CN104539262A - 一种连续可变速率的数字成型滤波处理方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种连续可变速率的数字成型滤波处理方法，该方法的步骤包括：(1)由数字NCO产生1倍数据时钟信号A1和N倍数据时钟信号AN；(2)按照所述数据时钟信号A1对输入信号进行接收；(3)利用数据时钟信号AN对接收信号进行N倍补零插值；(4)采用数字成型滤波器插值后信号进行滤波处理；(5)对成型滤波后的信号进行变采样率的插值滤波处理。该方法分别采用固定系数的成型滤波器和可变系数的插值滤波器进行成型滤波和插值滤波处理，可以实现不同速率信号的成型滤波和插值滤波，可应用于数据速率连续可变的数字调制器，该滤波处理方法实现简单、耗费硬件资源少、实用性强。

Description

一种连续可变速率的数字成型滤波处理方法

技术领域

本发明涉及数字成型滤波处理方法，特别涉及一种连续可变速率的数字成型滤波处理方法。

背景技术

在现代无线通信系统中，为了有效利用信道，在信号传输出去之前，都要对信号进行频谱压缩，使其在消除码间干扰达到最佳检测的前提下提高频带利用率。对基带数据进行脉冲成型滤波是提高频谱利用率的有效方法。随着无线通信系统的不断发展，往往要求传输信号速率可变甚至连续可变，如卫星通信系统通常会根据应用带宽需求改变传输速率。

在现有数字成型滤波器设计中，由于成型滤波器的输出采样率需要与数据速率保持倍数关系(4倍或8倍)，需要对成型滤波后的信号进行插值滤波，将信号采样率变到系统工作时钟。为了适应数据速率可变的要求，一种方法是根据传输数据的速率，采用重新配置时钟芯片来改变DA工作时钟，这种方法受硬件平台限制；另外一种方法是针对特定几个速率采用多级滤波器进行整倍数插值滤波，这种方法滤波器级数多、结构复杂、耗费资源巨大，并且数据速率不能连续可变。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供了一种连续可变速率的数字成型滤波处理方法，该方法分别采用固定系数的成型滤波器和可变系数的插值滤波器进行成型滤波和插值滤波处理，可以实现不同速率信号的成型滤波和插值滤波，可应用于数据速率连续可变的数字调制器，该滤波处理方法实现简单、耗费硬件资源少、实用性强。

本发明的上述目的主要是通过如下技术方案予以实现的：

一种连续可变速率的数字成型滤波处理方法包括以下步骤：

(1)、根据输入信号码率Rb和系统工作频率fs，由数字NCO产生1倍数据时钟信号A1和N倍数据时钟信号AN，其中，所述数据时钟信号A1的频率为Rs＝Rb，所述数据时钟AN的频率为Rs_N＝N*Rb，N为正整数；

(2)、按照所述数据时钟信号A1对输入信号进行接收，得到接收信号；

(3)、利用数据时钟信号AN对步骤(2)得到的接收信号进行N倍补零插值，得到插值后信号x(n)，其中，所述插值后信号x(n)的码率为Rs_N；

(4)、采用数字成型滤波器对步骤(3)得到的信号x(n)进行滤波处理；

(5)、对成型滤波后的信号x(n)进行变采样率的插值滤波处理，得到采样率为fs的信号y(n)。

上述的连续可变速率的数字成型滤波处理方法，在步骤(5)中，对成型滤波后的信号x(n)进行变采样率的插值滤波处理，得到采样率为fs的信号y(n)，具体实现过程如下：

(5a)、根据信号x(n)的带宽Bw和设定的信号的分辨率参数K，生成K组滤波器系数，并将所述K组滤波器系数保存在FIR滤波器抽头系数表内；其中，所述信号的分辨率参数K＝2^L，L为正整数；

(5b)、提取所述N倍数据时钟信号AN的时钟相位，所述时钟相位等于数据时钟信号AN对应的数字NCO累加值的高L位截取值，即所述时钟相位Phase的取值范围为0～K-1；其中，所述NCO的位宽为M且M≥L；

