CN104767410A - 一种用于单相并网逆变器的电流预测控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于单相并网逆变器的电流预测控制方法，先根据(n-1)T_S阶段的第一电感L₁电流i_L1(n-1)和第一开关管S1的占空比D₁(n-1)对nT_S阶段的第一电感L₁电流i_L1(n)预测，再根据第一电感L₁电流的给定i_L1ref(n)计算nT_S阶段第一开关管S1的占空比D₁(n)，最后通过中值处理方法计算第一开关管S1的占空比D_S1(n)，并对应计算其他三个开关管的占空比，分别产生经过中值处理后得到的四个占空比的PWM波来控制四个开关管。本发明方法能够很好抑制电流控制中采样点与平均值间的差异造成的并网电流非开关周期次谐波，且使并网电流与给定电流能够快速准确跟踪，在控制系统快速性和稳定性上具有综合比较优势。

Description

一种用于单相并网逆变器的电流预测控制方法

技术领域

本发明属于并网电流控制技术领域，具体涉及一种用于单相并网逆变器的电流预测控制方法。

背景技术

随着全球环境污染问题和化石能源危机的不断加剧，清洁、可再生能源的利用得到了广泛关注与发展。风力、光伏等非水电可再生能源发电技术已成为世界各国争相发展的热点，而新能源发电并网的核心是并网逆变器，随着电力电子技术以及现代控制理论的发展，各种针对单相并网逆变器的控制策略被相继提出，并且得到了深入的发展与广泛的应用。

目前，应用于并网逆变器的电流控制策略主要有以下三种：滞环控制、比例-积分(proportion integral，PI)控制和电流预测控制等。其中，滞环控制方法简单并具有良好的鲁棒性，但电流谐波较大，且开关频率的不固定导致损耗过高；比例-积分控制方法技术成熟、应用广泛，但并网电流与电压存在相位差，在电流较小时相位差比较严重，导致逆变器输出功率因数较低等问题；电流预测控制属于线性控制方法的范畴，通过预测下一个开关周期开始时刻的参考电流，与实际输出电流得到电流误差，根据电流误差预测出下一时刻的输出电压的估计值，从而对逆变器进行控制，其局限性在于输出电压表达式中包含n-1、n-2时刻的输出电压项、电流误差项，迭代运算较多，不能直接应用于数字信号处理器中，需要进一步预估理想输出电压，其快速性能和稳态性能不够高，且存在电流非开关周期次谐波污染问题。

发明内容

本发明的目的是提供一种用于单相并网逆变器的电流预测控制方法，解决了现有技术中存在的并网电流非开关周期次谐波、且控制系统快速性和稳定性的综合性能低的问题。

本发明所采用的技术方案是，一种用于单相并网逆变器的电流预测控制方法，具体按照以下步骤实施：

步骤1、在单相并网逆变器的电路中的(n-1)T_S时刻采样中断，得到(n-1)T_S时刻的第一电感L₁电流值i_L1(n-1)、输入直流电压值V_dc、输出交流电压值V_g、(n-1)T_S周期内第一开关管S1的占空比D₁(n-1)，

其中，T_S为开关周期；

步骤2、通过公式(1)计算nT_S时刻的第一电感L₁电流预测值

${\hat{i}}_{L1}\left(n\right)=i_{L1}(n-1)+\frac{T_s}{L_1}[2V_{\mathrm{dc}}\·D_1(n-1)-(V_{\mathrm{dc}}+V_g)]---\left(1\right)$

其中，L₁为第一电感L₁的电感值；

步骤3、判断是否成立，如果成立，则nT_S周期内第一开关管S1的占空比D_S1(n)、第四开关管S4的占空比D_S4(n)为D_S1(n)＝D_S4(n)＝1，nT_S周期内第二开关管S2的占空比D_S2(n)、第三开关管S3的占空比D_S3(n)与第一开关管S1、第四开关管S4的占空比互补为D_S2(n)＝D_S3(n)＝0，转到步骤7；如果不成立，则转到步骤4；

