CN104583043B - 在角位置传感器中矫正误差的系统和方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种系统和方法，其用于控制旋转电机以及矫正操作性地与电机相连的角位置传感器输出的旋转位置信号，角位置传感器与传感器数字转换器结合使用。对于每个所关注的角运行速度，采取了一系列的信号作为位置的函数，从而可确定涉及位置传感器的谐波(或次谐波)，并将该谐波从相关的数字转换器所导致的误差中分离出。由该信息来确定位置传感器谐波的幅值和相位。因此可确定并考虑传感器数字转换器(或其他信号处理装置)的影响，允许控制系统将总位置误差信号用于位置传感器输出信号来确定用于控制电机的矫正的位置传感器信号。

Description

在角位置传感器中矫正误差的系统和方法
相关申请的交叉引用
本申请要求享有于2012年8月21日提交的申请号为61/691,482的美国临时专利申请的优先权，其全部内容通过引用并入本文。
技术领域
本发明大体上涉及旋转机械的监控和控制，并且更特别地涉及一种用于在从角位置传感器、例如解角器接收的转子位置信号中实施误差校正的系统和方法。
背景技术
许多车辆驱动系统(例如电动和混合动力车辆中的那些系统)使用旋转电机、例如永磁(PM)机，以将能量传递到车辆变速器和轮子。为了精确和高效地实施旋转电机的动态转矩控制，典型地使用角位置传感器来确定转子的角位置。位置传感器通常包括称作解角器的旋转电变压器装置，其容易受到多种误差源的影响，后者会降低整体系统性能。例如，当在装配期间使解角器的转子相对于解角器定子居中时，会引入机械误差。除了机械公差，在处理位置传感器输出信号的期间，例如当模拟-数字转换器的有限的带宽改变了信号的频谱行为时，也会引入误差。
在特定的应用中，系统设计成接受这样的误差并且可接受所导致的性能降低。如果不允许性能降低，那么可使用数字滤波技术来尝试过滤掉误差。但是，现有的滤波技术通常还不充分并且会导致额外的不需要的相位移以及滞后效应。
因此需要一种改进的技术用以修正位置传感器的输出中的误差，当该系统用于其预期的用途时，其会动态地获知与位置传感器相关联的位置误差并且改正这样的误差。
发明内容
根据本发明的一个方面，提出了一种系统，所述系统用于控制旋转电机以及用于矫正与所述电机操作性相连并且与传感器数字转换器结合使用的角位置传感器所输出的旋转位置信号。对于每个所关注的运行角速度，采用了一系列作为位置的函数的信号，从而可确定与位置传感器相关的谐波(或次谐波)，并将该谐波与相关的数字转换器所导致的误差分离。由该信息可确定位置传感器谐波的幅值和相位。因此可确定并考虑传感器数字转换器(或其他信号处理装置)的影响，允许控制系统将总位置误差信号应用于位置传感器输出信号，来确定用于控制电机的矫正的位置传感器信号。
根据本发明的另一个方面，提供了一种用于控制车辆动力传动系统的系统，该系统包括：旋转电机，其与车辆动力传动系统操作性地相连；角位置传感器，其与旋转电机操作性地相连并且产生传感器输出信号；传感器数字转换器，其与角位置传感器操作性地相连，该传感器数字转换器接收所述传感器输出信号并且产生转换器输出信号；以及控制器，其与传感器数字转换器操作性地相连。控制器使电机以第一角速度运行，补偿转换器输出信号中的第一误差，所述第一误差由角位置传感器导致，并且还补偿转换器输出信号中的第二误差，该第二误差由传感器数字转换器导致。
根据另一个方面，提出了一种用于控制车辆动力传动系统的方法，该方法包括：使电机旋转，该电机与角位置传感器操作性地相连；测量与电机操作性地相连的角位置传感器所产生的第一信号，至少在一次电周期中存储表示该第一信号的数据；针对由角位置传感器所导致的第一误差以及由与角位置传感器操作性地相连的传感器数字转换器的影响所导致的第二误差两者的影响而补偿输出信号。
从本文所提供的详细的说明书和附图中，可明白本发明的进一步的形式、目的、特征、方面、益处、优点，以及实施方式。