(5c)、按照所述时钟相位Phase的取值，在步骤(5a)产生的FIR滤波器抽头系数表中提取一组FIR滤波器的抽头系数，其中，如果所述时钟相位Phase＝k-1，则在所述FIR滤波器抽头系数表中提取得到第k组低通FIR滤波器系数h_k′(n)，其中，k＝1,2,…,K，n＝1,2,…,Q，Q为所述FIR滤波器的抽头个数；

(5d)、将步骤(5c)提取得到的FIR滤波器系数应用于FIR滤波器中，对信号x(n)进行内插滤波处理，得到内插滤波后信号y(n)，所述内插滤波后信号y(n)的采样率为fs。

上述的连续可变速率的数字成型滤波处理方法，在步骤(5a)中，根据信号x(n)的带宽Bw和设定的信号的分辨率参数K，生成K组滤波器系数，并将所述K组滤波器系数保存在FIR滤波器抽头系数表内；具体实现过程如下：

(5aa)、根据信号带宽Bw，生成一组满足所述信号带宽内滤波要求的FIR滤波器的抽头系数h(n)，其中，n＝1,2,…,Q，Q为所述FIR滤波器的抽头个数；

(5ab)、根据设定的信号的分辨率参数K，得到K个比例函数，其中，第k个所述比例函数为k＝1,2,…,K，n＝1,2,…,Q；

(5ac)、对步骤(5aa)得到的FIR滤波器抽头系数h(n)进行Q点离散傅里叶变换，得到FIR滤波器响应函数H(jw)＝DFT(h(n))，其中，DFT()代表离散傅里叶变换；所述响应函数H(jw)的Q个值分别为h₁,h₂,…,h_n,…,h_Q；

(5ad)、根据步骤(5ab)得到的K个比例函数和步骤(5ac)得到的响应函数H(jw)，得到K个新的响应函数，其中，第k个所述新的响应函数为H_k′(jw)，H_k′(jw)的Q个值分别为h₁′,h₂′,…,h_n′,…,h_Q′，其中，h_n′＝h_n×f_k(n)，k＝1,2,…,K，n＝1,2,…,Q；

(5ae)、对步骤(5ad)得到的K个新的响应函数进行逆傅里叶变换得K组滤波器系数，其中，第k组所述滤波器系数为h_k′(n)＝IDFT(H_k′(jw))，IDFT代表逆离散傅里叶变换，k＝1,2,…,K，n＝1,2,…,Q；

(5af)、将步骤(5ae)中得到K组滤波器系数依次存入数据表中，得到FIR滤波器抽头系数表。

上述的连续可变速率的数字成型滤波处理方法，在步骤(1)中，正整数N的取值为4或8。

上述的连续可变速率的数字成型滤波处理方法，在步骤(4)中，数字成型滤波器工作使能为数字时钟信号AN。

上述的连续可变速率的数字成型滤波处理方法，在步骤(4)中，数字成型滤波器采用高斯滤波器、升余弦滤波器或根升余弦滤波器，其中：

所述高斯滤波器的冲击响应函数h_gauss(t)为：

$h_{\mathrm{gauss}}\left(t\right)=\frac{\exp \left(\frac{-t^2}{2{\mathrm{\δ}}^2}\right)}{\sqrt{2\mathrm{\π}}\·\mathrm{\δ}}$

$\mathrm{\δ}=\frac{\sqrt{\ln \left(2\right)}}{2\mathrm{\πBT}}$

其中，B是设定的滤波器3dB带宽，T为设定的数据符号周期。

所述升余弦滤波器的冲击响应函数h_cos(t)和根升余弦滤波器的冲击响应函数h_{cos_boot}(t)分别为：

$h_{\cos }\left(t\right)=\frac{\sin (\mathrm{\πt}/T)}{\mathrm{\πt}/T}\·\frac{\cos (\mathrm{\πRt}/T)}{1-4R^2{t}^2/T^2}$

