された電力の総和で除して計算される。よって実現される時間が長い消費電力における効率が重視される。
通常、空気調和機では消費電力が大きくなるのは動作初期のみであり、消費電力が小さい動作時における効率がＡＰＦにおいて重要となる。よって例えば効率についての閾値が消費電力が小さいほど大きくなってもよい。これを一般的に見れば、スイッチング電源回路の効率が、負荷４の消費電力が閾値Ｐ１２のときに不連続モードが採用される場合と、負荷４の消費電力が閾値Ｐ２２のときに臨界モードが採用される場合と、負荷４の消費電力が閾値Ｐ３２のときに連続モードが採用される場合との間で、少なくともいずれか二つが相互に異なってもよい。
空気調和機の消費電力の大部分は、インバータが供給する消費電力である。よって図１２では上記空気調和機において望ましい閾値Ｐ１２，Ｐ２２，Ｐ３２の例として、スイッチング電源回路の効率は、出力が閾値Ｐ１２を採るときに不連続モードが採用される場合よりも、出力が閾値Ｐ２２を採るときに臨界モードが採用される場合の方が小さく、出力が閾値Ｐ２２を採るときに臨界モードが採用される場合よりも、出力が閾値Ｐ３２を採るときに連続モードが採用される場合の方が小さい場合が例示される。つまり効率についての閾値が消費電力が大きいほど小さくなる場合が、図１２において鎖線で示される。
図１３は非導通モード、不連続モード、臨界モードにおけるスイッチング電源回路の出力と漏洩電流の関係を示すグラフである。
出力が閾値Ｐ１２よりも小さい場合には非導通モードを、閾値Ｐ１２〜Ｐ２２（＞Ｐ１２）の間にあれば不連続モードを、閾値Ｐ２２よりも大きい場合には臨界モードを、それぞれ回路３ａの動作モードとして採用する。これにより、従来の技術と比較して、負荷４の消費電力が小さい領域において更に効率の低下を抑制できる。
出力についての閾値は、下記のように選定することができる。スイッチング電源回路において、不連続モードが採用されて出力が閾値Ｐ１２を採るときの効率と、臨界モードが採用されて出力が閾値Ｐ２２を採るときの効率とは相互に異なる。より具体的にはスイッチング電源回路において、不連続モードが採用されて出力が閾値Ｐ１２を採るときの効率の方が、臨界モードが採用されて出力が閾値Ｐ２２を採るときの効率よりも大きい（図１３の鎖線参照）。
図１４は非導通モード、臨界モード、連続モードにおけるスイッチング電源回路の出力と漏洩電流の関係を示すグラフである。
出力が閾値Ｐ２２よりも小さい場合には非導通モードを、閾値Ｐ２２〜Ｐ３２（＞Ｐ２２）の間にあれば臨界モードを、閾値Ｐ３２よりも大きい場合には連続モードを、それぞれ回路３ａの動作モードとして採用する。これにより、従来の技術と比較して、負荷４の消費電力が小さい領域において更に効率の低下を抑制できる。
出力についての閾値は、下記のように選定することができる。スイッチング電源回路において、臨界モードが採用されて出力が閾値Ｐ２２を採るときの効率と、連続モードが採用されて出力が閾値Ｐ３２を採るときの効率とは相互に異なる。より具体的にはスイッチング電源回路において、臨界モードが採用されて出力が閾値Ｐ２２を採るときの効率の方が、連続モードが採用されて出力が閾値Ｐ３２を採るときの効率よりも大きい（図１４の鎖線参照）。
図１５は非導通モード、不連続モード、連続モードにおけるスイッチング電源回路の出力と漏洩電流の関係を示すグラフである。
出力が閾値Ｐ１２よりも小さい場合には非導通モードを、閾値Ｐ１２〜Ｐ３２（＞Ｐ１２）の間にあれば不連続モードを、閾値Ｐ３２よりも大きい場合には連続モードを、それぞれ回路３ａの動作モードとして採用する。これにより、従来の技術と比較して、負荷４の消費電力が小さい領域において更に効率の低下を抑制できる。
出力についての閾値は、下記のように選定することができる。スイッチング電源回路において、不連続モードが採用されて出力が閾値Ｐ１２を採るときの効率と、連続モードが採用されて出力が閾値Ｐ３２を採るときの効率とは相互に異なる。より具体的にはスイッチング電源回路において、不連続モードが採用されて出力が閾値Ｐ１２を採るときの効率の方が、連続モードが採用されて出力が閾値Ｐ３２を採るときの効率よりも大きい（図１５の鎖線参照）。