附图说明
图1是根据本发明的一个实施方式的混合动力驱动控制系统的示意图。
图2是显示了根据本发明的一个实施方式的解角器到数字转换器的传递函数的增益分量的示图。
图3是显示了根据本发明的一个实施方式的解角器到数字转换器的传递函数的相位移分量的示图。
图4是显示了马达速度和速度的多种谐波的速度误差之间的关系的示图。
图5是显示了在根据一个实施方式的图1的系统中矫正位置传感器的误差所涉及的阶段的示图。
具体实施方式
为了促进对本发明的原理的理解，现在将参照附图中所描述的实施方式，并且将使用特定的语言来描述这些实施方式。然而应当理解的是，并不意在因此对本发明的范围进行限制。所描述的实施方式的任何改变和进一步的修改以及对本文所描述的本发明的原理的任何进一步的应用都应理解为本发明所涉及的领域的技术人员通常可以想到的。非常详细地显示了本发明的一个实施方式，但是相关领域的技术人员清楚地知道，为了清晰起见并未显示与本发明不相关的一些特征。
图1显示了根据本发明的一个实施方式的车辆混合动力驱动控制系统100的示意图。本文中所描述的控制方法可适用于任何类型的包括旋转电机(E-machine)的电动或混合动力车辆驱动。如图所示，系统100包括逆变器110、能量存储系统(ESS)112、电机120、此处显示为解角器130的角位置传感器、此处显示为解角器-数字转换器(RDC)140的传感器数字转换器、误差矫正控制器150，以及马达控制器160。
为了对电机120进行充分的控制，马达控制器160必须(通过RDC140)从解角器130接收精确的角位置信号。RDC140需要产生激励解角器的信号并且需要解调解角器的输出信号，以便可动态地追踪位置估计值并且将位置估计值转化成解角器130的未处理的解角器格式的位置信号输出。解角器130和RDC140均向总误差贡献了独立的分量，然而每一个分量的特性是不同的。大多数基于解角器的误差是谐波性质的，并且每一个位置分量的幅值独立于速度，同时所导致的速度误差和速度成比例，这个是很重要的属性。在另一方面，大多数RDC误差依赖于速度，但是并不随着速度成比例地变化。如果在各种速度中选取了大量的位置信号的样本，那么可分析结果来确定随着速度成比例地变化的谐波以及不随速度成比例地变化的谐波。可确定不随着速度变化的谐波或随着速度成比例地变化的谐波与解角器相关，这允许确定与解角器相关的误差信号的方程。同样地，可确定RDC误差的独立的方程并且将该方程和与解角器相关的误差的方程相组合来决定预期误差的总方程。随后可使用这个信息来补偿马达控制器160所接收到的信号中的误差。
在一般的操作中，马达控制器160从外置控制系统接收到所需的转矩指令162，例如操作者的油门控制。基于各种输入，包括从误差矫正控制器150收到的信号，马达控制器160将门信号163输出到逆变器110。逆变器110将来自ESS112的直流电(DC)转换成驱动电机120的交流电(AC)信号114。
逆变器110可包括将来自ESS112的直流电转换成用于驱动电机120的交流电的直流-交流逆变器。电机120可包括电动马达、发电机、永磁电机，或用于推动、驱动或停止车辆的任何其他类型的旋转电机。
解角器130优选地包括旋转角位置传感器，例如具有定子绕组和可选的转子绕组的旋转电变压器，并且所述旋转电变压器构造成：当对其供入激励信号时，其基于电磁定子绕组和转子绕组的相对角位置来输出位置信号。RDC140包括将激励信号131供应给解角器130的正弦波发生器，并且RDC140反过来接受包含位置信息的调制模拟信号132。RDC140将模拟信号132解调并且动态地产生位置信号142。应当理解的是，可将解角器130和RDC140设置成单个单元或设置成单独的部件。在一些实施方式中，RDC140的功能也可包含在误差矫正控制器150或马达控制器160内。