$h_{\cos \_\mathrm{boot}}\left(t\right)=4R\frac{\cos ((1+R)\mathrm{\πt}/T)+\frac{\sin ((1-R)\mathrm{\πt}/T)}{4\mathrm{Rt}/T}}{\mathrm{\π}\sqrt{T}(1-{(4\mathrm{Rt}/T)}^2)}$

其中，R是滚降系数且0<R<1。

本发明与现有技术相比的优点在于：

(1)、本发明采用成型滤波器和分数倍采样率转换的插值滤波级联的处理方式，成型滤波器系数固定不变，成型滤波的工作频率为RS_N，分数倍采样率转换的插值滤波将信号的采样率由RS_N转换到系统工作时钟fs，实现了任意输入信号的采样率转换，通过该结构的滤波处理，即可以有效压缩信号带宽，消除码间干扰，提高频带利用率，又可以满足对信号连续可变的要求；

(2)、本发明与传统的分档成型滤波器相比，使用硬件资源少，且滤波器系数不变，实现结构简单，并可以满足不同输入码率的信号形成滤波要求，硬件耗费资源少，实用性强；

(3)、本发明可用于各类脉冲成型滤波器的设计中，也可用于GMSK和SRRC等调制体制中的成型滤波器设计，应用广泛。

附图说明

图1为本发明的连续可变速率的数字成型滤波处理方法的流程图；

图2为实施例中经过4倍成型滤波后的数据时域波形图；

图3为实施例中经过4倍成型滤波和变速率插值滤波后的数据时域波形图；

图4为实施例中经过4倍成型滤波后的数据频谱图；

图5为实施例中经过4倍成型滤波和变速率插值滤波后的数据频谱图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步详细的描述：

如图1所示的本发明处理流程图所示，本发明的连续可变速率的数字成型滤波处理方法，包括以下步骤：

(1)、根据输入信号码率Rb和系统工作频率fs，由数字NCO产生1倍数据时钟信号A1和N倍数据时钟信号AN，其中，所述数据时钟信号A1的频率为Rs＝Rb，所述数据时钟AN的频率为Rs_N＝N*Rb，N为正整数，一般可以选取N＝4或8；

(2)、按照所述数据时钟信号A1对输入信号进行接收，得到接收信号；

(3)、利用数据时钟信号AN对步骤(2)得到的接收信号进行N倍补零插值，得到插值后信号x(n)，其中，所述插值后信号x(n)的码率为Rs_N；

在该步骤的采用的N倍补零插值方法为：如果原始数据为{d}，则N倍补零插值后的数据变为{d、0…0}。

(4)、采用数字成型滤波器对步骤(3)得到的信号x(n)进行滤波处理；其中，该数字成型滤波器工作使能为数字时钟信号AN，并且该数字成型滤波器采用高斯滤波器、升余弦滤波器或根升余弦滤波器，其中：

所述高斯滤波器的冲击响应函数h_gauss(t)为：

$h_{\mathrm{gauss}}\left(t\right)=\frac{\exp \left(\frac{-t^2}{2{\mathrm{\&delta;}}^2}\right)}{\sqrt{2\mathrm{\&pi;}}\&CenterDot;\mathrm{\&delta;}}$

$\mathrm{\&delta;}=\frac{\sqrt{\ln \left(2\right)}}{2\mathrm{\&pi;BT}}$

其中，B是设定的滤波器3dB带宽，T为设定的数据符号周期，其中，BT表示3dB带宽占信号码元带宽的倍数，通常BT的取值为0.25或0.5。

所述升余弦滤波器的冲击响应函数h_cos(t)和根升余弦滤波器的冲击响应函数h_{cos_boot}(t)分别为：

$h_{\cos }\left(t\right)=\frac{\sin (\mathrm{\&pi;t}/T)}{\mathrm{\&pi;t}/T}\&CenterDot;\frac{\cos (\mathrm{\&pi;Rt}/T)}{1-4R^2{t}^2/T^2}$