其中，i_L1ref(n)为nT_S时刻第一电感L₁上的电流给定值；

步骤4、判断是否成立，如果成立，则nT_S周期内第一开关管S1的占空比D_S1(n)、第四开关管S4的占空比D_S4(n)为D_S1(n)＝D_S4(n)＝0，nT_S周期内第二开关管S2的占空比D_S2(n)、第三开关管S3的占空比D_S3(n)为D_S2(n)＝D_S3(n)＝1，转到步骤7；如果不成立，则转到步骤5；

步骤5、将nT_S时刻第一电感L₁上的电流给定值i_L1ref(n)赋值给nT_S周期内第一电感L₁电流的平均值即：

${\stackrel{\‾}{i}}_{L1}\left(n\right)=i_{L1\mathrm{ref}}\left(n\right)---\left(2\right)$

通过公式(1)中得到的第一电感L₁电流预测值计算nT_S周期内第一开关管S1的占空比D₁(n)为：

$D_1\left(n\right)=1-\sqrt{1-(\frac{(V_{\mathrm{dc}}+V_g)}{2V_{\mathrm{dc}}}+\frac{L_1[{\stackrel{\‾}{i}}_{L1}\left(n\right)-{\hat{i}}_{L1}\left(n\right)]}{T_s{V}_{\mathrm{dc}}})}---\left(3\right)$

步骤6、根据公式(4)计算经过中值处理后的第一开关管S1的占空比D_S1(n)：

$D_{S1}\left(n\right)=\frac{D_1\left(n\right)+D_2\left(n\right)}{2}---\left(4\right)$

其中，为nT_S周期内稳态时第一开关管S1的占空比；

经过中值处理后的第四开关管S4的占空比D_S4(n)＝D_S1(n)；

经过中值处理后的第二开关管S2的占空比、第三开关管S3的占空比D_S2(n)＝D_S3(n)＝1-D_S1(n)；

步骤7、产生占空比为D_S1(n)的PWM波来控制第一开关管S1，产生占空比为D_S2(n)的PWM波来控制第二开关管S2，产生占空比为D_S3(n)的PWM波来控制第三开关管S3，产生占空比为D_S4(n)的PWM波来控制第四开关管S4。

本发明的特点还在于，

得到步骤5中公式(3)的具体过程为：

nT_S周期内，nT_S时刻的第一电感L₁电流i_L1(n)增加到第一电感L₁电流在nT_S阶段内峰值的增量Δi_L1+(n)为：

$\mathrm{\Δ}{i}_{L1+}\left(n\right)=\frac{1}{L_1}(V_{\mathrm{dc}}-V_g)\·D_1\left(n\right)\·T_s---\left(5\right)$

nT_S时刻的第一电感L₁电流i_L1(n)增加到第一电感L₁电流在nT_S阶段内峰值的平均值为为：

${\stackrel{\‾}{i}}_{L1+}\left(n\right)=i_{L1}\left(n\right)+\frac{1}{2L_1}(V_{\mathrm{dc}}-V_g)\·D_1\left(n\right)\·T_s---\left(6\right)$

第一电感L₁电流在nT_S阶段内峰值减小到(n+1)T_S时刻的第一电感L₁电流i_L1(n+1)的变化量Δi_L1-(n)为：

$\mathrm{\Δ}{i}_{L1-}\left(n\right)=\frac{1}{L_1}(V_{\mathrm{dc}}+V_g)\·[D_1\left(n\right)-1]\·T_s---\left(7\right)$

第一电感L₁电流在nT_S阶段内峰值减小到(n+1)T_S时刻的第一电感L₁电流i_L1(n+1)的平均值为：

${\stackrel{\‾}{i}}_{L1-}\left(n\right)=i_{L1}\left(n\right)+\mathrm{\Δ}{i}_{L1+}\left(n\right)+\frac{\mathrm{\Δ}{i}_{L1-}\left(n\right)}{2}---\left(8\right)$