马达控制器160与车辆动力总成中的各种传感器、致动器、变压器以及控制器操作性相连，包括但不限于逆变器110和误差校正控制单元150。另外，马达控制器160可接受附加的信号，例如电压、电流、相位、温度、位置和/或其它用于系统110的有效控制的变量。
误差矫正控制器150与RDC140和马达控制器160操作性相连，并且构造成确定并补偿解角器位置和RDC输出信号中的误差。在一些实施方式中，误差矫正控制器150可包括在马达控制器160内。
在典型的实施方式中，误差矫正控制器150和马达控制器160可各自包括具有处理器、存储器和输入/输出连接的计算机。应当理解的是，如特定的应用所需，马达控制器160和误差矫正控制单元150中可包括附加的元件。应当进一步理解的是，误差矫正控制器150可选择性地与马达控制器160共用处理器和存储器，和/或可设置在单独的实体壳体中或集成为单个单元。
解角器130可操作性地安装在电机120上，使得解角器130的转子与电机120的转子122一致地旋转，以感应电机120的角位置，然而解角器130的定子保持固定。如下文将进一步详细地说明的，解角器130的输出132被输送到RDC140，RDC140将解角器的信号转换成角位置的数字显示。随后将RDC140的输出142输送到误差矫正控制器150，误差矫正控制器150使用解角器误差矫正模块154来确定解角器误差信号155。随后在模块156中将解角器误差信号155逆变并且使其与原始信号142组合，并且作为矫正后的位置信号158而输出到马达控制器160，用以确定合适的门信号163。
现在将展示对涉及解角器130和RDC140的误差信号的分析。从来自解角器130的误差开始，解角器输出信号132将典型地包括作为角速度的谐波的误差。这些误差来自各种来源，包括解角器绕组谐波和机械效应、例如缺乏同心度以及跳动。但是，潜在的位置误差幅值通常独立于角速度，可如下文进一步所述地利用这个属性。
将角速度或频率(由角位置确定)用作较高阶的马达控制功能(例如dq交叉轴和通量去耦)的控制变量。因此，解角器位置误差会给电机控制带来严重问题。
涉及永磁电机(例如电机120)的端电压、电流和磁通量的通用方程在转子参考系中显示为以下的方程(1)和方程(2)。
Vqs r＝rsIqs r+pLqsIqs r+ωe(λmagnet+LdsIds r) (1)
Vds r＝rsIds r+pLdsIds r-ωeLqsIqs r (2)
其中：
Vqs r＝q轴电压
Vds r＝d轴电压
Iqs r＝q轴电流
Ids r＝d轴电流
Lqs＝q轴电感
Lds＝d轴电感
rs＝定子电阻
λmagnet＝磁体的磁链
ωe＝电频率(单位：弧度/秒)
p＝对时间求导的运算符
通常通过控制器160来解耦交叉耦合项ωeLqsIqs r和ωeLdsIds r以及磁体磁通匝数项ωeλmagnet，以提高总控制器性能。电频率项ωe基于电机120的旋转频率并且必须具有精确的速度测量。
下面的方程(3)显示了电机120的机械旋转频率与解角器130的频率之间的关系。方程(4)显示了电机120的电频率与电机120的机械旋转频率之间的相应关系。
θResolverElec＝(Presolver/2)θRotorMech (3)
θMachineElec＝(Pmotor/2)θRotorMech (4)
其中：
θRotorMech＝电机的机械角位置
θMachineElec＝电机的电位置
θResolverElec＝解角器的电位置
Presolver＝解角器的电极数
Pmotor＝电机的电极数
为了简化分析，可假设Presolver等于Pmotor，然而这并不是必要条件。
解角器位置误差的谐波通常最为重要，因为其会引起速度估计值的大变动。例如，假设解角器130的精确度为+/-4度，并且位置误差位于解角器频率的五次谐波。则所测量的位置信号等于：
θmeas(t)＝θ(t)+4°(π/180°)sin(5ωe(t)+φ5) (5)
其中：
