CN104756381B - 功率转换装置 - Google Patents

Abstract

在不使开关元件大电容化的情况下就能扩大工作区域。设置了电流限制部(10)，该电流限制部(10)对开关元件(Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz)中流动的电流进行限制，以防超过规定的电流极限值(Imax)。并且设置了电流极限值控制部(8)，当开关元件产生的损耗在同一电流值下增大时该电流极限值控制部(8)就使电流极限值(Imax)减小，当损耗在同一电流值下减小时该电流极限值控制部(8)就使电流极限值(Imax)增大。

Description

功率转换装置

技术领域

本发明涉及一种具有开关元件的功率转换装置。

背景技术

在向空调机的电动压缩机等供电的功率转换装置(直交流转换电路)中，出于保护开关元件的目的，有时设置了保护机构以防止电流超过预先决定好的上限值(电流极限值)(参照例如专利文献1)。

专利文献1：日本公开特许公报特开2011－120471号公报

发明内容

－发明所要解决的技术问题－

若要扩大电动压缩机的工作区域，就需要增大开关元件的电流极限值。电流极限值大多是在考虑到开关元件的损耗为最大的这一工作条件的基础上决定的，因而为了增大电流极限值，就需要增大开关元件的电容，并需要使安装在开关元件上的冷却器(例如散热片)实现大型化。

然而，若增大开关元件的电容或者使冷却器实现大型化，就会导致功率转换装置的成本提高以及尺寸增大，因而并不是优选的。

本发明正是鉴于所述问题而完成的，其目的在于：在不使开关元件大电容化的情况下就能扩大工作区域。

－用以解决技术问题的技术方案－

为了解决上述问题，第一方面的发明涉及一种功率转换装置，其包括直交流转换电路4、开关控制部9以及电流限制部10，该直交流转换电路4具有多个开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz，该开关控制部9对所述开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz的开关动作进行控制，该电流限制部10对所述开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz中流动的电流进行限制，以防超过规定的电流极限值Imax，其特征在于：所述功率转换装置包括电流极限值控制部8，当所述开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz产生的损耗在同一电流值下增大时所述电流极限值控制部8就使所述电流极限值Imax减小，当所述损耗在同一电流值下减小时该电流极限值控制部8就使所述电流极限值Imax增大。

在该结构下，当开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz产生的损耗在同一电流值下增大时就使所述电流极限值Imax减小，当所述损耗在同一电流值下减小时就使所述电流极限值Imax增大。因此，在使电流极限值Imax增大了的区域就能够向负载(例如马达)供给更大的电流。

第二方面的发明是这样的，在第一方面的发明所涉及的功率转换装置中，其特征在于：所述开关控制部9对所述损耗在同一电流值下互不相同的多种开关控制模式进行适当的切换来控制所述开关动作，所述电流极限值控制部8根据所述开关控制模式的切换改变所述电流极限值Imax。

在该结构下，当同一电流值下的损耗由于开关控制模式的改变而改变时，在损耗更小的模式下就能够向负载供给更大的电流。

第三方面的发明是这样的，在第二方面的发明所涉及的功率转换装置中，其特征在于：所述开关控制模式包括进行过调制控制的模式，所述电流极限值控制部8使进行所述过调制控制的模式下的所述电流极限值Imax大于其它开关控制模式下的该电流极限值Imax。

根据该结构，在过调制控制模式下电流极限值Imax增大，从而能够向负载供给更大的电流。

第四方面的发明是这样的，在第二或第三方面的发明所涉及的功率转换装置中，其特征在于：所述直交流转换电路4构成为能够输出三相交流电，所述开关控制模式包括：对所述直交流转换电路4输出的三相进行了调制的三相调制模式、和仅对所述直交流转换电路4输出的两相进行了调制的二相调制模式，所述电流极限值控制部8使所述二相调制模式下的所述电流极限值Imax大于三相调制模式下的该电流极限值Imax。

根据该结构，在二相调制模式下电流极限值Imax增大，从而能够向负载供给更大的电流。

第五方面的发明是这样的，在第一至第四方面中的任一方面的发明所涉及的功率转换装置中，其特征在于：所述开关控制部9适当地改变载频fc来控制所述开关动作，载频fc越进一步降低，所述电流极限值控制部8就使所述电流极限值Imax越进一步增大。