将公式(5)、(7)代入公式(8)整理得：

${\stackrel{\‾}{i}}_{L1-}\left(n\right)=i_{L1}\left(n\right)+\frac{T_s}{2L_1}[(3V_{\mathrm{dc}}-V_g)D_1\left(n\right)-(V_{\mathrm{dc}}+V_g)]---\left(9\right)$

第一电感L₁电流在nT_S阶段内的平均值为：

${\stackrel{\‾}{i}}_{L1}\left(n\right)={\stackrel{\‾}{i}}_{L1+}\left(n\right)\·D_1\left(n\right)+{\stackrel{\‾}{i}}_{L1-}\left(n\right)\·[1-D_1\left(n\right)]---\left(10\right)$

将公式(6)、(9)代入公式(10)整理得：

${D^2}_1\left(n\right)-2D_1\left(n\right)+\frac{(V_{\mathrm{dc}}+V_g)}{2V_{\mathrm{dc}}}+\frac{L_1[{\stackrel{\‾}{i}}_{L1}\left(n\right)-i_{L1}\left(n\right)]}{T_s{V}_{\mathrm{dc}}}=0$

保证式(11)中D₁(n)有实数解，且D₁(n)∈[0，1]，得到如下关系式：

$i_{L1}\left(n\right)+\frac{T_s}{2L_1}(V_{\mathrm{dc}}-V_g)\≥{\stackrel{\‾}{i}}_{L1}\left(n\right)\≥i_{L1}\left(n\right)-\frac{T_s}{2L_1}(V_{\mathrm{dc}}+V_g)---\left(12\right)$

在式(12)的条件下，根据式(11)得到D₁(n)在nT_S阶段的值，解即为：

$D_1\left(n\right)=1-\sqrt{1-(\frac{(V_{\mathrm{dc}}+V_g)}{2V_{\mathrm{dc}}}+\frac{L_1[{\stackrel{\‾}{i}}_{L1}\left(n\right)-i_{L1}\left(n\right)]}{T_s{V}_{\mathrm{dc}}})}---\left(13\right).$

步骤1单相并网逆变器的电路包括输入直流电压V_dc，输入直流电压V_dc的正极分别连接有第一开关管S1的集电极、第三开关管S3的集电极，输入直流电压V_dc的负极分别连接有第二开关管S2的发射极、第四开关管S4的发射极，第一开关管S1的发射极分别连接第二开关管S2的集电极、第一电感L₁的一端，第一电感L₁的另一端连接输出交流电压V_g的一端，输出交流电压V_g的另一端与第二电感L₂的一端连接，第二电感L₂的另一端的分别连接第三开关管S3的发射极、第四开关管S4的集电极。

第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4均为携带反并联二极管或具有反并联二极管特性的可关断功率开关器件。

本发明的有益效果是：

①本发明用于单相并网逆变器的电流预测控制方法，并网电流预测控制算法简便、清晰，易于数字化实现；②本发明用于单相并网逆变器的电流预测控制方法，抑制由于采样误差引入至控制进而带来的并网电流非开关周期次谐波污染问题；③本发明用于单相并网逆变器的电流预测控制方法，并网电流与给定电流能够快速准确跟踪，在控制系统快速性和稳定性上具有综合比较优势。

附图说明

图1是本发明单相并网逆变器的电路图；

图2是图1中第一电感L₁的电流波形和四个开关管的驱动脉冲图；

图3是本发明用于单相并网逆变器的电流预测控制方法的流程图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。

如图1所示为单相并网逆变器的电路原理图，包括输入直流电压V_dc，输入直流电压V_dc的正极分别连接有第一开关管S1的集电极、第三开关管S3的集电极，输入直流电压V_dc的负极分别连接有第二开关管S2的发射极、第四开关管S4的发射极，第一开关管S1的发射极分别连接第二开关管S2的集电极、第一电感L₁的一端，第一电感L₁的另一端连接输出交流电压V_g的一端，输出交流电压V_g的另一端与第二电感L₂(第二电感L₂的电感值远小于第一电感L₁的电感值，即L₂＜＜L₁，第二电感L₂的作用是：抑制逆变器输出的共模电压)的一端连接，第二电感L₂的另一端的分别连接第三开关管S3的发射极、第四开关管S4的集电极。