θmeas(t)＝在t时刻所测量的解角器位置信号(单位：电弧度)
θ(t)＝在t时刻的理想的解角器位置信号
ωe＝解角器频率(单位：弧度/秒)
φ5＝解角器频率信号的五次谐波的相位
同样地，所测量的解角器130的速度信号(单位：电弧度/秒)则为：
ωmeas(t)＝ωe(t)+4°(π/180°)5ωecos(5ωe(t)+φ5) (6)
其中：
ωmeas(t)＝在t时刻的所测量的解角器角速度信号(单位：电弧度/秒)
ωe(t)＝在t时刻的理想的解角器角速度信号
φ5＝解角器频率信号的五次谐波的相位
此外，解角器速度(单位：电弧度/秒)与每分钟的转数(RPM)之间的关系可表示为：
ωe＝(RPM)(2π/60)(Pmotor/2) (7)
其中
ωe＝解角器速度(单位：电弧度/秒)
Pmotor＝马达极数
RPM＝解角器速度(单位：机械转数每分钟)
因此，随后可将方程(6)和方程(7)相结合以得出速度误差和与解角器相关的位置误差之间的关系：
RPMerror＝θerrorπ(N)(RPM)/180 (8)
其中
RPMerror＝速度误差(单位：转数每分钟)
θerror＝解角器位置误差(单位：电角度)
N＝误差的谐波次数
P＝电机的极数(假设其等于解角器的极数)
应用方程(8)，对于以3000RPM旋转的20极电机的五次谐波的4度解角器位置误差而言，所得出的速度误差应当为+/-1047RPM。如此大的误差是不能接受的，因为其会导致严重的控制问题和不稳定性。另外，基础性的位置误差会引起逆变器110追踪所报告的位置变化，这会导致好似适当地调节马达控制进程中的Id和Iq电流。该追踪中的偏差导致了不良的转矩脉动，以及有问题的电压和电流变化。
但是，除了解角器130自身所产生的误差，与解角器130结合使用的RDC140也会引入进一步的误差。RDC140需要解调来自解角器130的位置信号132并且产生位置信号132的数字估计值142。RDC140的输出最终被引导至马达控制器160，并且用于控制转矩。如上所述，RDC140具有独特的一系列频谱特性，若想要最小化误差则必须对其进行考虑。
图2和图3分别显示了典型的RDC的增益和相位的样本传递函数，典型的RDC例如位于美国马萨诸塞州(MA)02062-9106诺伍德市(Norwood)邮政信箱9106的一号科技路(OneTechnology Way)的亚诺德半导体股份有限公司(Analog Devices,Inc.)所生产的型号为AD2S1205的解角器数字转换器。图2显示了增益函数206，而图3显示了相位移函数306。传递函数206和306显示了RDC140的特性如何修改不同的频率。对于在固定的RPM下出现的直流(DC)信号(0Hz)而言，增益为单位1(点210)而相位移为0(点310)。但是，对于高阶谐波，例如在解角器谐波误差中出现的那些而言，有显著的增益和相位移。例如，点220和320分别显示了在2×103Hz的频率下的约0.6的增益以及约负120电角度的相位移。
通过将与RDC140(上述图2)相关联的幅值增益和相位移与解角器130的幅值增益和相位移相组合(上述方程(8))，可确定作为谐波次数的函数的相组合式的解角器/RDC系统对位置误差或速度误差的影响。图4显示了作为频率的函数的速度(RPM)误差幅值的结果。
不同于基于解角器的误差，基于RDC的误差依赖于速度(然而不与速度成比例)。虽然当考虑整个系统时，显示出解角器误差的五次谐波的影响减小，但是现在其为不期望有的速度的函数。
如果初始时忽视RDC140的影响，则通过考虑由理想化的RDC140所报告的速度信号的频谱特性，可发现由解角器导致的潜在位置误差。在速度固定而且不存在误差的理想情况下，来自解角器130的速度信号的频谱成分应当仅存在于直流(DC)或0Hz。在实际中，在或许具有动态载荷(泵)或源(发动机)的系统中肯定会发现误差。
在以600RPM旋转的发动机的情况中，预期来自该系统的频谱成分应当如下：