在该结构下，当载频fc降低时电流极限值Imax就增大，从而能够向负载供给更大的电流。

第六方面的发明是这样的，在第一至第五方面中的任一方面的发明所涉及的功率转换装置中，其特征在于：向所述直交流转换电路4输入的输入电压越进一步降低，所述电流极限值控制部8就使所述电流极限值Imax越进一步增大。

在该结构下，当向直交流转换电路4输入的输入电压降低时电流极限值Imax就会增大，从而能够向负载供给更大的电流。

－发明的效果－

根据第一方面的发明，在不使开关元件大电容化的情况下就能扩大工作区域(所能输出的转矩的大小)。换言之，即便使用电容更小的开关元件也能获得所期望的转矩，从而能够使功率转换装置实现小型化。

根据第二方面至第五方面中的各个方面的发明，因为根据开关控制模式的变化情况来改变电流极限值，所以能够很容易地控制电流极限值。

根据第六方面的发明，例如当公用电源变化导致输入直交流转换电路的输入电压变化时，能够根据该输入电压的变化情况向负载供给电流。

附图说明

图1示出本发明的第一实施方式所涉及的功率转换装置的结构示例。

图2(A)是示出二相调制模式下开关波形(具体而言为相电压)随时间变化的图，图2(B)是示出过调制控制模式下开关波形随时间变化的图。

图3示出开关元件的电流波形、电压波形随时间变化之一例。

图4是示出转速与开关元件产生的损耗的关系、以及转速与电流相位的关系的图。

图5是示出马达的转速与电流极限值之间的关系的图。

图6是示出电流极限值控制部对电流极限值进行的控制动作的流程图。

图7是示出转速与马达转矩之间的关系的图。

图8示出三相调制模式的开关波形之一例。

图9是示出第二实施方式的功率转换装置所涉及的、转速与电流极限值之间的关系的图。

图10是示出第三实施方式的功率转换装置所涉及的、转速与电流极限值之间的关系的图。

图11示出本发明的第四实施方式所涉及的功率转换装置的结构示例。

图12是示出根据输入电压设定电流极限值的设定示例的图。

具体实施方式

下面，参照附图对本发明的实施方式进行说明。此外，以下实施方式是本质上优选的示例，并没有意图对本发明、其应用对象或其用途的范围加以限制。

(发明的第一实施方式)

图1示出本发明的第一实施方式所涉及的功率转换装置1的结构示例。功率转换装置1将输入交流电压(在该示例中是来自三相交流电源20的电源电压)转换成规定的输出交流电压(在该示例中为三相交流电压)后供给马达30。在该示例中，马达30例如为无刷直流马达，用于驱动设置在空调机的制冷剂回路中的压缩机。

〈整体结构〉

功率转换装置1包括：交直流转换电路2、直流链部3、直交流转换电路4、电流检测部5、控制部6、驱动电路7以及电流极限值控制部8。

〈交直流转换电路的结构〉

交直流转换电路2与交流电源20相连，对来自交流电源20的输入进行全波整流。在该示例中，交直流转换电路2包括桥式连结起来的六个二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6。

〈直流链部的结构〉

直流链部3具有与交直流转换电路2的输出节点并联的电容器3a，在接受交直流转换电路2的输出后生成直流链电压Vdc。此外，在直流链部3上并不一定非要连接电容器。

〈直交流转换电路的结构〉

直交流转换电路4的输入节点与电容器3a并联。直交流转换电路4借助开关动作将来自直流链部3的直流链电压Vdc转换成输出交流电压(在该示例中为三相交流电压)后供给马达30。此外，在本说明书中将施加在该直交流转换电路4的输入节点上的电压记作输入电压。

在该示例中，直交流转换电路4具有六个开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz和六个续流二极管Du、Dv、Dw、Dx、Dy、Dz，以将三相交流电压供给马达30。进一步具体而言，直交流转换电路4包括三个开关桥臂(switching leg)，每个开关桥臂由两个开关元件彼此串联而成，在三个开关桥臂的各个开关桥臂中，上臂开关元件Su、Sv、Sw与下臂开关元件Sx、Sy、Sz之间的中点分别与马达30的各相线圈(u相、v相、w相的线圈)中相对应的线圈连接。续流二极管Du、Dv、Dw、Dx、Dy、Dz分别反并联在开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz中相对应的一个开关元件上。