図１１〜１５の太線で示された回路３ａの動作の切替は、上記動作(1a)，(1b)，(1c)に倣って以下のように纏めることができる。
(2a)負荷４の消費電力が第１の閾値よりも小さいときには、回路３ａにおいてスイッチ素子Ｓ１を非導通にして回路３ａから負荷４へと電力を供給する。
(2b)負荷４の消費電力が第１の閾値よりも大きいときには回路３ａのスイッチ素子Ｓ１を間欠的に導通させて、回路３ａから負荷４へと電力を供給する。
(2c)上記(2a),(2b)における第１の閾値とは、スイッチ素子Ｓ１が間欠的に導通するモードであってスイッチング電源回路において採用されるもののうち、最も効率が高い（良い）モード（図１１、図１２、図１３及び図１５の例示では不連続モード、図１４の例示では臨界モード）において漏洩電流についての閾値（図１１乃至図１５の鎖線で示される）を採るときの、負荷４の消費電力（図１１、図１２、図１３及び図１５の例示では閾値Ｐ１２、図１４の例示ではＰ２２）である。
図１６は非導通モード、不連続モード、臨界モード、連続モードにおけるスイッチング電源回路の出力と高調波の関係を示すグラフである。出力の大きさが変動しても、非導通モードの方が不連続モードよりも、不連続モードの方が臨界モードよりも、臨界モードの方が連続モードよりも、高調波について増大（悪化）することが判る。しかし、いずれの動作モードにおいても負荷４の消費電量が小さいほど、高調波は低減（改善）する。
よって太線のように、出力の大きさに応じて回路３ａの動作モードを切り換えることにより、出力の多寡にかかわらず、鎖線で示された閾値よりも高調波が増大することを抑制できる。
具体的には出力が閾値Ｐ１３よりも小さい場合には非導通モードを、閾値Ｐ１３〜Ｐ２３（＞Ｐ１３）の間にあれば不連続モードを、閾値Ｐ２３〜Ｐ３３（＞Ｐ２３）の間にあれば臨界モードを、閾値Ｐ３３よりも大きい場合には連続モードを、それぞれ回路３ａの動作モードとして採用する。これにより、従来の技術と比較して、負荷４の消費電力が小さい領域において更に、高調波が増大することを抑制しつつ、漏洩電流が小さく、あるいは効率が高い動作モードを採用できる。
高調波についても出力に関係なく小さいことが望ましいので、一定の大きさの高調波を採るときの、非導通モードでの出力、不連続モードでの出力、臨界モードでの出力をそれぞれ閾値Ｐ１３，Ｐ２３，Ｐ３３として予め了知しておけばよい。換言すれば、スイッチング電源回路において、非導通モードが採用されて負荷４の消費電力が閾値Ｐ１３を採るとき、不連続モードが採用されて負荷４の消費電力が閾値Ｐ２３を採るとき、臨界モードが採用されて負荷４の消費電力が閾値Ｐ３３を採るとき、高調波の大きさは相互に等しい（図１６の鎖線参照）。
図１７は非導通モード、不連続モード、臨界モードにおけるスイッチング電源回路の出力と高調波の関係を示すグラフである。
出力が閾値Ｐ１３よりも小さい場合には非導通モードを、閾値Ｐ１３〜Ｐ２３（＞Ｐ１３）の間にあれば不連続モードを、閾値Ｐ２３よりも大きい場合には臨界モードを、それぞれ回路３ａの動作モードとして採用する。これにより、従来の技術と比較して、負荷４の消費電力が小さい領域において高調波を抑制しつつ、漏洩電流が小さく、あるいは効率が高い動作モードを採用できる。
出力についての閾値は、下記のように選定することができる。スイッチング電源回路において、非導通モードが採用されて出力が閾値Ｐ１３を採るとき、不連続モードが採用されて出力が閾値Ｐ２３を採るとき、高調波の大きさは相互に等しい（図１７の鎖線参照）。
図１８は非導通モード、臨界モード、連続モードにおけるスイッチング電源回路の出力と高調波の関係を示すグラフである。
出力が閾値Ｐ１３よりも小さい場合には非導通モードを、閾値Ｐ１３〜Ｐ３３（＞Ｐ１３）の間にあれば臨界モードを、閾値Ｐ３３よりも大きい場合には連続モードを、それぞれ回路３ａの動作モードとして採用する。これにより、従来の技術と比較して、負荷４の消費電力が小さい領域において高調波を抑制しつつ、漏洩電流が小さく、あるいは効率が高い動作モードを採用できる。