其中，第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4均为携带反并联二极管或具有反并联二极管特性的可关断功率开关器件。

图2(a)为图1中第一电感L₁的电流图，i_L1(n-1)、i_L1(n)、i_L1(n+1)分别为(n-1)T_S、nT_S、(n+1)T_S(T_S为开关周期)时刻第一电感L₁的电流采样值，图2(b)为图1中第一开关管S1、第四开关管S4的驱动脉冲，(n-1)T_S阶段的第一开关管S1、第四开关管S4的驱动信号为D₁(n-1)T_S，nT_S阶段的第一开关管S1、第四开关管S4的驱动信号为D₁(n)T_S，图2(c)为图1中第二开关管S2、第三开关管S3的驱动脉冲，第二开关管S2、第三开关管S3的驱动脉冲与第一开关管S1、第四开关管S4的驱动脉冲互补。

nT_S周期内，nT_S时刻的第一电感L₁电流i_L1(n)增加到第一电感L₁电流在nT_S阶段内峰值的增量Δi_L1+(n)为：

$\mathrm{\Δ}{i}_{L1+}\left(n\right)=\frac{1}{L_1}(V_{\mathrm{dc}}-V_g)\·D_1\left(n\right)\·T_s---\left(5\right)$

nT_S时刻的第一电感L₁电流i_L1(n)增加到第一电感L₁电流在nT_S阶段内峰值的平均值为为：

${\stackrel{\‾}{i}}_{L1+}\left(n\right)=i_{L1}\left(n\right)+\frac{1}{2L_1}(V_{\mathrm{dc}}-V_g)\·D_1\left(n\right)\·T_s---\left(6\right)$

第一电感L₁电流在nT_S阶段内峰值减小到(n+1)T_S时刻的第一电感L₁电流i_L1(n+1)的变化量Δi_L1-(n)为：

$\mathrm{\Δ}{i}_{L1-}\left(n\right)=\frac{1}{L_1}(V_{\mathrm{dc}}+V_g)\·[D_1\left(n\right)-1]\·T_s---\left(7\right)$

第一电感L₁电流在nT_S阶段内峰值减小到(n+1)T_S时刻的第一电感L₁电流i_L1(n+1)的平均值为：

${\stackrel{\‾}{i}}_{L1-}\left(n\right)=i_{L1}\left(n\right)+\mathrm{\Δ}{i}_{L1+}\left(n\right)+\frac{\mathrm{\Δ}{i}_{L1-}\left(n\right)}{2}---\left(8\right)$

将公式(5)、(7)代入公式(8)整理得：

${\stackrel{\‾}{i}}_{L1-}\left(n\right)=i_{L1}\left(n\right)+\frac{T_s}{2L_1}[(3V_{\mathrm{dc}}-V_g)D_1\left(n\right)-(V_{\mathrm{dc}}+V_g)]---\left(9\right)$

第一电感L₁电流在nT_S阶段内的平均值为：

${\stackrel{\‾}{i}}_{L1}\left(n\right)={\stackrel{\‾}{i}}_{L1+}\left(n\right)\·D_1\left(n\right)+{\stackrel{\‾}{i}}_{L1-}\left(n\right)\·[1-D_1\left(n\right)]---\left(10\right)$

将公式(6)、(9)代入公式(10)整理得：

${D^2}_1\left(n\right)-2D_1\left(n\right)+\frac{(V_{\mathrm{dc}}+V_g)}{2V_{\mathrm{dc}}}+\frac{L_1[{\stackrel{\‾}{i}}_{L1}\left(n\right)-i_{L1}\left(n\right)]}{T_s{V}_{\mathrm{dc}}}=0$