〈电流检测部的结构〉

电流检测部5是例如用电流互感器、所谓的分流电阻器构成的，对相电流进行检测。电流检测部5的检测值被输入到控制部6中。

〈控制部、驱动电路的结构〉

驱动电路7的输出G被输入到直交流转换电路4的各个开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz的控制端子(栅极)，并根据输出G对开、关进行控制。对驱动电路7的输出G的控制是由控制部6完成的。

控制部6由例如微型计算机和让该微型计算机工作的程序构成，并且包括开关控制部9和电流限制部10。

－开关控制部－

开关控制部9经由驱动电路7控制各个开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz的开关动作。此时，使各个开关桥臂中的上臂开关元件Su、Sv、Sw和下臂开关元件Sx、Sy、Sz互补地进行开关动作。也就是说，在各个开关桥臂中，当上臂开关元件Su、Sv、Sw处于接通状态时，下臂开关元件Sx、Sy、Sz就处于断开状态；当下臂开关元件Sx、Sy、Sz处于接通状态时，上臂开关元件Su、Sv、Sw就处于断开状态。

开关控制部9对多种开关控制模式进行适当的切换来控制所述开关动作。在本实施方式中，开关控制部9根据马达30的运转状态(具体而言是转速)对两种开关控制模式进行适当的切换。在该示例中，开关控制模式中的一种是所谓的二相调制模式，另一种开关控制模式是所谓的过调制控制模式。图2(A)是示出二相调制模式下开关波形(具体而言为相电压)随时间变化的图，图2(B)是示出过调制控制模式下开关波形随时间变化的图。

－二相调制模式－

二相调制模式是利用三相中的两相进行开关动作，并在一定期间内将剩余的一相固定为接通状态或断开状态中的任一状态的控制模式。在二相调制模式下进行开关动作以使载波周期内的平均电压成为所希望输出的电压。二相调制模式是一种在一定区间将一相的开关动作固定(设为输入直交流转换电路4的输入电压或者0V)，并用其它两相进行开关动作，由此将相间电压控制为正弦波的调制方式。此外，一般情况下利用相间电压对马达30进行控制。以图2所示的二相调制模式下，在正弦波顶部的60度区间将输出固定为输入电压，并在正弦波底部的60度区间将输出固定为0V的方式为例。此外，当图示的相进行开关动作时，其它两相中的任一相固定。

－过调制控制模式－

在过调制控制模式下，将直交流转换电路4的输出控制成在载波信号的一整个周期内不会出现全相都接通、或者全相都断开的模式(所谓的零矢量)的状态。图2所示的过调制控制模式下的开关波形成为经由过调制所能输出的最大矩形波的波形。对二相调制模式和过调制控制模式的开关波形加以比较可知：过调制控制模式下的开关次数比二相调制模式少。

－控制模式的切换－

在本实施方式中，根据马达30的转速切换开关控制模式。具体而言，在比规定转速低的速度区域选择二相调制模式，而在转速比所述规定转速高的速度区域选择过调制控制模式。在此，之所以根据转速对二相调制模式和过调制控制模式进行切换是因为假设了同一电流条件，且在该条件下直交流转换电路4的输出电压的增减取决于转速之故。过调制控制模式能够使直交流转换电路4的输出中的一次分量(亦称作基波分量)的振幅大于能由直流链电压Vdc产生的正弦波的最大振幅。也就是说，过调制控制模式是一种当需要更高转速时很有效的控制方法。

不过，因为直交流转换电路4的输出也有限度，所以利用过调制控制模式所能提高的转速是有限的，当想将转速提高到该界限以上时，在本实施方式中进行了电流相位控制。也就是说，在本实施方式中，在到达所述界限为止将电流相位β控制在一个定值(例如20°)上，而在那以后的转速区域，为了抵消马达30的磁通，便控制开关动作以使电流相位超前。也就是说，开关控制部9进行所谓的弱磁控制(flux weakening control)。

－电流限制部－

当相电流超过所给出的阈值(在下文中称作电流极限值Imax)时，电流限制部10就向开关控制部9输出规定的指令S。能够从电流限制部10的外部对电流极限值Imax进行设定、更新。在本实施方式中，后述的电流极限值控制部8为电流限制部10设定电流极限值Imax。

