CN104506281A - 一种3d-mimo系统的射频与基带混合预编码方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种3D-MIMO系统的射频与基带混合预编码方法，包括步骤1)信道估计及计算相关矩阵；2)构造射频预编码码本；3)计算并反馈射频预编码码字；4)计算并反馈基带预编码码字；5)下行数据发送。本发明针对3D-MIMO系统的信道特性，实现了用户级的波束对准；采用了长周期和短周期的反馈策略，减少了实时反馈量，极大地减轻了上行链路的负担；降低了射频链的数目，从而降低成本；操作简便，易于应用于实际的通信系统。

Description

一种3D-MIMO系统的射频与基带混合预编码方法

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，涉及一种预编码方法，特别涉及一种3D-MIMO系统的射频与基带混合预编码方法。

背景技术

近年来，随着移动互联网的高速发展，用户对数据传输速率的需求也急剧增加。在网络容量方面，第五代移动通信技术致力于实现“十年千倍”的目标。为实现这一目标，3D-MIMO(Three Dimension Multiple-Input Multiple-Output，三维多输入多输出)技术作为其中一项关键技术倍受瞩目。

3D-MIMO系统增加了对垂直维度信道信息的利用，在能够较大提升系统平均吞吐量的同时，还能改善小区边缘用户的服务质量。3D-MIMO系统在基站端配置有源天线阵列(其中大多为均匀矩形阵列)，天线规模的增大导致了射频链数目的增多，信道维数的扩张，以及信号处理复杂度的增加。

为提升3D-MIMO系统的性能，现有的3D-MIMO技术通常采用下述的方法。

(1)在垂直维度对小区进行分裂，利用有源天线提供的多波束对垂直方向进行覆盖，每个波束服务一定的环形范围内的用户。例如，若垂直分裂为两个分区，则小区将被分为内部分区和外部分区。这一方法操作简便，但是由于难以精确实现用户级的对准，3D-MIMO系统的性能提升较为有限。

(2)采用DFT矩阵的Kronecker积型码本，对主方向波束进行量化反馈。这一方法存在两个问题：一是需要瞬时反馈量化信息，且信道矩阵的维度扩张导致反馈量较大；二是虽然基站侧获取了一定的信道信息，但是单一的主方向波束并不能完全地表征信道，对信道信息的利用不够充分。

发明内容

为解决现有3D-MIMO系统性能提升方法存在的技术问题，本发明给出了一种3D-MIMO系统的射频与基带混合预编码方法，具有实现用户级对准、低反馈负载和低实现成本等优点。

本发明的技术原理可以描述为：3D-MIMO系统基站侧的天线配置为均匀平面阵，其信道信息包括水平和垂直两个维度，现有移动通信标准普遍采用的几何随机特性MIMO信道能很好的近似实际场景，所以可以充分利用三维信道的结构特性进行下行预编码设计。DFT向量的Kronecker积与基站指向某一散射簇的波束导向矢量是一致的，可以在射频部分采用移相器来实现波束矢量对散射簇的对准。基站可以选取主要的若干个散射簇，在对准的基础上，对其波束导向矢量进行实时的线性合并，这样即可使得信号更加集中指向用户。

基于这一原理，本发明所设计的有限反馈预编码方法包括两个部分：一是长周期反馈的射频预编码码字，能够利用信道的统计信息，得到较长时期内信道中主要散射簇的分布方向；二是在每个时隙内，根据瞬时信道信息，用户反馈基带预编码码字，对指向散射簇的波束进行线性合并。

具体而言，本发明采取如下的技术方案：

一种3D-MIMO系统的射频与基带混合预编码方法，考虑单用户下行场景，基站配置均匀平面阵列，其阵元排列为N_az列N_el行，基站天线数目为N_t＝N_el×N_az，射频链的数目为下行发送数据流数目为用户端的天线数目为N_r，所述方法包括如下步骤：

(1)信道估计及计算相关矩阵

用户估计下行信道矩阵，信道估计结果表示为：

$\hat{H}=[h_1,h_2,...,h_{N_t}]\∈C^{N_r\×N_t}$

其中，h_l为基站的第l根天线与用户天线之间的信道响应，按照先行后列的顺序依次对阵元进行编号；

用户端利用下行信道信息，计算发送端相关矩阵R_t：

$R_t=E\left\{{\hat{H}}^H\hat{H}\right\}\≈\frac{1}{N}\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_i^H{\hat{H}}_i$