出力についての閾値は、下記のように選定することができる。スイッチング電源回路において、非導通モードが採用されて出力が閾値Ｐ１３を採るとき、臨界モードが採用されて出力が閾値Ｐ３３を採るとき、高調波の大きさは相互に等しい（図１８の鎖線参照）。
図１９は非導通モード、不連続モード、連続モードにおけるスイッチング電源回路の出力と高調波の関係を示すグラフである。
出力が閾値Ｐ１３よりも小さい場合には非導通モードを、閾値Ｐ１３〜Ｐ２３（＞Ｐ１３）の間にあれば不連続モードを、閾値Ｐ２３よりも大きい場合には連続モードを、それぞれ回路３ａの動作モードとして採用する。これにより、従来の技術と比較して、負荷４の消費電力が小さい領域において高調波を抑制しつつ、漏洩電流が小さく、あるいは効率が高い動作モードを採用できる。
出力についての閾値は、下記のように選定することができる。スイッチング電源回路において、非導通モードが採用されて出力が閾値Ｐ１３を採るとき、不連続モードが採用されて出力が閾値Ｐ２３を採るとき、高調波の大きさは相互に等しい（図１９の鎖線参照）。
図１６乃至図１９の太線で示された回路３ａの動作の切替は、上記動作(1a)，(1b)，(1c)に倣って以下のように纏めることができる。
(3a)負荷４の消費電力が第１の閾値よりも小さいときには、回路３ａにおいてスイッチ素子Ｓ１を非導通にして回路３ａから負荷４へと電力を供給する。
(3b)負荷４の消費電力が第１の閾値よりも大きいときには回路３ａのスイッチ素子Ｓ１を間欠的に導通させて、回路３ａから負荷４へと電力を供給する。
(3c)上記(3a),(3b)における第１の閾値とは、スイッチ素子Ｓ１が非導通のモードにおいて高調波についての閾値（図１６乃至図１９の鎖線で示される）を採るときの、負荷４の消費電力（図１６乃至図１９の例示では閾値Ｐ１１）である。
第２の実施の形態．
次に、回路３ａのみならず、回路３ｂをも採用した場合の動作について説明する。特許文献２，４で示されるように、本実施の形態の回路３ａ，３ｂの両方を用いてインタリーブ方式で動作させることができる。このようなインタリーブ方式では通常、回路３ａ，３ｂの両方が臨界モードで動作する。そこで、以下ではこのようなインタリーブ方式での動作モードを、いずれもが臨界モードで動作することに因み、「臨界（２相）モード」と仮称する。後述するように回路３ａ，３ｂが「臨界（２相）モード」で動作する、出力の領域が存在する。即ち回路３ａ，３ｂはインタリーブ方式での動作が可能である。
次に、回路３ａのみならず、回路３ｂをも採用した場合の動作について説明する。特許文献２，４で示されるように、本実施の形態の回路３ａ，３ｂの両方を用いてインタリーブ方式で動作させることができる。このようなインタリーブ方式では通常、回路３ａ，３ｂの両方が臨界モードで動作する。そこで、以下ではこのようなインタリーブ方式での動作モードを、いずれもが臨界モードで動作することに因み、「臨界（２相）モード」と仮称する。後述するように回路３ａ，３ｂが「臨界（２相）モード」で動作する、出力の領域が存在する。即ち回路３ａ，３ｂはインタリーブ方式での動作が可能である。
これと類似して、回路３ａ，３ｂのいずれもが連続モードで動作する場合、その動作モードを「連続（２相）モード」と仮称する。また回路３ａ，３ｂのいずれもが不連続モードで動作する場合、その動作モードを「不連続（２相）モード」と仮称する。
これに対し、回路３ａ，３ｂのいずれか一方のみが臨界モードで、他方が非導通モードで、それぞれ動作する場合、その動作モードを「臨界（１相）モード」と仮称する。同様に、回路３ａ，３ｂのいずれか一方のみが連続モードで、他方が非導通モードで、それぞれ動作する場合、その動作モードを「連続（１相）モード」と仮称する。同様に、回路３ａ，３ｂのいずれか一方のみが不連続モードで、他方が非導通モードで、それぞれ動作する場合、その動作モードを「不連続（１相）モード」と仮称する。
また、回路３ａ，３ｂのいずれもが非導通モードで動作する場合、その動作モードを便宜上、単に「非導通モード」として扱う。