$h_{\cos \_\mathrm{boot}}\left(t\right)=4R\frac{\cos ((1+R)\mathrm{\&pi;t}/T)+\frac{\sin ((1-R)\mathrm{\&pi;t}/T)}{4\mathrm{Rt}/T}}{\mathrm{\&pi;}\sqrt{T}(1-{(4\mathrm{Rt}/T)}^2)}$

其中，R是滚降系数且0<R<1。

经过以上成型滤波处理后的信号采样率为Rs_N，因此需要将信号进行插值滤波，使得信号采样率由Rs_N转换到系统工作频率fs。但是由于原始数据速率连续可变，而且针对该不同数据速率的数据进行插值滤波的插值倍数也不一样，因此在下步进行插值滤波处理时必须采用变采样率的插值滤波处理。

(5)、对步骤(4)成型滤波后的信号x(n)进行变采样率的插值滤波处理，得到采样率为fs的信号y(n)，即完成了信号采样率由Rs_N转换到系统工作频率fs，该fs为系统DA工作时钟的频率，从而完成连续可变速率数据的数字成型滤波。

其中，以上所说的可变速率的插值滤波处理通过一个分数倍插值滤波器实现，该滤波器由一个横向FIR滤波器和一个装订有滤波器系数的ROM表组成，在每个系统工作时钟周期内，根据量化后的时钟相位phaseN查找FIR滤波器系数表得到实时更新FIR滤波器系数，并利用该横向FIR滤波器进行滤波处理，得到采样率为fs的插值后的信号。其具体实现过程如下：

(5a)、根据信号x(n)的带宽Bw和设定的信号的分辨率参数K，生成K组滤波器系数，并将所述K组滤波器系数保存在FIR滤波器抽头系数表内；其中，信号的分辨率参数K＝2^L，L为正整数；具体过程如下：

(5aa)、根据信号带宽Bw，生成一组满足所述信号带宽内滤波要求的FIR滤波器的抽头系数h(n)，其中，n＝1,2,…,Q，Q为所述FIR滤波器的抽头个数；

(5ab)、根据设定的信号的分辨率参数K得到K个比例函数，其中，第k个所述比例函数为k＝1,2,…,K，n＝1,2,…,Q；

(5ac)、对步骤(5aa)得到的FIR滤波器抽头系数h(n)进行Q点离散傅里叶变换，得到FIR滤波器响应函数H(jw)＝DFT(h(n))，其中，DFT()代表离散傅里叶变换；所述响应函数H(jw)的Q个值分别为h₁,h₂,…,h_n,…,h_Q；

(5ad)、根据步骤(5abb)得到的K个比例函数和步骤(5ac)得到的响应函数H(jw)，得到K个新的响应函数，其中，第k个所述新的响应函数为H_k′(jw)，H_k′(jw)的Q个值分别为h₁′,h₂′,…,h_n′,…,h_Q′，其中，h_n′＝h_n×f_k(n)，k＝1,2,…,K，n＝1,2,…,Q；

(5ae)、对步骤(5ad)得到的K个新的响应函数进行逆傅里叶变换得K组滤波器系数，其中，第k组所述滤波器系数为h_k′(n)＝IDFT(H_k′(jw))，IDFT代表逆离散傅里叶变换，k＝1,2,…,K；

(5af)、将步骤(5ae)中得到K组滤波器系数依次存入数据表中，得到FIR滤波器抽头系数表，在工程实现时可以将该FIR滤波器系数装订在ROM表中。

(5b)、提取所述N倍数据时钟信号AN的时钟相位，所述时钟相位等于数据时钟信号AN对应的数字NCO累加值的高L位截取值，即所述时钟相位Phase的取值范围为0～K-1；其中，所述NCO的位宽为M且M≥L；

(5c)、按照所述时钟相位Phase的取值，在步骤(5a)产生的FIR滤波器抽头系数表中提取一组FIR滤波器的抽头系数，其中，如果所述时钟相位Phase＝k-1，则在所述FIR滤波器抽头系数表中提取得到第k组低通FIR滤波器系数h_k′(n)，其中，k＝1,2,…,K，n＝1,2,…,Q，Q为所述FIR滤波器的抽头个数；