其中，表示第i个时隙的信道估计结果，N表示时隙数目，表示对进行共轭转置；

(2)构造射频预编码码本

信道信息的水平方向采用比特的DFT码本信道信息的垂直方向采用N_θ比特的DFT码本C_θ，采用Kronecker积构造射频预编码码本C_RF；

(3)计算并反馈射频预编码码字

对于发送端相关矩阵R_t，采用匹配追踪法计算得到射频预编码码字并以N个时隙为周期对其进行反馈；

(4)计算并反馈基带预编码码字

在每个时隙，对于信道估计结果计算对应的基带预编码码字并将其反馈回基站；

(5)下行数据发送

在每个时隙，基站利用和对发送信号进行预编码，用户接收到的信号y表示如下：

$y=\sqrt{\mathrm{\ρ}}{C}_{\mathrm{RF}}^{\mathrm{opt}}{C}_{\mathrm{BB}}^{\mathrm{opt}}s+n$

其中，表示待发送的信号，ρ表示用户端的信号功率，表示接收端的高斯白噪声， $n_i~\mathrm{CN}(0,{\mathrm{\σ}}_n^2).$

进一步地，所述的3D-MIMO系统的射频与基带混合预编码方法中，射频预编码码本C_RF的构造包括如下步骤：

(2.1)构造比特的水平DFT码本

(2.2)构造N_θ比特的垂直DFT码本

$C_{\mathrm{\θ}}=\left[\begin{array}{cccc}{C}_{\mathrm{\θ}}^{\left(1\right)}& C_{\mathrm{\θ}}^{\left(2\right)}& ...& C_{\mathrm{\θ}}^{\left(2^{N_{\mathrm{\θ}}}\right)}\end{array}\right]$

$C_{\mathrm{\θ}}^{\left(n\right)}=\frac{1}{\sqrt{N_{\mathrm{el}}}}{[1,...,e^{\frac{j2\mathrm{\πn}}{2^{N_{\mathrm{\θ}}}}},...,e^{\frac{j2\mathrm{\π}(N_{\mathrm{el}}-1)n}{2^{N_{\mathrm{\θ}}}}}]}^T,n=1,...,2^{N_{\mathrm{\θ}}};$

(2.3)利用Kronecker积构造射频预编码码本

其中，表示对两个矩阵进行Kronecker乘积。

进一步地，所述的3D-MIMO系统的射频与基带混合预编码方法中，射频预编码码字的计算方法按照如下步骤：

(3.1)对发送端相关矩阵R_t进行SVD分解，取其右奇异向量的前列，表示为

(3.2)输入采用匹配追踪法计算并选取得到射频预编码码字

进一步地，所述匹配追踪法的计算流程包括：

(4.1)对在射频预编码码本中选择最优的码字k，

其中，(·)_l,l表示矩阵中的第l行每l列个元素，则C_RF的第k列为所选的码字，此时射频预编码矩阵为

(4.2)计算现有射频预编码矩阵在中所占的分量

$F_{\mathrm{temp}}={\left({\left(C_{\mathrm{RF}}^{\mathrm{out}}\right)}^H{C}_{\mathrm{RF}}^{\mathrm{opt}}\right)}^{-1}{\left(C_{\mathrm{RF}}^{\mathrm{opt}}\right)}^H{F}_{\mathrm{RF}}^{\mathrm{opt}};$

并计算去掉中所占的分量后的残差值F_res：

$F_{\mathrm{res}}=\frac{F_{\mathrm{RF}}^{\mathrm{opt}}-{\left(C_{\mathrm{RF}}^{\mathrm{opt}}\right)}^H{F}_{\mathrm{temp}}}{{\left|\right|F_{\mathrm{RF}}^{\mathrm{opt}}-{\left(C_{\mathrm{RF}}^{\mathrm{opt}}\right)}^H{F}_{\mathrm{temp}}\left|\right|}_F}$