当指令S从电流限制部10输入到开关控制部9时，开关控制部9就控制开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz的开关动作，以使马达30的转速降低。进一步具体而言，对开关动作进行控制，以使输入到马达30中的交流电的频率降低。经由此，在直交流转换电路4中流动的电流值就会降低。假如即使马达30的转速减速，电流值也未降低时，就在到达已设定好的转速下限值的时刻使开关全部断开，由此来保护开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz即可。

〈电流极限值控制部的结构〉

电流极限值控制部8由微型计算机和让该微型计算机工作的程序构成。此外，电流极限值控制部8可以与控制部6共用同一台微型计算机，也可以为电流极限值控制部8单独设置一台微型计算机。

当开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz产生的损耗(换言之发热量)在同一电流值下增大时，电流极限值控制部8就使所述电流极限值减小，当所述损耗在同一电流值下减小时该电流极限值控制部8就使所述电流极限值增大。

在此，先对开关元件的损耗进行说明。图3示出开关元件的电流波形、电压波形随时间变化之一例。当处于接通状态时加在开关元件上的电压为0V，当处于断开状态时加在开关元件上的电压就成为输入电压。当处于接通状态时开关元件中流动的电流成为输出电流，当处于断开状态时该电流为0A。由于接通时流动的电流和开关元件的电阻而相应地产生了损耗，该损耗即为接通损耗。输出电流越大，接通损耗就越大，输入电压与该接通损耗没有关系。当使开关元件的状态从接通变为断开、或者从断开变为接通时，电压和电流便进行切换，此时所产生的损耗就是开关损耗。输出电流越大，开关损耗就越大；输入电压越大，开关损耗就越大。

在本实施方式中，如下文所述的那样，开关控制模式不同，在同一电流下产生的损耗也不同。因此，在本实施方式中，电流极限值控制部8就根据开关控制模式的切换情况改变电流极限值Imax。

图4是示出转速与开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz产生的损耗的关系、以及转速与电流相位β的关系的图。图4中所示的损耗是使电流恒定时的损耗。在该示例中，当转速在R1以下时，开关控制部9就选择二相调制模式，当转速是比R1高的转速时就选择过调制控制模式。转速在R2以上的区域中，使电流相位β超前，进行弱磁控制。此外，图4中的R3是电流相位β超前2°时的转速。

在图4的示例中，转速在R1以下的区域中产生的3800W的损耗在转速超过R1，选择了过调制控制模式后会逐渐降低，在转速R2时成为过调制控制模式下的最小损耗(在该示例中为2600W)。这正如通过比较过调制控制模式和二相调制模式的开关波形所知的那样，是由于过调制控制模式下的开关次数少于二相调制模式之故(参照图2)。也就是说，在过调制控制模式时，能够削减由于开关次数减少而减少的那部分开关损耗。这样一来，若开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz产生的损耗减少，则即便根据损耗的减少情况增大电流极限值Imax，也能将开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz的发热量抑制在一定量以下，从而能够让开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz在不产生破损的情况下工作。

因此，本实施方式的电流极限值控制部8在开关控制模式移到过调制控制模式以后，就使电流极限值Imax大于其它开关控制模式(在该示例中为二相调制模式)的电流极限值Imax。

电流极限值控制部8利用电流相位β信息来辨别现在的开关控制模式为何种模式。因此，电流相位β信息就被从控制部6输入到电流极限值控制部8中。如上所述，在移到过调制控制模式以后，不久就进行控制以使电流相位β超前。也就是说，如果监视电流相位β信息就能够知道是否已经移到过调制控制模式。而且，如果根据电流相位β信息判断是否已经移到过调制控制模式，就能够确保损耗可靠地下降。

〈电流极限值控制的动作情况〉

图5是示出马达30的转速与电流极限值Imax之间的关系的图。图5中的转速R1、R2及R3与图4相同。也就是说，R1是控制模式从二相调制模式切换到过调制控制模式时的速度，R2是使电流相位β超前的控制开始时的转速。

在该示例中，电流极限值控制部8在二相调制模式(转速≤R1)下将电流极限值Imax设定为第一电流极限值L1(参照图5)。第一电流极限值L1是根据二相调制模式下的损耗(在图4的示例中为3800W)决定的值(在该示例中设为435A)。