图5显示了根据一个实施方式的用于矫正位置传感器输出信号的方法500。从阶段510开始，控制器160(通过逆变器110)指导电机120以不同的速度旋转过多个电周期。在一些实施方式中，可通过附加的外置动力装置、例如发动机来使电机120旋转，该外置动力装置也与解角器130的转子相连。在阶段520，存储所获得的解角器位置和速度数据。
转到阶段530，对样本数据实施了傅里叶分析。假设拥有数量充足的位置和速度样本，则可以得到分辨率足够的离散傅里叶变换，其会允许分离开误差信号的多个分量。位置或速度(或两者全部)均可用于该分析，但是速度是更方便的变量，因为速度在理想情况下是直流信号。此外，基于角度的信号也是更优选的(与基于时间的信号情况相反)，因为必须进行矫正的误差是位置的函数，而不是时间的函数。如果解角器以相对恒定的速率旋转，则可实施RDC140的位置和速度信号的高速采样。因此可使得每圈的样本数为固定的整数，或备选地使样本数足够高以最小化任何窗口效应，从而实现大约固定的角度采样。下面的方程(9)显示了速度和位置之间的关系。
ω＝Δθ/Δt (9)
其中
ω＝角速度
Δθ＝角位置变化
Δt＝时间变化
因此，假设速度相对固定，则固定的基于时间的采样率也提供了近似恒定的角度采样率。即使不能保证固定的速度，也可容易地矫正基础误差，例如线性加速度。假若其他干扰所导致的速度变化与解角器130的误差的影响相比足够小，则其是可以忍受的。随后在阶段530中，可如下地将从理想化的RDC所采取的速度样本转换到傅里叶频域中。
基础离散傅立叶变换(DFT)方程是：
其中
k＝谐波次数
N＝样本总数
n＝一系列样本中的某特定样本
j＝虚数单位
x(n)＝样本角域中的速度波形
A(k)＝表示k次谐波的幅值和相位的复数
典型的位置传感器(例如解角器130)应当具有预期谐波误差模式。例如，解角器由于其结构和安装布置因而应当在解角器频率的特定谐波处具有频谱成分。通过确定这些谐波的幅值和相位，可估算特定的速度下的误差。由于涉及解角器的速度谐波幅值应当与理想化的RDC140的速度成比例，因此可采取在不同速度下多次读数来消除与其他具有依赖于速度的幅值的源(例如发动机的点火谐波)相关联的成分。因此，可确定，不随速度成比例地变化的谐波与解角器130是不相关的。
在不同谐波中所产生的幅值和相位代表组合的系统影响。使用图2和图3的RDC140的谐波增益和相位的逆变，可消除RDC140的影响。不同的谐波的剩余的幅值和相位仅代表与解角器130相关联的误差模式，并且与上述方程(8)一致。另外，图4显示了其中各个谐波会对系统产生最大影响的速度范围，再次证明了需要在不同的速度下进行测量以最大化敏感度。
通过将各个N次谐波的位置误差的方程(8)并求解，可得出潜在的位置误差。另外，可从傅里叶分析中将相位移信息调节90度，以考虑速度对位置的积分关系。这允许如下所述的潜在位置误差信号组成。
θerror(θ)＝A1sin(θ+φ1)+A2sin(2θ+φ2)+A3sin(3θ+φ3)+…+ANsin(Nθ+φN) (12)
其中：
θ＝角位置
AN＝第N次谐波的位置误差θerror的幅值
φN＝第N次谐波的位置误差的相位
通过以这种方式检查解角器误差，可将包含由解角器130所导致的位置误差信息的简单方程存储在误差矫正控制器150中。
一旦潜在的解角器误差被发现并且存储为不同谐波的增益和相位调整，则进程前进到阶段540，在该阶段，如下面的方程(13)所示，修改位置误差方程以包含与RDC140相关联的附加的增益和相位移。
θerror(θ,RPM)＝A1RDC1(RPM)sin(θ+φ1+φRDC1(RPM))+
A2RDC2(RPM)sin(2θ+φ2+φRDC2(RPM))+
A3RDC3(RPM)sin(3θ+φ3+φRDC3(RPM))+…+
ANRDCN(RPM)sin(Nθ+φN+φRDCN(RPM)) (13)
其中