其中，||·||_F表示对矩阵求Frobenius范数；

(4.3)对F_res在射频预编码码本中选择最优的码字m，

将新获得的码字m并入原来的射频预编码矩阵中：若的列数等于则输出为最终的射频预编码矩阵，否则，返回步骤(4.2)。

进一步地，所述的3D-MIMO系统的射频与基带混合预编码方法中，假设采用N_BB比特的格拉斯曼码本 每个时隙的基带预编码码字按照以下步骤选取：

(5.1)对该时隙的信道矩阵进行SVD分解，取其右奇异向量的前N_s列，表示为

(5.2)计算基带最优预编码矩阵F_BB：

$F_{\mathrm{BB}}={\left(C_{\mathrm{RF}}^{\mathrm{opt}*}{C}_{\mathrm{RF}}^{\mathrm{opt}}\right)}^{-1}{C}_{\mathrm{RF}}^{\mathrm{opt}*}{F}_{\mathrm{BB}}^{\mathrm{opt}}$

并对整体的预编码矩阵F_BB进行功率归一化，得到归一化后的基带最优预编码矩阵：

$F_{\mathrm{BB}}=\sqrt{N_s}\frac{F_{\mathrm{BB}}}{{\left|\right|C_{\mathrm{RF}}^{\mathrm{opt}}{F}_{\mathrm{BB}}\left|\right|}_F}$

(5.3)根据F_BB，依照传统的最小奇异值准则，从格拉斯曼码本C_BB中选择最优的基带预编码码字

与现有技术相比，本发明的有益效果主要体现在：

(1)用户级对准。现有的垂直小区分裂技术，单波束的覆盖范围较大，但对个别的用户的覆盖情况可能很差。基于Kronecker积的反馈主波束的方法虽然是针对单一用户设计的，但是单一波束难以精确地表征信道信息。本发明能够利用射频码字选择出一段时间内的主要波束，并利用基带码字对其进行线性合并，实现用户级对准。

(2)低反馈负载。因为基站天线规模的扩张，基于Kronecker积的反馈主波束的方法所需的码本维度也随之扩张。在保证性能的情况下，码本维度会很大，较大的瞬时反馈量对容量受限的反馈链路来说较为困难。本发明以长周期反馈射频预编码码字，瞬时反馈的基带预编码码本的维度较低，用小于反馈主波束方法的瞬时反馈量可以达到更优的性能。

(3)低实现成本。本发明中，基站端只需要个射频链，其数目可灵活配置，远小于阵元数目N_t。射频链数目的减少极大降低了基站的实现成本，同时能够节省基站的发射功率。

附图说明

图1是3D-MIMO系统的射频与基带混合预编码方法实现流程示意图。

图2是采用匹配追踪法计算射频预编码码字的算法流程图。

图3是在3D信道下，本发明与现有方法的频谱效率比较图。

具体实施方式

为了便于理解本发明的目的、技术方案及其效果，现将结合实施例对本发明做进一步详细阐述。

本实施例给出了一种3D-MIMO系统的射频与基带混合预编码方法。考虑下行单用户场景，基站配置均匀矩形阵列，假设阵元排列为N_az列N_el行，即基站天线数目为N_t＝N_el×N_az，射频链的数目为下行发送数据流数目为用户端的天线数目为N_r。为了不失一般性，假设用户端的天线数目N_r＝1。

如图1所示，所述3D-MIMO系统的射频与基带混合预编码方法的实现步骤具体如下：

步骤1，信道估计及相关矩阵计算

用户估计下行信道矩阵，信道估计结果可以表示为：

$\hat{H}=[h_1,h_2,...,h_{N_t}]\∈C^{N_r\×N_t}$

其中，h_l为基站的第l根天线与用户天线之间的信道响应，按照先行后列依次对阵元进行编号；

用户端利用信道估计结果，按照下式计算发送端相关矩阵：

$R_t=E\left\{{\hat{H}}^H\hat{H}\right\}\≈\frac{1}{N}\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_i^H{\hat{H}}_i$