保证式(11)中D₁(n)有实数解，且D₁(n)∈[0，1]，得到如下关系式：

$i_{L1}\left(n\right)+\frac{T_s}{2L_1}(V_{\mathrm{dc}}-V_g)\≥{\stackrel{\‾}{i}}_{L1}\left(n\right)\≥i_{L1}\left(n\right)-\frac{T_s}{2L_1}(V_{\mathrm{dc}}+V_g)---\left(12\right)$

在式(12)的条件下，根据式(11)得到D₁(n)在nT_S阶段的值，解即为：

$D_1\left(n\right)=1-\sqrt{1-(\frac{(V_{\mathrm{dc}}+V_g)}{2V_{\mathrm{dc}}}+\frac{L_1[{\stackrel{\‾}{i}}_{L1}\left(n\right)-i_{L1}\left(n\right)]}{T_s{V}_{\mathrm{dc}}})}---\left(13\right).$

如图3所示，一种用于单相并网逆变器的电流预测控制方法，具体按照以下步骤实施：

步骤1、在单相并网逆变器的电路中的(n-1)T_S时刻采样中断，得到(n-1)T_S时刻的第一电感L₁电流值i_L1(n-1)、输入直流电压值V_dc、输出交流电压值V_g、(n-1)T_S周期内第一开关管S1的占空比D₁(n-1)，

步骤2、从图2中可以看出i_L1(n+1)＝i_L1(n)+Δi_L1+(n)+Δi_L1-(n)，将公式(5)公式(7)代入，得： $i_{L1}(n+1)=i_{L1}\left(n\right)+\frac{T_s}{L_1}[2V_{\mathrm{dc}}\·D_1\left(n\right)-(V_{\mathrm{dc}}+V_d)],$ 从而可以通过公式(1)计算nT_S时刻的第一电感L₁电流预测值

${\hat{i}}_{L1}\left(n\right)=i_{L1}(n-1)+\frac{T_s}{L_1}[2V_{\mathrm{dc}}\·D_1(n-1)-(V_{\mathrm{dc}}+V_g)]---\left(1\right)$

其中，L₁为第一电感L₁的电感值；

步骤3、判断是否成立，如果成立，则nT_S周期内第一开关管S1的占空比D_S1(n)、第四开关管S4的占空比D_S4(n)为D_S1(n)＝D_S4(n)＝1，nT_S周期内第二开关管S2的占空比D_S2(n)、第三开关管S3的占空比D_S3(n)与第一开关管S1、第四开关管S4的占空比互补为D_S2(n)＝D_S3(n)＝0，转到步骤7；如果不成立，则转到步骤4；

其中，i_L1ref(n)为nT_S时刻第一电感L₁上的电流给定值；

步骤4、判断是否成立，如果成立，则nT_S周期内第一开关管S1的占空比D_S1(n)、第四开关管S4的占空比D_S4(n)为D_S1(n)＝D_S4(n)＝0，nT_S周期内第二开关管S2的占空比D_S2(n)、第三开关管S3的占空比D_S3(n)为D_S2(n)＝D_S3(n)＝1，转到步骤7；如果不成立，则转到步骤5；

步骤5、将nT_S时刻第一电感L₁上的电流给定值i_L1ref(n)赋值给nT_S周期内第一电感L₁电流的平均值即：

${\stackrel{\‾}{i}}_{L1}\left(n\right)=i_{L1\mathrm{ref}}\left(n\right)---\left(2\right)$

通过公式(1)中得到的第一电感L₁电流预测值代入公式(13)计算nT_S周期内第一开关管S1的占空比D₁(n)为：

$D_1\left(n\right)=1-\sqrt{1-(\frac{(V_{\mathrm{dc}}+V_g)}{2V_{\mathrm{dc}}}+\frac{L_1[{\stackrel{\‾}{i}}_{L1}\left(n\right)-{\hat{i}}_{L1}\left(n\right)]}{T_s{V}_{\mathrm{dc}}})}---\left(3\right)$