RDCN(RPM)＝特定速度下的与第N次谐波相关联的RDC增益
φRDCN(RPM)＝特定速度下的与第N次谐波相关联的RDC相位
在上述的例子中，可由矫正后的位置计算出RPM或可从矫正后的RDC速度信息中得出RPM。如图2和图3所示，可以容忍适度的误差。
由于系统的线性性质，可将来自方程(13)的误差θerror(θ,RPM)从原来的RDC位置信号中减去，以形成正确的位置测量。随后可由位置信号推导出速度信号。可建立如下所示的速度误差方程(14)。
ωerror(θ,RPM)＝A1ωeRDC1(RPM)cos(θ+φ1+φRDC1(RPM))+
A22ωeRDC2(RPM)cos(2θ+φ2+φRDC2(RPM))+
A33ωe RDC3(RPM)cos(3θ+φ3+φRDC3(RPM))+…+
ANNωe RDCN(RPM)cos(Nθ+φN+φRDCN(RPM)) (14)
在阶段550中，在每一个所测量的位置θ处通过误差矫正控制器150来确定来自方程(13)和方程(14)的信息，以确定合适的位置误差θerror以及速度误差ωerror，其中应当减去该位置误差θerror以找出未损伤的位置信号，应当从所测量的速度中减去该速度误差ωerror。
在阶段560中，取决于特定用途的需求，将来自阶段550的误差信息存储为单独的方程或存储在数据表中。在运行期间，误差矫正控制器能够参考存储的信息来调节被报告到马达控制器160的信号158，以矫正预期的位置误差。
应当理解的是，也可使用相同的方法来检测和矫正次谐波。需要存储多个电周期，并且在这个情况下必须有某种形式的绝对位置追踪(每旋转一圈进行一次，例如由发动机的曲轴传感器来提供)。该追踪可以是传感器的形式，可以是每次给处理器通电时运行的算法，或处理器电源每次循环时存储并且动态地检测假设的绝对位置值的正确性的算法。
在某些实施方式中，可测量附加的信号来矫正电机120的驱动速度的实际变化。如果d轴电流和q轴电流为零或调节为零，那么可直接或间接地测量相位电动势(EMF)。随后可进行EMF信号的傅里叶变换来确定应用中所实际发生的特定的谐波(例如发动机点火谐波)，并且可将其用于将实际速度变化与解角器误差区分开。此处所使用的用语“实际”应当解释为是指由电机的运行所产生的信号成分，并且该信号成分不是解角器130或RDC140所诱发的。例如，如果在发动机燃烧基频下观察到了EMF的幅值的变化，那么可如下所述，由EMF的谐波幅值和相位来确定实际速度变化ωN：
给出第N次谐波的速度变化：
ω＝ω0+Nαω0cos(Nω0t+φN) (15)
其中
t＝时间
N＝谐波次数
ω0＝马达的平均速度
ω＝具有谐波变化的发动机速度
α＝第N次谐波的位置幅值(单位：弧度)
φN＝第N次谐波的速度相位(单位：弧度)
可计算出EMF为：
EMF＝EMF1(1+Nαcos(Nω0t+φN))sin(ω0t+αsin(Nω0t+φN)) (16)
其中：
EMF1＝在速度ω0下EMF的基础分量
可将上述EMF的表达式转换到频域内，并且显示为在两个谐波次数N-1和N+1下具有EMF分量。则N-1次谐波中的EMF分量的幅值为：
同样地，第N+1次谐波的EMF的幅值为：
可从(17)和(18)得出实际速度幅值：
因此可由N-1次谐波和N+1次谐波的相应的相位角得出速度谐波的相位角：
其中：
φΝ＝速度的第N次谐波的相位角
＝基础EMF的相位角
＝EMF的第N-1次谐波的相位角
＝EMF的第N+1次谐波的相位角
当解角器谐波误差在谐波次数方面与电机中实际产生的谐波相关时，可使用上述方法将电机的实际速度变化与由解角器谐波误差所导致的速度变化区分开。
这可以通过将(19)和(20)表示为复数形式并且将实际电机速度变化定义为ωNactual来完成。可根据以下的方程(21)，由所测量的速度误差和ωNactual得出由解角器谐波位置误差所导致的谐波速度误差。
ωNerror＝ωNmeasured-ωNactual (21)