其中，表示第i个时隙的信道估计结果，N表示时隙数目。

步骤2，构造射频预编码码本

水平方向采用比特的DFT码本直方向采用N_θ比特的DFT码本C_θ，采用Kronecker积构造成为射频预编码码本C_RF。

在步骤2中，构造射频预编码码本的具体过程按以下流程进行：

2a、构造比特的水平DFT码本如下式所示：

2b、构造N_θ比特的垂直DFT码本如下式所示：

$C_{\mathrm{\θ}}=\left[\begin{array}{cccc}{C}_{\mathrm{\θ}}^{\left(1\right)}& C_{\mathrm{\θ}}^{\left(2\right)}& ...& C_{\mathrm{\θ}}^{\left(2^{N_{\mathrm{\θ}}}\right)}\end{array}\right]$

$C_{\mathrm{\θ}}^{\left(n\right)}=\frac{1}{\sqrt{N_{\mathrm{el}}}}{[1,...,e^{\frac{j2\mathrm{\πn}}{2^{N_{\mathrm{\θ}}}}},...,e^{\frac{j2\mathrm{\π}(N_{\mathrm{el}}-1)n}{2^{N_{\mathrm{\θ}}}}}]}^T,n=1,...,2^{N_{\mathrm{\θ}}};$

2c、利用Kronecker积构造射频预编码码本如下式所示：

其中，表示对两个矩阵进行Kronecker乘积。

步骤3，计算并反馈射频预编码码字

对发送端相关矩阵R_t，采用匹配追踪法计算得到射频预编码码字并以N个时隙为周期对其进行反馈。

具体按以下步骤进行计算并反馈射频预编码码字：

3a、对发送端相关矩阵R_t做SVD分解，取其右奇异向量的前列，表示为

3b、以为输入，采用匹配追踪法计算得到如图2所示，匹配追踪法的计算流程包括：

(3b.1)对在射频预编码码本中选择最优的码字k，

其中，(·)_l,l表示矩阵中的第l行每l列个元素，则C_RF的第k列为所选的码字，此时射频预编码矩阵为

(3b.2)计算现有射频预编码矩阵在中所占的分量

$F_{\mathrm{temp}}={\left({\left(C_{\mathrm{RF}}^{\mathrm{out}}\right)}^H{C}_{\mathrm{RF}}^{\mathrm{opt}}\right)}^{-1}{\left(C_{\mathrm{RF}}^{\mathrm{opt}}\right)}^H{F}_{\mathrm{RF}}^{\mathrm{opt}};$

并计算去掉中所占的分量后的残差值F_res：

$F_{\mathrm{res}}=\frac{F_{\mathrm{RF}}^{\mathrm{opt}}-{\left(C_{\mathrm{RF}}^{\mathrm{opt}}\right)}^H{F}_{\mathrm{temp}}}{{\left|\right|F_{\mathrm{RF}}^{\mathrm{opt}}-{\left(C_{\mathrm{RF}}^{\mathrm{opt}}\right)}^H{F}_{\mathrm{temp}}\left|\right|}_F}$

其中，||·||_F表示对矩阵求Frobenius范数；

(3b.3)对F_res在射频预编码码本中选择最优的码字m，

将新获得的码字m并入原来的射频预编码矩阵中：若的列数等于则输出为最终的射频预编码矩阵，否则，返回步骤(3b.2)。

步骤4，计算并反馈基带预编码码字

在每个时隙，针对信道计算对应的基带预编码码字并将其反馈回基站。假设采用N_BB比特的格拉斯曼码本 每个时隙的基带预编码码字按照以下步骤选取：

4a、对该时隙的信道矩阵进行SVD分解，取其右奇异向量的前N_s列，表示为

4b、计算基带最优预编码矩阵F_BB：

$F_{\mathrm{BB}}={\left(C_{\mathrm{RF}}^{\mathrm{opt}*}{C}_{\mathrm{RF}}^{\mathrm{opt}}\right)}^{-1}{C}_{\mathrm{RF}}^{\mathrm{opt}*}{F}_{\mathrm{BB}}^{\mathrm{opt}}$

并对整体的预编码矩阵F_BB进行功率归一化，得到归一化后的基带最优预编码矩阵：

$F_{\mathrm{BB}}=\sqrt{N_s}\frac{F_{\mathrm{BB}}}{{\left|\right|C_{\mathrm{RF}}^{\mathrm{opt}}{F}_{\mathrm{BB}}\left|\right|}_F}$