步骤6、由于并联电感电流是正、负正弦变化的一个值，通过式(3)预测得到的第一开关管S1占空比D₁(n)作为驱动第一开关管S1的占空比，得到的电感电流瞬时值存在阶段性的跳变，与给定的平均值存在一定的差值，固不能直接驱动第一开关管S1，需要通过收敛运算，具体为：

当Δi_L1+(n)＝-Δi_L1-(n)时，可以保证i_L1(n)和i_L1(n+1)在nT_S阶段内是相等的，此条件可以得到nT_S周期内稳态时第一开关管S1的占空比D₂(n)为：

$D_2\left(n\right)=\frac{V_{\mathrm{dc}}+V_g}{2V_{\mathrm{dc}}},$

实际上，i_L1(n)和i_L1(n+1)是不相等的，通过收敛运算即根据公式(4)计算经过中值处理后的第一开关管S1的占空比D_S1(n)：

$D_{S1}\left(n\right)=\frac{D_1\left(n\right)+D_2\left(n\right)}{2}---\left(4\right)$

经过中值处理后的第四开关管S4的占空比D_S4(n)＝D_S1(n)；

经过中值处理后的第二开关管S2的占空比、第三开关管S3的占空比D_S2(n)＝D_S3(n)＝1-D_S1(n)；

步骤7、产生占空比为D_S1(n)的PWM波来控制第一开关管S1，产生占空比为D_S2(n)的PWM波来控制第二开关管S2，产生占空比为D_S3(n)的PWM波来控制第三开关管S3，产生占空比为D_S4(n)的PWM波来控制第四开关管S4。这样使得并网电流对给定电流得到很好的跟踪，同时减小了其造成的谐波。

i_L1(n-1)、i_L1(n)、i_L1(n+1)分别为(n-1)T_S、nT_S、(n+1)T_S(T_S为开关周期)时刻第一电感L₁的电流采样值(即：在每个周期开始阶段对并网电流进行采样)，该方法算法简便、清晰，易于数字化实现。

同时，由于对电感电流采用准确，这样通过公式(1)计算nT_S时刻的电感L₁电流预测值的误差较小，使电感L₁电流预测值与稳态电流值的稳态误差较小，从而抑制由于采样误差引入至控制进而带来的并网电流非开关周期次谐波污染问题。

通过公式(1)中得到的第一电感L₁电流预测值代入公式(3)计算nT_S周期内第一开关管S1的占空比D₁(n)和通过收敛运算公式(4)经过中值处理后的第一开关管S1的占空比D_S1(n)的过程，直接利用电感L₁、电感电流i_L1(n)、电感电流阶段平均值i_L1(n)、直流电压V_dc、交流网侧电压V_g计算得出D₁(n)和收敛运算得到占空比D_S1(n)，使开关管控制占空比直接通过数学计算得出，从而使并网电流与给定电流能够快速准确跟踪，在控制系统快速性和稳定性上具有综合比较优势。

Claims (4)

1.一种用于单相并网逆变器的电流预测控制方法，其特征在于，具体按照以下步骤实施：

步骤1、在单相并网逆变器的电路中的(n-1)T_S时刻采样中断，得到(n-1)T_S时刻的第一电感L₁电流值i_L1(n-1)、输入直流电压值V_dc、输出交流电压值V_g、(n-1)T_S周期内第一开关管S1的占空比D₁(n-1)，

其中，T_S为开关周期；

步骤2、通过公式(1)计算nT_S时刻的第一电感L₁电流预测值

${\hat{i}}_{L1}\left(n\right)=i_{L1}(n-1)+\frac{T_s}{L_1}[{2V}_{\mathrm{dc}}{\·D}_1(n-1)-(V_{\mathrm{dc}}+V_g)]---\left(1\right)$