図７を用いて説明したように、非導通モードを用いた方が、その他の動作モード（即ち不連続モード、臨界モード、連続モード）のいずれよりも漏洩電流が小さい。よって漏洩電流が小さい動作モードから順次に挙げると、原則的には、非導通モード、不連続モード（１相）、不連続モード（２相）、臨界モード（１相）、臨界モード（２相）、連続モード（１相）、連続モード（２相）の順序となる。
但し、上述のように臨界（２相）モードは、いわゆるインタリーブ方式の動作である。よって、臨界モードのスイッチング周波数によっては、連続（１相）モードよりも臨界（２相）モードの方が漏洩電流が大きい場合もあり得る。よって以下の説明において、上記順序において連続モード（１相）と臨界モード（２相）との間での順序を入れ替えてもよい。
なお、上述の順序は、図１２、図１６を用いた説明からも判るように、効率が良好な動作モードから順次に挙げる順序、及び高調波が大きい（悪い）動作モードから順次に挙げる順序と同じである。
図２０は回路３ａ、３ｂの動作モードの各種において、スイッチング電源回路の出力（これは回路３ａ，３ｂの両方からの出力として把握することができ、また負荷４の消費電力として把握することもできる）と漏洩電流との関係を示すグラフである。太線のように、出力の大きさに応じて回路３ａ，３ｂの動作モードを切り換えることにより、出力の多寡にかかわらず、漏洩電流を鎖線で示された閾値よりも小さく維持することができる。
具体的には出力が閾値Ｐ１４よりも小さい場合には非導通モードを、閾値Ｐ１４〜Ｐ２４（＞Ｐ１４）の間にあれば不連続（１相）モードを、閾値Ｐ２４〜Ｐ３４（＞Ｐ２４）の間にあれば不連続（２相）モードを、閾値Ｐ３４〜Ｐ４４（＞Ｐ３４）の間にあれば臨界（１相）モードを、閾値Ｐ４４〜Ｐ５４の間（＞Ｐ４４）にあれば臨界（２相）モードを、閾値Ｐ５４〜Ｐ６４（＞Ｐ５４）の間にあれば連続（１相）モードを、閾値Ｐ６４よりも大きい場合には連続（２相）モードを、それぞれ回路３ａ，３ｂの動作モードとして採用する。これにより、従来の技術と比較して、負荷４の消費電力が小さい領域において更に漏洩電流の増大を抑制できる。
出力についての閾値は、下記のように選定することができる。漏洩電流は出力に関係なく小さいことが望ましいので、漏洩電流について一定の大きさを採るときの、不連続モード（１相）での出力、不連続モード（２相）での出力、臨界モード（１相）での出力、臨界モード（２相）での出力、連続モード（１相）での出力、連続モード（２相）での出力をそれぞれ閾値Ｐ１４，Ｐ２４，Ｐ３４，Ｐ４４，Ｐ５４，Ｐ６４として予め了知しておけばよい。換言すれば、スイッチング電源回路において、不連続モード（１相）が採用されて出力が閾値Ｐ１４を採るとき、不連続モード（２相）が採用されて出力が閾値Ｐ２４を採るとき、臨界モード（１相）が採用されて出力が閾値Ｐ３４を採るとき、臨界モード（２相）が採用されて出力が閾値Ｐ４４を採るとき、連続モード（１相）が採用されて出力が閾値Ｐ５４を採るとき、連続モード（２相）が採用されて出力が閾値Ｐ６４を採るとき、漏洩電流の大きさは相互に等しい（図２０の鎖線参照）。
図２１及び図２２は回路３ａ、３ｂの動作モードの各種において、出力と効率との関係を示すグラフである。太線のように、出力の大きさに応じて回路３ａ，３ｂの動作モードを切り換えることにより、出力の多寡にかかわらず、鎖線で示された閾値よりも良好な効率を得ることができる。
具体的には出力が閾値Ｐ１５よりも小さい場合には非導通モードを、閾値Ｐ１５〜Ｐ２５（＞Ｐ１５）の間にあれば不連続（１相）モードを、閾値Ｐ２５〜Ｐ３５（＞Ｐ２５）の間にあれば不連続（２相）モードを、閾値Ｐ３５〜Ｐ４５（＞Ｐ３５）の間にあれば臨界（１相）モードを、閾値Ｐ４５〜Ｐ５５（＞Ｐ４５）の間にあれば臨界（２相）モードを、閾値Ｐ５５〜Ｐ６５（＞Ｐ５５）の間にあれば連続（１相）モードを、閾値Ｐ６５よりも大きい場合には連続（２相）モードを、それぞれ回路３ａ，３ｂの動作モードとして採用する。これにより、従来の技術と比較して、負荷４の消費電力が小さい領域において更に効率を高めることができる。