如上所述，电流极限值控制部8利用电流相位β信息判断现在的控制模式是否为过调制控制模式。在该示例中，移到过调制控制模式以后直到达到利用过调制控制模式所能驱动的最大转速为止，电流相位β都为20°。因此，当电流相位β超过20°的幅度在一定程度以上时，电流极限值控制部8就做出已移到过调制控制模式的判断。在本实施方式中，电流极限值控制部8根据电流相位β超前2°达到了22°的这一情况，就做出现在的控制模式为过调制控制模式的判断。当然，上述20°、2°这样的数值仅为示例而已，也能够采用其它数值。

当电流极限值控制部8做出控制模式已移到过调制控制模式的判断时，电流极限值控制部8就将电流极限值Imax设定为第二电流极限值L2(参照图5)。第二电流极限值L2是比第一电流极限值L1大的值，并且是根据在转速R2以上的速度区域的损耗(在图4的示例中为2600W)决定的值(在该示例中设为480A)。

图6是示出电流极限值控制部8对电流极限值Imax进行的控制动作的流程图。电流极限值控制部8例如周期性地执行该流程来更新电流极限值Imax。电流极限值控制部8当执行该流程时就会对电流相位β是否超过了规定值，具体而言对电流相位β是否超过了22°进行判断。当电流相位β未超过22°时，电流极限值控制部8就移向步骤S02的处理。在步骤S02中将电流极限值Imax设定为第一电流极限值L1。另一方面，在进行步骤S01的判断时电流相位β超过了22°的情况下，电流极限值控制部8就移向步骤S03的处理。在步骤S03中将电流极限值Imax设定为第二电流极限值L2。因为第二电流极限值L2是比第一电流极限值L1大的值，所以在转速超过R3的区域中就能够使更大的电流在直交流转换电路4中流动。

〈本实施方式的效果〉

图7是示出转速与马达30的转矩之间的关系的图。在图7中，用实线划出的线表示应用了本实施方式的电流极限值控制时的马达转矩，用虚线划出的线表示使电流极限值恒定时(为了便于说明称作现有示例)的马达转矩。在现有示例中，由于电流极限值恒定，因而无法使电流增大。另一方面，在图7的示例中，本实施方式的功率转换装置1在马达30的转速超过70rps的附近使电流极限值Imax从第一电流极限值L1变为第二电流极限值L2。其结果是，在本实施方式中能够使直交流转换电路4中的电流增大，使得马达转矩提高。

如上所述，根据本实施方式，在不使开关元件大电容化的情况下就能扩大工作区域(所能输出的转矩的大小)。换言之，即便使用电容更小的开关元件也能获得所期望的转矩，从而能够使功率转换装置实现小型化。

(第一实施方式的变形例)

此外，也可以利用开关控制的占空比判断是否已移到过调制控制模式(损耗是否降低)。

也可以是这样的，即：在所述占空比达到100％以上后，根据同一电流值下损耗的降低情况(参照图4中转速R1～R2的区域)，逐渐使电流极限值Imax增大。

(发明的第二实施方式)

本发明的第二实施方式的功率转换装置1在二相调制模式及过调制控制模式的基础上还利用所谓的三相调制模式控制开关动作，并根据上述开关控制模式的切换情况，改变所述电流极限值Imax。在三相调制模式下，使三相各自的开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz进行开关动作，以使载波周期内的平均电压成为所希望输出的电压。三相调制模式是一种利用三相进行开关动作，由此将相间电压控制为正弦波的调制方式。

因为要执行上述三种开关控制，所以开关控制部9和电流极限值控制部8的结构与第一实施方式不同。本实施方式的开关控制部9根据马达30的运转状态对二相调制模式、三相调制模式及过调制控制模式进行适当的切换。

作为二相调制模式的特点能够列举出：由于存在不进行开关动作的载波周期，因而开关元件的损耗减小；在输出电压低的区域控制性有时会劣化；以及电流波纹大等等。因此，在有的运转状态下控制性及电流波纹会成为问题。

图8示出三相调制模式的开关波形之一例。与二相调制模式不同，虽然相电压成为正弦波，但需要在所有的载波周期进行开关动作。作为三相调制模式的特点能够列举出：由于开关次数为二相调制模式的3/2倍，因而开关元件的损耗比二相调制模式增大；波形的控制性良好；以及电流波纹小等等。