其中，L₁为第一电感L₁的电感值；

步骤3、判断 $i_{L1\mathrm{ref}}\left(n\right)\≥{\hat{i}}_{L1}\left(n\right)+\frac{T_s}{{2L}_1}(V_{\mathrm{dc}}-V_g)$ 是否成立，如果成立，则nT_S周期内第一开关管S1的占空比D_S1(n)、第四开关管S4的占空比D_S4(n)为D_S1(n)＝D_S4(n)＝1，nT_S周期内第二开关管S2的占空比D_S2(n)、第三开关管S3的占空比D_S3(n)与第一开关管S1、第四开关管S4的占空比互补为D_S2(n)＝D_S3(n)＝0，转到步骤7；如果不成立，则转到步骤4；

其中，i_L1ref(n)为nT_S时刻第一电感L₁上的电流给定值；

步骤4、判断 $i_{L1\mathrm{ref}}\left(n\right)\≤{\hat{i}}_{L1}\left(n\right)-\frac{T_s}{{2L}_1}(V_{\mathrm{dc}}+V_g)$ 是否成立，如果成立，则nT_S周期内第一开关管S1的占空比D_S1(n)、第四开关管S4的占空比D_S4(n)为D_S1(n)＝D_S4(n)＝0，nT_S周期内第二开关管S2的占空比D_S2(n)、第三开关管S3的占空比D_S3(n)为D_S2(n)＝D_S3(n)＝1，转到步骤7；如果不成立，则转到步骤5；

步骤5、将nT_S时刻第一电感L₁上的电流给定值i_L1ref(n)赋值给nT_S周期内第一电感L₁电流的平均值即：

${\stackrel{\‾}{i}}_{L1}\left(n\right)=i_{L1\mathrm{ref}}\left(n\right)---\left(2\right)$

通过公式(1)中得到的第一电感L₁电流预测值计算nT_S周期内第一开关管S1的占空比D₁(n)为：

$D_1\left(n\right)=1-\sqrt{1-(\frac{(V_{\mathrm{dc}}+V_g)}{{2V}_{\mathrm{dc}}}+\frac{L_1[{\stackrel{\‾}{i}}_{L1}\left(n\right)-{\hat{i}}_{L1}\left(n\right)]}{T_s{V}_{\mathrm{dc}}})}---\left(3\right)$

步骤6、根据公式(4)计算经过中值处理后的第一开关管S1的占空比D_S1(n)：

$D_{S1}\left(n\right)=\frac{D_1\left(n\right)+D_2\left(n\right)}{2}---\left(4\right)$

其中，为nT_S周期内稳态时第一开关管S1的占空比；

经过中值处理后的第四开关管S4的占空比D_S4(n)＝D_S1(n)；

经过中值处理后的第二开关管S2的占空比、第三开关管S3的占空比D_S2(n)＝D_S3(n)＝1-D_S1(n)；

步骤7、产生占空比为D_S1(n)的PWM波来控制第一开关管S1，产生占空比为D_S2(n)的PWM波来控制第二开关管S2，产生占空比为D_S3(n)的PWM波来控制第三开关管S3，产生占空比为D_S4(n)的PWM波来控制第四开关管S4。

2.根据权利要求1所述的一种用于单相并网逆变器的电流预测控制方法，其特征在于，得到所述步骤5中公式(3)的具体过程为：

nT_S周期内，nT_S时刻的第一电感L₁电流i_L1(n)增加到第一电感L₁电流在nT_S阶段内峰值的增量Δi_L1+(n)为：

${\mathrm{\Δi}}_{L1+}\left(n\right)=\frac{1}{L_1}(V_{\mathrm{dc}}-V_g)\·D_1\left(n\right)\·T_s---\left(5\right)$

nT_S时刻的第一电感L₁电流i_L1(n)增加到第一电感L₁电流在nT_S阶段内峰值的平均值为(n)为：

${\stackrel{\‾}{i}}_{L1+}\left(n\right)=i_{L1}\left(n\right)+\frac{1}{{2L}_1}(V_{\mathrm{dc}}-V_g)\·D_1\left(n\right)\·T_s---\left(6\right)$