其中
ωNmeasured＝复数形式的所测量的来自解角器的第N次谐波的速度变化
ωNerror＝复数形式的由解角器误差所导致的实际第N次谐波的速度变化
当以离散的时间间隔采样EMF数据，同时以恒定的速度运行时，可发现上述方法效果最好。但是，当在采集数据的时间段内发动机速度显示加速或减速时，也可使用上述方法来矫正所测量的谐波速度数据。通过记录在整数个的转数中的第一次和最后一次测量的EMF，可假设EMF值一致(在测量误差的界限内)。对于EMF值不同的情况，可对速度进行线性拟合，并且可根据方程(22)来衡量在傅里叶变换中所使用的速度数据，以将所述数据归一化为恒定速度。
其中
t＝时刻
T＝M整数个机械转数的周期
EMFfinal＝最终点处的所测量的EMF
EMFinitial＝初始点处的所测量的EMF
还可将取样的开始点和结束点选择为当EMF的电压水平相对于测量噪声而言足够大时发生，以提高精确性。此外，应当理解的是，在本发明中可以并设想对数据进行拟合。
上述方法还可扩展至矫正解角器130对EMF相位的角偏移。该偏移典型地由当解角器被安装到电机的转子上时的未对准所导致。如果相位EMF傅里叶变换参照零时刻的解角器位置信号，则可计算出位置脉冲的EMF的相位误差，并且可使用其来矫正解角器的角度未对准。
应当理解的是，速度ω的形式可以是以RPM、弧度每秒为单位，或是任意其他的从解角器130和RDC140接收的旋转速度信号的度量形式。
虽然参照附图和上述说明书对本发明进行了详细描述和说明，这应认为是说明性的而非限制性的，应当理解，仅显示并描述了优选的实施方式，并且意在保护由所附权利要求所限定的与本发明的精神相契合的所有改变、等效体以及修改。本文中引用的所有出版物、专利文件和专利申请文件都通过引用并入本文，如同每个单独的出版物、专利文件或专利申请文件的全文明确地和单独地通过引用并入本文并且进行陈述。

Claims (27)

1.一种用于控制车辆动力传动系统的系统，包括：
旋转电机，其与所述车辆动力传动系统操作性地相连；
角位置传感器，其与所述旋转电机操作性地相连并且产生传感器输出信号，所述角位置传感器用于检测所述旋转电机的角位置；
传感器数字转换器，其与所述角位置传感器操作性地相连，所述传感器数字转换器接受所述传感器输出信号并且产生转换器输出信号；以及
控制器，其与所述传感器数字转换器操作性地相连，
其中，所述控制器使所述电机以第一角速度运行；
所述控制器补偿所述转换器输出信号中的第一误差，所述第一误差由所述角位置传感器导致；
所述控制器还补偿所述转换器输出信号中的第二误差，所述第二误差由所述传感器数字转换器导致，
所述第一误差包括独立于第一角速度的传感器位置误差，并且
所述控制器对所述传感器数字转换器的转换器输出信号进行频谱分析，以确定所述第一误差的幅值和相位。
2.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，所述第一误差存在于所述第一角速度的多个谐波频率中。
3.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，所述频谱分析包括傅里叶分析。
4.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，由所述角位置传感器所导致的所述第一误差包括成比例地依赖于第一角速度的传感器速度误差。
5.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，由所述传感器数字转换器所导致的所述第二误差依赖于第一角速度并且不随第一角速度成比例地变化。
6.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，所述控制器将所述第一误差和所述第二误差组合起来以确定组合式误差补偿信号；并且所述控制器使用所述组合式误差补偿信号来补偿所测量的所述电机的第二角速度和位置。