因为二相调制模式和三相调制模式分别具有上述特点，所以本实施方式的开关控制部9就运用在节能性及控制性上各自的特点来切换调制方式。此外，在本实施方式中，过调制控制模式是当欲将马达30的转速控制在规定值以上时所选择的模式。在此，之所以根据转速对二相调制模式、三相调制模式和过调制控制模式进行切换是因为假设了同一电流条件，且在该条件下直交流转换电路4的输出电压的增减取决于转速之故。

在本实施方式中，也是电流极限值控制部8根据开关控制模式的切换情况来改变电流极限值Imax的。例如，当将电流极限值Imax设为固定值时，就会将其设定为最大损耗条件下的值(在这种情况下是由三相调制模式下的损耗决定的电流极限值)，这就会造成浪费。因此，电流极限值控制部8使开关损耗更小的二相调制模式时的电流极限值L1大于三相调制模式时的电流极限值L3；还使过调制控制模式时的电流极限值L2大于二相调制模式时的电流极限值L1。经由此，就能够在各自的开关控制模式下确保最大的工作区域。

图9是示出第二实施方式的功率转换装置1所涉及的、转速与电流极限值Imax之间的关系的图。在该示例中，在转速为R1以下的区域中运用节能性及控制性上各自的特点来切换调制方式。此时，能够根据调制方式(即，根据损耗)切换电流极限值Imax。

因此，在本实施方式中，也是当开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz产生的损耗在同一电流值下增大时电流极限值Imax就减小，当所述损耗在同一电流值下减小时电流极限值Imax就增大。而且，在本实施方式中，也是在不使开关元件大电容化的情况下就能扩大工作区域(所能输出的转矩的大小)。

(发明的第三实施方式)

本发明的第三实施方式的功率转换装置1利用二相调制模式及过调制控制模式对开关动作进行控制，并根据上述开关控制模式的切换情况改变所述电流极限值Imax。本实施方式的功率转换装置1还适当地改变载频。具体而言，当进行载频控制时会选择3kHz和6kHz中的任一个。

用1/6EIΔTon/T表示开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz处于接通状态时的损耗，用1/6EIΔToff/T表示上述开关元件处于断开状态时的损耗。在此，E为输入电压，I为输出电流，ΔTon为开关接通时间，ΔToff为开关断开时间，T为载波周期。

由上述式子可以看出：当载频fc以外的条件相同时，开关损耗就会与载频fc成正比地增加。也就是说，当能够降低载频fc时，开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz在同一电流值下的损耗就会减少，从而能够使电流极限值Imax相应地增大。

当将载频fc设为1/2时，开关损耗就为1/2。因此，本实施方式的电流极限值控制部8就根据载频fc改变电流极限值Imax。进一步具体而言，越是载频fc更低的模式，电流极限值控制部8就越使电流极限值Imax增大。经由此，就能够在各自的开关控制模式下确保最大的工作区域。

图10是示出第三实施方式的功率转换装置1所涉及的、转速与电流极限值Imax之间的关系的图。在该示例中，能够根据运转状态切换载频fc。此时，电流极限值控制部8就根据载频fc(即，根据损耗)切换电流极限值Imax。因此，能够根据损耗降低的情况相应地增大电流极限值Imax。在图10的示例中，使载频fc为3kHz时的电流极限值L4比载频fc为6kHz时的电流极限值L1更大。使过调制控制模式下的电流极限值L2比载频fc为3kHz时的电流极限值L4更大。在此，过调制控制模式下的电流极限值L2是根据由图2(B)的波形规定的损耗而决定的值。由于没有因载频所引起的开关损耗不同的情况出现，因而过调制控制模式下的电流极限值就不会因载频不同而产生不同。

如上所述，在本实施方式中，也是当开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz产生的损耗在同一电流值下增大时电流极限值Imax就减小，当所述损耗在同一电流值下减小时电流极限值Imax就增大。因此，在本实施方式中，也是在不使开关元件大电容化的情况下就能扩大工作区域(所能输出的转矩的大小)。

此外，载频fc的值(3kHz及6kHz)仅为示例。载频fc也可以从三种以上的数值中选出。

(发明的第四实施方式)