出力についての閾値は、下記のように選定することができる。例えば図２１に示された例では、一定の効率を採るときの、不連続モード（１相）での出力、不連続モード（２相）での出力、臨界モード（１相）での出力、臨界モード（２相）での出力、連続モード（１相）での出力、連続モード（２相）での出力をそれぞれ閾値Ｐ１５，Ｐ２５，Ｐ３５，Ｐ４５，Ｐ５５，Ｐ６５として予め了知しておけばよい。換言すれば、スイッチング電源回路において、不連続モード（１相）が採用されて出力が閾値Ｐ１５を採るとき、不連続モード（２相）が採用されて出力が閾値Ｐ２５を採るとき、臨界モード（１相）が採用されて出力が閾値Ｐ３５を採るとき、臨界モード（２相）が採用されて出力が閾値Ｐ４５を採るとき、連続モード（１相）が採用されて出力が閾値Ｐ５５を採るとき、連続モード（２相）が採用されて出力が閾値Ｐ６５を採るとき、効率は相互に等しい（図２１の鎖線参照）。
もちろん、上述のように、消費電力が小さいほど効率の閾値が大きくなってもよい。具体的には例えば、空気調和機において望ましい閾値Ｐ１５，Ｐ２５，Ｐ３５，Ｐ４５，Ｐ５５，Ｐ６５の例として、スイッチング電源回路の効率は、下記の順に小さくなって行く場合が挙げられる（図２２参照）：出力が閾値Ｐ１５を採って不連続（１相）モードが採用されるとき；出力が閾値Ｐ２５を採って不連続（２相）モードが採用されるとき；出力が閾値Ｐ３５を採って臨界（１相）モードが採用されるとき；出力が閾値Ｐ４５を採って臨界（２相）モードが採用されるとき；出力が閾値Ｐ５５を採って連続（１相）モードが採用されるとき；出力が閾値Ｐ６５を採って連続（２相）モードが採用されるとき。
このように効率についての閾値が消費電力が大きいほど小さくなる場合が、図２２において鎖線で示される。
図２３は回路３ａ、３ｂの動作モードの各種において、出力と高調波との関係を示すグラフである。太線のように、出力の大きさに応じて回路３ａ，３ｂの動作モードを切り換えることにより、出力の多寡にかかわらず、高調波を鎖線で示された閾値よりも小さく維持することができる。
具体的には出力が閾値Ｐ１６よりも小さい場合には非導通モードを、閾値Ｐ１６〜Ｐ２６（＞Ｐ１６）の間にあれば不連続（１相）モードを、閾値Ｐ２６〜Ｐ３６（＞Ｐ２６）の間にあれば不連続（２相）モードを、閾値Ｐ３６〜Ｐ４６（＞Ｐ３６）の間にあれば臨界（１相）モードを、閾値Ｐ４６〜Ｐ５６（＞Ｐ４６）の間にあれば臨界（２相）モードを、閾値Ｐ５６〜Ｐ６６（＞Ｐ５６）の間にあれば連続（１相）モードを、閾値Ｐ６６よりも大きい場合には連続（２相）モードを、それぞれ回路３ａ，３ｂの動作モードとして採用する。これにより、従来の技術と比較して、負荷４の消費電力が小さい領域において高調波を抑制しつつ、漏洩電流が小さく、あるいは効率が高い動作モードを採用できる。
高調波についても出力に関係なく小さいことが望ましいので、一定の大きさの高調波を採るときの、非導通モードでの出力、不連続（１相）モードでの出力、不連続（２相）モードでの出力、臨界（１相）モードでの出力、臨界（２相）モードでの出力、連続（１相）モードでの出力をそれぞれ閾値Ｐ１６，Ｐ２６，Ｐ３６，Ｐ４６，Ｐ５６，Ｐ６６として予め了知しておけばよい。換言すれば、スイッチング電源回路において、非導通モードが採用されて負荷４の消費電力が閾値Ｐ１６を採るとき、不連続（１相）モードが採用されて負荷４の消費電力が閾値Ｐ２６を採るとき、不連続（２相）モードが採用されて負荷４の消費電力が閾値Ｐ３６を採るとき、臨界（１相）モードが採用されて負荷４の消費電力が閾値Ｐ４６を採るとき、臨界（２相）モードが採用されて負荷４の消費電力が閾値Ｐ５６を採るとき、連続（１相）モードが採用されて負荷４の消費電力が閾値Ｐ６６を採るとき、高調波の大きさは相互に等しい（図２３の鎖線参照）。
このように複数の回路３ａ，３ｂを設けた場合であっても、その動作モードについて、上記(1a),(2a),(3a)に倣って、下記のように表現できる。