7.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，所述控制器测量所述电机的相位EMF；并且所述控制器对EMF信号进行频谱分析，以确定由电机中的实际的第一角速度变化所导致的特定的谐波。
8.根据权利要求7所述的系统，其特征在于，所述频谱分析包括傅里叶分析。
9.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，所述控制器将所述电机的实际的第一角速度变化与所述第一误差区分开。
10.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，所述电机是旋转电动马达发电机。
11.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，所述车辆是混合动力电动车辆。
12.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，所述角位置传感器是解角器。
13.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，当所述电机的第一角速度随时间变化时，所述控制器将从所述转换器输出信号所确定的速度数据归一化。
14.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，所述控制器还补偿所述角位置传感器的角度偏移。
15.一种用于控制车辆动力传动系统的方法，包括：
使电机旋转，所述电机与角位置传感器操作性地相连，所述角位置传感器用于检测所述电机的角位置；
使用控制器来测量由与所述电机操作性地相连的角位置传感器所产生的传感器信号，其中所述传感器信号包括独立于速度的传感器位置误差；
使用控制器来测量由数字转换器所产生的转换器信号，转换器信号基于由数字转换器从角位置传感器接收到的传感器信号而产生；
在至少一个电周期中存储表示所述传感器信号和转换器信号的数据；
对代表传感器信号的数据进行频谱分析，以确定传感器位置误差的幅值和相位；
使用传感器信号和转换器信号来生成补偿信号，所述补偿信号针对传感器误差和转换器误差两者的影响进行补偿。
16.根据权利要求15所述的方法，其特征在于，所述频谱分析包括傅里叶分析。
17.根据权利要求15或16所述的方法，其特征在于，由所述角位置传感器所导致的第一误差成比例地依赖于速度。
18.根据权利要求15或16所述的方法，其特征在于，由所述传感器数字转换器所导致的第二误差依赖于速度并且不随速度成比例地变化。
19.根据权利要求15或16所述的方法，其特征在于，控制器使用组合式误差补偿信号来补偿所测量的所述电机的角速度和位置。
20.根据权利要求15所述的方法，其特征在于，控制器测量所述电机的相位EMF；并且所述控制器对EMF信号进行频谱分析以确定由所述电机的实际速度变化所导致的特定的谐波。
21.根据权利要求20所述的方法，其特征在于，所述频谱分析包括傅里叶分析。
22.根据权利要求15或16所述的方法，其特征在于，控制器将所述电机的实际速度变化与角位置传感器误差区分开。
23.根据权利要求15或16所述的方法，其特征在于，所述电机为旋转电动马达发电机。
24.根据权利要求15或16所述的方法，其特征在于，所述车辆是混合动力电动车辆。
25.根据权利要求15或16所述的方法，其特征在于，所述角位置传感器是解角器。
26.根据权利要求15或16所述的方法，其特征在于，当所述电机的角速度随时间变化时，控制器将由所述传感器数字转换器的输出所确定的速度数据归一化。
27.根据权利要求15或16所述的方法，其特征在于，控制器补偿所述角位置传感器的角度偏移。
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