4c、根据F_BB，依照传统的最小奇异值准则，从格拉斯曼码本C_BB中选择最优的基带预编码码字

步骤5，下行数据发送

在每个时隙，基站利用和对发送信号进行预编码，用户接收到的信号y表示如下：

$y=\sqrt{\mathrm{\ρ}}{C}_{\mathrm{RF}}^{\mathrm{opt}}{C}_{\mathrm{BB}}^{\mathrm{opt}}s+n$

其中，表示待发送的信号，ρ表示用户端的信号功率，表示接收端的高斯白噪声，

本发明所述方法的有益效果可以通过以下仿真和分析来进一步进行说明。

按照表1设置系统的仿真参数，仿真结果见图3。

表1系统仿真采用的参数设置

以3D-MIMO系统的三维信道的结构特性为出发点，本发明所述的射频与基带混合预编码方法更充分地利用了3D信道的信道信息。本发明的射频码本采用水平方向和垂直方向各4比特，基带码本4比特，保证相同瞬时反馈量(即主波束反馈采用水平和垂直各2比特)的情况下，由图3可以看出，本发明所述的射频与基带混合预编码方法比传统的主波束反馈方法性能有极大提升。特别地，当射频链数目由2变为3时，性能提升跨度更大。当射频链数目为16(即与发射天线数目相等)时，本发明所述的射频与基带混合预编码方法的性能与理想反馈的预编码方案性能一致。这是因为本发明所述的射频与基带混合预编码方法充分地考虑到了三维信道的结构特性，利用线性合并指向若干散射簇的波束的方式进行预编码，能够极好的与信道相符合。

结合以上仿真结果和分析可以看出，本发明所述的射频与基带混合预编码方法以三维信道的结构特性为设计出发点，能够显著提升系统性能。

上面结合实施例对本发明做了进一步的叙述，但本发明并不限于上述实施方式，在本领域的普通技术人员所具备的知识范围内，还可以在不脱离本发明宗旨的前提下做出各种变化。

Claims (5)

1.一种3D-MIMO系统的射频与基带混合预编码方法，其特征在于，考虑单用户下行场景，基站配置均匀平面阵列，其阵元排列为N_az列N_el行，基站天线数目为N_t＝N_el×N_az，射频链的数目为下行发送数据流数目为用户端的天线数目为N_r，所述方法包括如下步骤：

(1)信道估计及计算相关矩阵

用户估计下行信道矩阵，信道估计结果表示为：

$\hat{H}=[h_1,h_2,...,h_{N_t}]\∈C^{N_r\×N_t}$

其中，h_l为基站的第l根天线与用户天线之间的信道响应，按照先行后列的顺序依次对阵元进行编号；

用户端利用下行信道信息，计算发送端相关矩阵R_t：

$R_t=E\left\{{\hat{H}}^H\hat{H}\right\}\≈\frac{1}{N}\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_i^H{\hat{H}}_i$

其中，表示第i个时隙的信道估计结果，N表示时隙数目，表示对进行共轭转置；

(2)构造射频预编码码本

信道信息的水平方向采用比特的DFT码本信道信息的垂直方向采用N_θ比特的DFT码本C_θ，采用Kronecker积构造射频预编码码本C_RF；

(3)计算并反馈射频预编码码字

对于发送端相关矩阵R_t，采用匹配追踪法计算得到射频预编码码字并以N个时隙为周期对其进行反馈；

(4)计算并反馈基带预编码码字

在每个时隙，对于信道估计结果计算对应的基带预编码码字并将其反馈回基站；

(5)下行数据发送

在每个时隙，基站利用和对发送信号进行预编码，用户接收到的信号y表示如下：

$y=\sqrt{\mathrm{\ρ}}{\mathrm{HC}}_{\mathrm{RF}}^{\mathrm{opt}}{C}_{\mathrm{BB}}^{\mathrm{opt}}s+n$