(4a)負荷４の消費電力が第１の閾値（図２０では閾値Ｐ１４、図２１及び図２２では閾値Ｐ１５、図２３では閾値Ｐ１６）よりも小さいときには、回路３ａ，３ｂのいずれにおいても（換言すれば全ての回路３ａ，３ｂにおいて）スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を非導通にして、全ての回路３ａ，３ｂから負荷４へと電力を供給する。
回路３ａのみを設けた場合には、上記(4a)の「全ての回路３ａ，３ｂ」「回路３ａ，３ｂのいずれにおいても」とは回路３ａのみを指すことになる。よって上記(4a)の表現は、符号を除けば上記(1a)(2a),(3a)の表現を内包すると把握することができる。
また、上記(1b)(2b),(3b)に倣って、複数の回路３ａ，３ｂを設けた場合の動作モードについて、下記のように表現できる。
(4b)負荷４の消費電力が第１の閾値（図２０では閾値Ｐ１４、図２１及び図２２では閾値Ｐ１５、図２３では閾値Ｐ１６）よりも大きいときには回路３ａ，３ｂの少なくともいずれか一つのスイッチ素子Ｓ１（あるいはスイッチ素子Ｓ２）を間欠的に導通させて、全ての回路３ａ，３ｂから負荷４へと電力を供給する。
回路３ａのみを設けた場合には、上記(4b)の「回路３ａ，３ｂの少なくともいずれか一つ」「全ての回路３ａ，３ｂ」とは回路３ａのみを指すことになる。よって上記(4b)の表現は、符号を除けば上記(1b)(2b),(3b)の表現を内包すると把握することができる。
さて、上記(4b)で表現された内容は、図２０〜図２３を用いた説明に即した表現により、下記に示すように区分される。
(4b1)負荷４の消費電力が閾値Ｐ１４（あるいは閾値Ｐ１５、あるいは閾値Ｐ１６）よりも大きく閾値Ｐ２４（あるいは閾値Ｐ２５、あるいは閾値Ｐ２６）よりも小さい場合、回路３ａ，３ｂのいずれか一方のスイッチ素子Ｓ１（あるいはスイッチ素子Ｓ２）を非導通にして、他方のリアクトルＬ２（あるいはリアクトルＬ１）に流れる電流ＩＬ２（あるいは電流ＩＬ１）の電流モードに不連続モードを採用する（不連続（１相）モード）。
(4b2)負荷４の消費電力が閾値Ｐ２４（あるいは閾値Ｐ２５、あるいは閾値Ｐ２６）よりも大きく閾値Ｐ３４（あるいは閾値Ｐ３５、あるいは閾値Ｐ３６）よりも小さい場合、回路３ａ，３ｂのいずれにおいてもリアクトルＬ１，Ｌ２に流れる電流ＩＬ１，Ｉｌ２の電流モードに不連続モードを採用する（不連続（２相）モード）。
(4b3)負荷４の消費電力が閾値Ｐ３４（あるいは閾値Ｐ３５、あるいは閾値Ｐ３６）よりも大きく閾値Ｐ４４（あるいは閾値Ｐ４５、あるいは閾値Ｐ４６）よりも小さい場合、回路３ａ，３ｂのいずれか一方のスイッチ素子Ｓ１（あるいはスイッチ素子Ｓ２）を非導通にして、他方のリアクトルＬ２（あるいはリアクトルＬ１）に流れる電流ＩＬ２（あるいは電流ＩＬ１）の電流モードに臨界モードを採用する（臨界（１相）モード）。
(4b4)負荷４の消費電力が閾値Ｐ４４（あるいは閾値Ｐ４５、あるいは閾値Ｐ４６）よりも大きく閾値Ｐ６４（あるいは閾値Ｐ６５、あるいは閾値Ｐ６６）よりも小さい場合、下記のいずれか一方のモードが採用される：
(4b4-1)回路３ａ，３ｂのいずれにおいてもリアクトルＬ１，Ｌ２に流れる電流ＩＬ１，ＩＬ２の電流モードに臨界モードを採用する（臨界（２相）モード）；
(4b4-2)回路３ａ，３ｂのいずれか一方のスイッチ素子Ｓ１（あるいはスイッチ素子Ｓ２）を非導通にして、他方のリアクトルＬ２（あるいはリアクトルＬ１）に流れる電流ＩＬ２（あるいは電流ＩＬ１）の電流モードに連続モードを採用する（連続（１相）モード）。
(4b4-1)回路３ａ，３ｂのいずれにおいてもリアクトルＬ１，Ｌ２に流れる電流ＩＬ１，ＩＬ２の電流モードに臨界モードを採用する（臨界（２相）モード）；
(4b4-2)回路３ａ，３ｂのいずれか一方のスイッチ素子Ｓ１（あるいはスイッチ素子Ｓ２）を非導通にして、他方のリアクトルＬ２（あるいはリアクトルＬ１）に流れる電流ＩＬ２（あるいは電流ＩＬ１）の電流モードに連続モードを採用する（連続（１相）モード）。