(5d)、将步骤(5c)提取得到的FIR滤波器系数应用于FIR滤波器中，对信号x(n)进行内插滤波处理，得到内插滤波后信号y(n)，所述内插滤波后信号y(n)的采样率为fs。

实施例：

本实施例中，系统工作频率fs为100MHz，采用本发明的连续可变速率的数字成型滤波处理方法对码率为Rb＝6.15Mbps的数据进行4倍成型滤波和变速率插值滤波处理，即正整数N＝4。

其中，可变速率的插值滤波处理通过一个分数倍插值滤波器实现，该滤波器由一个48阶横向FIR滤波器和一个装订有滤波器系数的ROM表组成，其中，FIR滤波器的系数采用16位量化，时钟相位采用8位量化，装订滤波器系数的ROM表存储量为48*16*2⁸＝196608bit。

通过仿真处理可以得到，经过4倍成型滤波后的数据时域波形图如图2所示，该数据的频谱图如图4所示。

以上4倍成型滤波后的数据再经过变速率插值滤波后的数据，其时域波形图如图3所示、频谱图如图5所示。。

本发明采用两级FIR滤波器：包括固定系数的整数倍成型滤波器和可变系数的分数倍插值滤波器，实现不同速率信号的成型滤波和插值滤波，整个功能采用FPGA实现。

以上所述，仅为本发明最佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

本发明说明书中未作详细描述的内容属于本领域专业技术人员公知技术。

Claims (6)

1.一种连续可变速率的数字成型滤波处理方法，其特征在于包括以下步骤：

(1)、根据输入信号码率Rb和系统工作频率fs，由数字NCO产生1倍数据时钟信号A1和N倍数据时钟信号AN，其中，所述数据时钟信号A1的频率为Rs＝Rb，所述数据时钟AN的频率为Rs_N＝N*Rb，N为正整数；

(2)、按照所述数据时钟信号A1对输入信号进行接收，得到接收信号；

(3)、利用数据时钟信号AN对步骤(2)得到的接收信号进行N倍补零插值，得到插值后信号x(n)，其中，所述插值后信号x(n)的码率为Rs_N；

(4)、采用数字成型滤波器对步骤(3)得到的信号x(n)进行滤波处理；

(5)、对成型滤波后的信号x(n)进行变采样率的插值滤波处理，得到采样率为fs的信号y(n)。

2.根据权利要求1所述的一种连续可变速率的数字成型滤波处理方法，其特征在于：在步骤(5)中，对成型滤波后的信号x(n)进行变采样率的插值滤波处理，得到采样率为fs的信号y(n)，具体实现过程如下：

(5a)、根据信号x(n)的带宽Bw和设定的信号的分辨率参数K，生成K组滤波器系数，并将所述K组滤波器系数保存在FIR滤波器抽头系数表内；其中，所述信号的分辨率参数K＝2^L，L为正整数；

(5b)、提取所述N倍数据时钟信号AN的时钟相位，所述时钟相位等于数据时钟信号AN对应的数字NCO累加值的高L位截取值，即所述时钟相位Phase的取值范围为0～K-1；其中，所述NCO的位宽为M且M≥L；

(5c)、按照所述时钟相位Phase的取值，在步骤(5a)产生的FIR滤波器抽头系数表中提取一组FIR滤波器的抽头系数，其中，如果所述时钟相位Phase＝k-1，则在所述FIR滤波器抽头系数表中提取得到第k组低通FIR滤波器系数h_k′(n)，其中，k＝1,2,…,K，n＝1,2,…,Q，Q为所述FIR滤波器的抽头个数；

(5d)、将步骤(5c)提取得到的FIR滤波器系数应用于FIR滤波器中，对信号x(n)进行内插滤波处理，得到内插滤波后信号y(n)，所述内插滤波后信号y(n)的采样率为fs。