其中，表示待发送的信号，ρ表示用户端的信号功率，表示接收端的高斯白噪声，

2.根据权利要求1所述的3D-MIMO系统的射频与基带混合预编码方法，其特征在于，所述步骤(2)中射频预编码码本C_RF的构造，包括如下步骤：

(2.1)构造比特的水平DFT码本

(2.2)构造N_θ比特的垂直DFT码本

$C_{\mathrm{\θ}}=\left[\begin{array}{cccc}{C}_{\mathrm{\θ}}^{\left(1\right)}& C_{\mathrm{\θ}}^{\left(2\right)}& ...& C_{\mathrm{\θ}}^{\left(2^{N_{\mathrm{\θ}}}\right)}\end{array}\right]$

$C_{\mathrm{\θ}}^{\left(n\right)}=\frac{1}{\sqrt{N_{\mathrm{el}}}}{[1,...,e^{\frac{j2\mathrm{\πn}}{2^{N_{\mathrm{\θ}}}}},...,e^{\frac{j2\mathrm{\π}(N_{\mathrm{el}}-1)n}{2^{N_{\mathrm{\θ}}}}}]}^T,n=1,...,2^{N_{\mathrm{\θ}}};$

(2.3)利用Kronecker积构造射频预编码码本

其中，表示对两个矩阵进行Kronecker乘积。

3.根据权利要求1所述的3D-MIMO系统的射频与基带混合预编码方法，其特征在于，所述步骤(3)中射频预编码码字的计算方法按照如下步骤：

(3.1)对发送端相关矩阵R_t进行SVD分解，取其右奇异向量的前列，表示为

(3.2)输入采用匹配追踪法计算并选取得到射频预编码码字

4.根据权利要求3所述的3D-MIMO系统的射频与基带混合预编码方法，其特征在于，所述匹配追踪法的计算流程包括：

(4.1)对在射频预编码码本中选择最优的码字k，

其中，(·)_l,l表示矩阵中的第l行每l列个元素，则C_RF的第k列为所选的码字，此时射频预编码矩阵为

(4.2)计算现有射频预编码矩阵在中所占的分量

$F_{\mathrm{temp}}={\left({\left(C_{\mathrm{RF}}^{\mathrm{opt}}\right)}^H{C}_{\mathrm{RF}}^{\mathrm{opt}}\right)}^{-1}{\left(C_{\mathrm{RF}}^{\mathrm{opt}}\right)}^H{F}_{\mathrm{RF}}^{\mathrm{opt}};$

并计算去掉中所占的分量后的残差值F_res：

$F_{\mathrm{res}}=\frac{F_{\mathrm{RF}}^{\mathrm{opt}}-{\left(C_{\mathrm{RF}}^{\mathrm{opt}}\right)}^H{F}_{\mathrm{temp}}}{{\left|\right|F_{\mathrm{RF}}^{\mathrm{opt}}-{\left(C_{\mathrm{RF}}^{\mathrm{opt}}\right)}^H{F}_{\mathrm{temp}}\left|\right|}_F}$

其中，||·||_F表示对矩阵求Frobenius范数；

(4.3)对F_res在射频预编码码本中选择最优的码字m，

将新获得的码字m并入原来的射频预编码矩阵中：若的列数等于则输出为最终的射频预编码矩阵，否则，返回步骤(4.2)。

5.根据权利要求1所述的3D-MIMO系统的射频与基带混合预编码方法，其特征在于，所述步骤(4)中，假设采用N_BB比特的格拉斯曼码本每个时隙的基带预编码码字按照以下步骤选取：

(5.1)对该时隙的信道矩阵进行SVD分解，取其右奇异向量的前N_s列，表示为

(5.2)计算基带最优预编码矩阵F_BB：

$F_{\mathrm{BB}}={\left(C_{\mathrm{RF}}^{\mathrm{opt}*}{C}_{\mathrm{RF}}^{\mathrm{opt}}\right)}^{-1}{C}_{\mathrm{RF}}^{\mathrm{opt}*}{F}_{\mathrm{BB}}^{\mathrm{opt}}$

并对整体的预编码矩阵进行功率归一化，得到归一化后的基带最优预编码矩阵：

$F_{\mathrm{BB}}=\sqrt{N_s}\frac{F_{\mathrm{BB}}}{{\left|\right|C_{\mathrm{RF}}^{\mathrm{opt}}{F}_{\mathrm{BB}}\left|\right|}_F}$

(5.3)根据F_BB，依照传统的最小奇异值准则，从格拉斯曼码本C_BB中选择最优的基带预编码码字