图11示出本发明的第四实施方式所涉及的功率转换装置1的结构示例。本实施方式的功率转换装置1在第一实施方式的功率转换装置1的基础上增加了电压检测部11，并改变了电流极限值控制部8的结构。

开关损耗是由于电流、电压变化而产生的。如第三实施方式中的式子所示，直交流转换电路4的输出电流越大该开关损耗就越大，并且输入电压越大该开关损耗就越大。交流电源20的电压有时会在一天当中产生10％以上的变化，直交流转换电路4的输入电压也会因此而变化，因而损耗也会根据上述变化而产生变化。因此，本实施方式的电流极限值控制部8就根据输入直交流转换电路4的输入电压的变化情况来改变电流极限值Imax。

图12是示出根据输入电压设定电流极限值Imax的设定示例的图。如上所述，当输入电压降低时开关损耗就会减小，因此能够使电流极限值Imax增大。例如，当将电流极限值设为固定值时，就会将其设定为最大损耗条件下的电流极限值(在这种情况下是输入电压最大时决定的电流极限值Imax)，这就会造成浪费。因此，输入直交流转换电路4的输入电压越进一步降低，电流极限值控制部8就使所述电流极限值Imax越进一步增大。也就是说，在本实施方式中，也是当开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz产生的损耗在同一电流值下增大时电流极限值Imax就减小，当所述损耗在同一电流值下减小时电流极限值Imax就增大。

按照上述方法控制电流极限值Imax，就能够在各个输入电压下确保最大的工作区域。如果能够在输入电压降低时增大电流，则即使输入电压下降也能够确保功率。因此，在本实施方式中，也是在不使开关元件大电容化的情况下就能扩大工作区域(所能输出的转矩的大小)。

此外，根据输入电压控制电流极限值Imax的控制方式也可以与第一实施方式到第三实施方式结合起来实施。

－产业实用性－

本发明作为具有开关元件的功率转换装置很有用。

－符号说明－

1 功率转换装置

4 直交流转换电路

8 电流极限值控制部

9 开关控制部

10 电流限制部

Claims (6)

1.一种功率转换装置，其包括直交流转换电路(4)、开关控制部(9)以及电流限制部(10)，该直交流转换电路(4)具有多个开关元件(Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz)，该开关控制部(9)对所述开关元件(Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz)的开关动作进行控制，该电流限制部(10)对所述开关元件(Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz)中流动的电流进行限制，以防超过规定的电流极限值(Imax)，其特征在于：

所述功率转换装置包括电流极限值控制部(8)，当所述开关元件(Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz)产生的损耗在同一电流值下增大时所述电流极限值控制部(8)就使所述电流极限值(Imax)减小，当所述损耗在同一电流值下减小时该电流极限值控制部(8)就使所述电流极限值(Imax)增大。

2.根据权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于：

所述开关控制部(9)对所述损耗在同一电流值下互不相同的多种开关控制模式进行适当的切换来控制所述开关动作，

所述电流极限值控制部(8)根据所述开关控制模式的切换改变所述电流极限值(Imax)。

3.根据权利要求2所述的功率转换装置，其特征在于：

所述开关控制模式包括进行过调制控制的模式，

所述电流极限值控制部(8)使进行所述过调制控制的模式下的所述电流极限值(Imax)大于其它开关控制模式下的该电流极限值(Imax)。

4.根据权利要求2或3所述的功率转换装置，其特征在于：

所述直交流转换电路(4)构成为能够输出三相交流电，

所述开关控制模式包括：对所述直交流转换电路(4)输出的三相进行了调制的三相调制模式、和仅对所述直交流转换电路(4)输出的两相进行了调制的二相调制模式，

所述电流极限值控制部(8)使所述二相调制模式下的所述电流极限值(Imax)大于三相调制模式下的该电流极限值(Imax)。

5.根据权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于：

所述开关控制部(9)适当地改变载频(fc)来控制所述开关动作，

载频(fc)越进一步降低，所述电流极限值控制部(8)就使所述电流极限值(Imax)越进一步增大。

6.根据权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于：

向所述直交流转换电路(4)输入的输入电压越进一步降低，所述电流极限值控制部(8)就使所述电流极限值(Imax)越进一步增大。