第一电感L₁电流在nT_S阶段内峰值减小到(n+1)T_S时刻的第一电感L₁电流i_L1(n+1)的变化量Δi_L1-(n)为：

${\mathrm{\Δi}}_{L1-}\left(n\right)=\frac{1}{L_1}(V_{\mathrm{dc}}+V_g)\·[D_1\left(n\right)-1]\·T_s---\left(7\right)$

第一电感L₁电流在nT_S阶段内峰值减小到(n+1)T_S时刻的第一电感L₁电流i_L1(n+1)的平均值为：

${\stackrel{\‾}{i}}_{L1-}\left(n\right)=i_{L1}\left(n\right)+{\mathrm{\Δi}}_{L1+}\left(n\right)+\frac{{\mathrm{\Δi}}_{L1-}\left(n\right)}{2}---\left(8\right)$

将公式(5)、(7)代入公式(8)整理得：

${\stackrel{\‾}{i}}_{L1-}\left(n\right)=i_{L1}\left(n\right)+\frac{T_s}{{2L}_1}[({3V}_{\mathrm{dc}}-V_g)D_1\left(n\right)-(V_{\mathrm{dc}}+V_g)]---\left(9\right)$

第一电感L₁电流在nT_S阶段内的平均值为：

${\stackrel{\‾}{i}}_{L1}\left(n\right)={\stackrel{\‾}{i}}_{L1+}\left(n\right)\·D_1\left(n\right)+{\stackrel{\‾}{i}}_{L1-}\left(n\right)\·[1-D_1\left(n\right)]---\left(10\right)$

将公式(6)、(9)代入公式(10)整理得：

${D^2}_1\left(n\right)-{2D}_1\left(n\right)+\frac{(V_{\mathrm{dc}}+V_g)}{{2V}_{\mathrm{dc}}}+\frac{L_1[{\stackrel{\‾}{i}}_{L1}\left(n\right)-i_{L1}\left(n\right)]}{T_s{V}_{\mathrm{dc}}}=0---\left(11\right)$

保证式(11)中D₁(n)有实数解，且D₁(n)∈[0，1]，得到如下关系式：

$i_{L1}\left(n\right)+\frac{T_s}{{2L}_1}(V_{\mathrm{dc}}-V_g)\≥{\stackrel{\‾}{i}}_{L1}\left(n\right)\≥i_{L1}\left(n\right)-\frac{T_s}{{2L}_1}(V_{\mathrm{dc}}+V_g)---\left(12\right)$

在式(12)的条件下，根据式(11)得到D₁(n)在nT_S阶段的值，解即为：

$D_1\left(n\right)=1-\sqrt{1-(\frac{(V_{\mathrm{dc}}+V_g)}{{2V}_{\mathrm{dc}}}+\frac{L_1[{\stackrel{\‾}{i}}_{L1}\left(n\right)-i_{L1}\left(n\right)]}{T_s{V}_{\mathrm{dc}}})}---\left(13\right).$

3.根据权利要求1或2所述的一种用于单相并网逆变器的电流预测控制方法，其特征在于，所述步骤1单相并网逆变器的电路包括输入直流电压V_dc，输入直流电压V_dc的正极分别连接有第一开关管S1的集电极、第三开关管S3的集电极，输入直流电压V_dc的负极分别连接有第二开关管S2的发射极、第四开关管S4的发射极，第一开关管S1的发射极分别连接第二开关管S2的集电极、第一电感L₁的一端，第一电感L₁的另一端连接输出交流电压V_g的一端，输出交流电压V_g的另一端与第二电感L₂的一端连接，第二电感L₂的另一端的分别连接第三开关管S3的发射极、第四开关管S4的集电极。

4.根据权利要求3所述的一种用于单相并网逆变器的电流预测控制方法，其特征在于，所述第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4均为携带反并联二极管或具有反并联二极管特性的可关断功率开关器件。