(4b5)負荷４の消費電力が閾値Ｐ６４（あるいは閾値Ｐ６５、あるいは閾値Ｐ６６）よりも大きい場合、回路３ａ，３ｂのいずれにおいてもリアクトルＬ１，Ｌ２に流れる電流ＩＬ１，ＩＬ２の電流モードに連続モードを採用する（臨界（２相）モード）。
上記(4b4)が更に(4b4-1)，(4b4-2)に区分されるのは、連続モード（１相）と連続モード（２相）との間での順序が、臨界モードのスイッチング周波数によっては、入れ替わる場合があるからである。
Ｐ１，Ｐ２ 入力端
Ｐ３，Ｐ４ 出力端
ＬＬ，ＬＨ１，ＬＨ２ 電源線
３ａ，３ｂ 回路
Ｄ１１，Ｄ２１ ダイオード
Ｓ１，Ｓ２ スイッチ素子
Ｐ１１〜Ｐ１６，Ｐ２１〜Ｐ２６，Ｐ３１〜Ｐ３６，Ｐ４１〜Ｐ４６，Ｐ６１〜Ｐ６６ 閾値
Ｐ３，Ｐ４ 出力端
ＬＬ，ＬＨ１，ＬＨ２ 電源線
３ａ，３ｂ 回路
Ｄ１１，Ｄ２１ ダイオード
Ｓ１，Ｓ２ スイッチ素子
Ｐ１１〜Ｐ１６，Ｐ２１〜Ｐ２６，Ｐ３１〜Ｐ３６，Ｐ４１〜Ｐ４６，Ｐ６１〜Ｐ６６ 閾値
Claims (4)
- スイッチング電源回路を制御する方法であって、
前記スイッチング電源回路は、
第１および第２の入力端（Ｐ１，Ｐ２）と、
コンデンサ（Ｃ１）と負荷（４）とが接続される、第１および第２の出力端（Ｐ３，Ｐ４）と、
前記第２の入力端及び前記第２の出力端を接続する第２の電源線（ＬＬ）と、
少なくとも一つの回路（３ａ，３ｂ）と
を備え、
前記回路の各々が、
前記第１の入力端と前記第１の出力端とを接続する第１の電源線（ＬＨ１，ＬＨ２）と、
前記第１の電源線上に設けられるリアクトル（Ｌ１，Ｌ２）と、
前記第１の電源線上で前記リアクトルと直列に接続され、アノードを前記リアクトル側に向けて配置されるダイオード（Ｄ１１，Ｄ２１）と、
前記リアクトルと前記ダイオードとの間の点と、前記第２の電源線との間に設けられるスイッチ素子（Ｓ１，Ｓ２）と
を有し、
前記負荷の消費電力が第１の閾値（Ｐ１１；Ｐ１２；Ｐ１３；Ｐ１４；Ｐ１５；Ｐ１６；Ｐ２１；Ｐ２２）よりも小さいときには、前記回路のいずれにおいても前記スイッチ素子を非導通にして、全ての前記回路から前記負荷へと電力を供給し、
前記負荷の前記消費電力が前記第１の閾値よりも大きいときには前記回路の少なくともいずれか一つの前記スイッチ素子を間欠的に導通させて、全ての前記回路から前記負荷へと電力を供給し、
第２の閾値（Ｐ２１；Ｐ２２；Ｐ２３）は前記第１の閾値（Ｐ１１；Ｐ１２；Ｐ１３）よりも大きく、第３の閾値（Ｐ３１；Ｐ３２；Ｐ３３）は前記第２の閾値よりも大きく、
前記負荷の前記消費電力が、前記第１の閾値よりも大きく前記第２の閾値よりも小さいときには前記リアクトルに流れる電流モードに不連続モードが採用され、
前記負荷の前記消費電力が、前記第２の閾値よりも大きく前記第３の閾値よりも小さいときには前記電流モードに臨界モードが採用され、
前記負荷の前記消費電力が、前記第３の閾値よりも大きいときには前記電流モードに連続モードが採用される、スイッチング電源回路制御方法。 - スイッチング電源回路を制御する方法であって、
前記スイッチング電源回路は、
第１および第２の入力端（Ｐ１，Ｐ２）と、
コンデンサ（Ｃ１）と負荷（４）とが接続される、第１および第２の出力端（Ｐ３，Ｐ４）と、
前記第２の入力端及び前記第２の出力端を接続する第２の電源線（ＬＬ）と、
少なくとも一つの回路（３ａ，３ｂ）と
を備え、
前記回路の各々が、
前記第１の入力端と前記第１の出力端とを接続する第１の電源線（ＬＨ１，ＬＨ２）と、
前記第１の電源線上に設けられるリアクトル（Ｌ１，Ｌ２）と、
前記第１の電源線上で前記リアクトルと直列に接続され、アノードを前記リアクトル側に向けて配置されるダイオード（Ｄ１１，Ｄ２１）と、
前記リアクトルと前記ダイオードとの間の点と、前記第２の電源線との間に設けられるスイッチ素子（Ｓ１，Ｓ２）と
を有し、
前記負荷の消費電力が第１の閾値（Ｐ１１；Ｐ１２；Ｐ１３；Ｐ１４；Ｐ１５；Ｐ１６；Ｐ２１；Ｐ２２）よりも小さいときには、前記回路のいずれにおいても前記スイッチ素子を非導通にして、全ての前記回路から前記負荷へと電力を供給し、
前記負荷の前記消費電力が前記第１の閾値よりも大きいときには前記回路の少なくともいずれか一つの前記スイッチ素子を間欠的に導通させて、全ての前記回路から前記負荷へと電力を供給し、