3.根据权利要求2所述的一种任意采样率转换的内插滤波处理方法，其特征在于：在步骤(5a)中，根据信号x(n)的带宽Bw和设定的信号的分辨率参数K，生成K组滤波器系数，并将所述K组滤波器系数保存在FIR滤波器抽头系数表内；具体实现过程如下：

(5aa)、根据信号带宽Bw，生成一组满足所述信号带宽内滤波要求的FIR滤波器的抽头系数h(n)，其中，n＝1,2,…,Q，Q为所述FIR滤波器的抽头个数；

(5ab)、根据设定的信号的分辨率参数K，得到K个比例函数，其中，第k个所述比例函数为k＝1,2,…,K，n＝1,2,…,Q；

(5ac)、对步骤(5aa)得到的FIR滤波器抽头系数h(n)进行Q点离散傅里叶变换，得到FIR滤波器响应函数H(jw)＝DFT(h(n))，其中，DFT()代表离散傅里叶变换；所述响应函数H(jw)的Q个值分别为h₁,h₂,…,h_n,…,h_Q；

(5ad)、根据步骤(5ab)得到的K个比例函数和步骤(5ac)得到的响应函数H(jw)，得到K个新的响应函数，其中，第k个所述新的响应函数为H_k′(jw)，H_k′(jw)的Q个值分别为h₁′,h₂′,…,h_n′,…,h_Q′，其中，h_n′＝h_n×f_k(n)，k＝1,2,…,K，n＝1,2,…,Q；

(5ae)、对步骤(5ad)得到的K个新的响应函数进行逆傅里叶变换得K组滤波器系数，其中，第k组所述滤波器系数为h_k′(n)＝IDFT(H_k′(jw))，IDFT代表逆离散傅里叶变换，k＝1,2,…,K，n＝1,2,…,Q；

(5af)、将步骤(5ae)中得到K组滤波器系数依次存入数据表中，得到FIR滤波器抽头系数表。

4.根据权利要求1所述的一种连续可变速率的数字成型滤波处理方法，其特征在于：在步骤(1)中，正整数N的取值为4或8。

5.根据权利要求1所述的一种连续可变速率的数字成型滤波处理方法，其特征在于：在步骤(4)中，数字成型滤波器工作使能为数字时钟信号AN。

6.根据权利要求1或5所述的一种连续可变速率的数字成型滤波处理方法，其特征在于：在步骤(4)中，数字成型滤波器采用高斯滤波器、升余弦滤波器或根升余弦滤波器，其中：

所述高斯滤波器的冲击响应函数h_gauss(t)为：

$h_{\mathrm{gauss}}\left(t\right)=\frac{\exp \left(\frac{{-t}^2}{2{\mathrm{\&delta;}}^2}\right)}{\sqrt{2\mathrm{\&pi;}}\&CenterDot;\mathrm{\&delta;}}$

$\mathrm{\&delta;}=\frac{\sqrt{\ln \left(2\right)}}{2\mathrm{\&pi;BT}}$

其中，B是设定的滤波器3dB带宽，T为设定的数据符号周期。

所述升余弦滤波器的冲击响应函数h_cos(t)和根升余弦滤波器的冲击响应函数h_{cos_boot}(t)分别为：

$h_{\cos }\left(t\right)=\frac{\sin (\mathrm{\&pi;t}/T)}{\mathrm{\&pi;t}/T}\&CenterDot;\frac{\cos (\mathrm{\&pi;Rt}/T)}{(1-4R^2{t}^2/T^2)}$

$h_{\cos \_\mathrm{boot}}\left(t\right)=4R\frac{\cos ((1+R)\mathrm{\&pi;t}/T)+\frac{\sin ((1-R)\mathrm{\&pi;t}/T)}{4\mathrm{Rt}/T}}{\mathrm{\&pi;}\sqrt{T}(1-{(4\mathrm{Rt}/T)}^2)}$

其中，R是滚降系数且0<R<1。