第２の閾値（Ｐ２１；Ｐ２２；Ｐ２３）は前記第１の閾値（Ｐ１１；Ｐ１２；Ｐ１３）よりも大きく、
前記負荷の前記消費電力が、前記第１の閾値よりも大きく前記第２の閾値よりも小さいときには前記リアクトルに流れる電流モードに不連続モードが採用され、
前記負荷の前記消費電力が、前記第２の閾値よりも大きいときには前記電流モードに臨界モードが採用される、スイッチング電源回路制御方法。 - スイッチング電源回路を制御する方法であって、
前記スイッチング電源回路は、
第１および第２の入力端（Ｐ１，Ｐ２）と、
コンデンサ（Ｃ１）と負荷（４）とが接続される、第１および第２の出力端（Ｐ３，Ｐ４）と、
前記第２の入力端及び前記第２の出力端を接続する第２の電源線（ＬＬ）と、
少なくとも一つの回路（３ａ，３ｂ）と
を備え、
前記回路の各々が、
前記第１の入力端と前記第１の出力端とを接続する第１の電源線（ＬＨ１，ＬＨ２）と、
前記第１の電源線上に設けられるリアクトル（Ｌ１，Ｌ２）と、
前記第１の電源線上で前記リアクトルと直列に接続され、アノードを前記リアクトル側に向けて配置されるダイオード（Ｄ１１，Ｄ２１）と、
前記リアクトルと前記ダイオードとの間の点と、前記第２の電源線との間に設けられるスイッチ素子（Ｓ１，Ｓ２）と
を有し、
前記負荷の消費電力が第１の閾値（Ｐ１１；Ｐ１２；Ｐ１３；Ｐ１４；Ｐ１５；Ｐ１６；Ｐ２１；Ｐ２２）よりも小さいときには、前記回路のいずれにおいても前記スイッチ素子を非導通にして、全ての前記回路から前記負荷へと電力を供給し、
前記負荷の前記消費電力が前記第１の閾値よりも大きいときには前記回路の少なくともいずれか一つの前記スイッチ素子を間欠的に導通させて、全ての前記回路から前記負荷へと電力を供給し、
第２の閾値（Ｐ３１；Ｐ３２；Ｐ３３）は前記第１の閾値（Ｐ２１；Ｐ２２；Ｐ２３）よりも大きく、
前記負荷の前記消費電力が、前記第１の閾値よりも大きく前記第２の閾値よりも小さいときには前記リアクトルに流れる電流モードに臨界モードが採用され、
前記負荷の前記消費電力が、前記第２の閾値よりも大きいときには前記電流モードに連続モードが採用される、スイッチング電源回路制御方法。 - スイッチング電源回路を制御する方法であって、
前記スイッチング電源回路は、
第１および第２の入力端（Ｐ１，Ｐ２）と、
コンデンサ（Ｃ１）と負荷（４）とが接続される、第１および第２の出力端（Ｐ３，Ｐ４）と、
前記第２の入力端及び前記第２の出力端を接続する第２の電源線（ＬＬ）と、
少なくとも一つの回路（３ａ，３ｂ）と
を備え、
前記回路の各々が、
前記第１の入力端と前記第１の出力端とを接続する第１の電源線（ＬＨ１，ＬＨ２）と、
前記第１の電源線上に設けられるリアクトル（Ｌ１，Ｌ２）と、
前記第１の電源線上で前記リアクトルと直列に接続され、アノードを前記リアクトル側に向けて配置されるダイオード（Ｄ１１，Ｄ２１）と、
前記リアクトルと前記ダイオードとの間の点と、前記第２の電源線との間に設けられるスイッチ素子（Ｓ１，Ｓ２）と
を有し、
前記負荷の消費電力が第１の閾値（Ｐ１１；Ｐ１２；Ｐ１３；Ｐ１４；Ｐ１５；Ｐ１６；Ｐ２１；Ｐ２２）よりも小さいときには、前記回路のいずれにおいても前記スイッチ素子を非導通にして、全ての前記回路から前記負荷へと電力を供給し、
前記負荷の前記消費電力が前記第１の閾値よりも大きいときには前記回路の少なくともいずれか一つの前記スイッチ素子を間欠的に導通させて、全ての前記回路から前記負荷へと電力を供給し、
第２の閾値（Ｐ３１；Ｐ３２；Ｐ３３）は前記第１の閾値（Ｐ１１；Ｐ１２；Ｐ１３）よりも大きく、
前記負荷の前記消費電力が、前記第１の閾値よりも大きく前記第２の閾値よりも小さいときには前記リアクトルに流れる電流モードに不連続モードが採用され、
前記負荷の前記消費電力が、前記第２の閾値よりも大きいときには前記電流モードに連続モードが採用される、スイッチング電源回路制御方法。
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