CN104167922B - 具有反冲保护的电压调节器 - Google Patents

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Abstract

本文的主题可体现为一种方法，其包括具有输入端子和输出端子的电压调节器。该电压调节器包括在输入端子和中间端子之间的高侧晶体管，以及在中间端子和地之间的低侧晶体管。电压调节器包括低侧驱动电路，其包括电容器和反相器。反相器的输出连接至低侧晶体管的栅极。电压调节器还包括控制器，其驱动高侧和低侧晶体管，以将中间端子交替地耦合至输入端子和地。控制器被配置为通过控制反相器来驱动低侧晶体管。电压调节器还包括耦合至低侧驱动电路的开关。开关被配置为在低侧晶体管的关断状态期间阻止从电容器泄漏电荷。

Description

具有反冲保护的电压调节器
技术领域
下面的公开内容涉及半导体电压调节器设备。
背景技术
电压调节器，例如DC到DC转换器，用于为电子系统提供稳定的电压源。有效的DC到DC转换器尤其需要用于低功率设备的电池管理，例如笔记本电脑和蜂窝电话。开关电压调节器(或简称“开关调节器”)是已知的有效DC到DC转换器。开关调节器通过将输入DC电压转换为高频电压而产生输出电压，并且对该高频输入电压进行滤波以产生输出DC电压。具体地，开关调节器包括将输入DC电压源(例如电池)交替地耦合和去耦合至负载(例如集成电路)的开关。输出滤波器(典型地包括电感器和电容器)耦合在输入电压源与负载之间，以对开关的输出进行滤波，并且由此提供了输出DC电压。控制器(例如脉宽调制器或脉频调制器)控制该开关以维持基本恒定的输出DC电压。
发明内容
总体而言，在一方面，本公开内容描述了一种方法，其包括具有输入端子和输出端子的电压调节器。该电压调节器包括在输入端子和中间端子的高侧晶体管，以及在中间端子和地之间的低侧晶体管。该电压调节器还包括低侧驱动电路，其包括电容器和反相器。该反相器的输出连接至低侧晶体管的栅极。电压调节器还包括控制器，其驱动高侧和低侧晶体管，以将中间端子交替地耦合至输入端子和地，其中控制器被配置为通过控制反相器来驱动低侧晶体管。电压调节器还包括耦合至低侧驱动电路的开关。该开关被配置为在低侧晶体管的关断状态期间，阻止从电容器泄漏电荷。
另一方面，本公开内容包括具有输入端子和输出端子的电压调节器。该电压调节器包括在输入端子和中间端子之间的高侧晶体管，其中高侧晶体管连接至高侧驱动电路。该电压调节器还包括在中间端子和地之间的低侧晶体管，其中低侧晶体管连接至包括电容器和反相器的低侧驱动电路。电压调节器还包括控制器，其连接至高侧和低侧驱动电路，以将中间端子交替地耦合至输入端子和地。反相器包括正电压端子和负电压端子，所述正电压端子被配置为连接至第一直流(DC)电压源，所述负电压端子被配置为连接至不同的第二DC电压源。
实施方式可包括以下中的一个或多个。
开关可包括隔离晶体管，其在低侧晶体管的关断状态期间关断。电压调节器可包括连接至隔离晶体管的栅极的第二反相器，其中控制器被配置为在低侧晶体管的关断状态期间，通过第二反相器来关断隔离晶体管。低侧晶体管可为nMOS晶体管，并且隔离晶体管可为pMOS晶体管。低侧晶体管可为pMOS晶体管，并且隔离晶体管可为nMOS晶体管。反相器可包括连接至隔离晶体管的漏极的正电压端子。反相器可包括连接至第二反相器的另一个负电压端子的负电压端子，该第二反相器连接至隔离晶体管的栅极。低侧晶体管可在高侧晶体管的导通状态期间被部分地导通。该开关可包括二极管电路。
用于导通低侧晶体管的低侧阈值电压可以小于第一与第二DC电压源的各自输出之间的差值。低侧阈值电压可以大于第二DC电压源的输出。低侧阈值电压可以使得该低侧阈值电压与第二DC电压源的输出电压之间的差值基本等于用于导通高侧晶体管的高侧阈值电压。该阈值电压可在2.3V和4V之间。第一DC电压源可提供基本等于12V的电压。第二DC电压源可提供基本等于1.8V的电压。电容器可连接在电压调节器的内部接地和隔离晶体管的漏极之间。低侧晶体管可为nMOS晶体管，并且隔离晶体管可为pMOS晶体管。低侧晶体管可为pMOS晶体管，并且隔离晶体管可为nMOS晶体管。隔离晶体管的源极可连接至高侧驱动电路。隔离晶体管可由控制器通过连接至隔离晶体管的栅极的第二反相器来控制。
一些实施方式可具有一个或多个以下优点。通过具有可调节的DC电压源来驱动功率晶体管的栅极，可增大电压调节器的效率。具有可调节的DC电压源可有助于快速地提升在电压调节器的中间节点的电压，由此减小了切换时间。可通过根据输出电流来调节DC电压源而提供驱动开关转换所需的充足的饱和电流。除了提升中间端子所需的时候，将电压调节至低值可增加电压调节器的氧化层的预期寿命，并因此增加了容纳电压调节器的集成电路的预期寿命。
设置开关以防止从低侧驱动电路放电(通常称为反冲放电)可通过保持对低侧驱动电路足够的拉降力来减少切换时间。在集成电路内设置的基于晶体管的开关可避免对外部电阻器(防止放电)的需要，该外部电阻器反而会增加充电时间。基于晶体管的开关可提供放电保护而无需引入与使用简单二极管相关联的电压降。
将低侧驱动电路连接至DC电压源(而不是地)也可提供放电保护，同时通过具有减小的电压摆动来增加调节器的效率。减小的摆动可转而实现功率节省。将低侧驱动电路连接至DC电压源还可以为设备设计者提供更多的选择。例如，高侧设备的阈值电压可被降至一值，从而使高侧设备的有效阈值电压与低侧设备的阈值电压基本相同或至少是可以与之相当的。这转而可通过减少与调节器相关联的二极管反向恢复损耗来增加效率。通过使DC电压源可调节，集成电路可适应于与集成电路相关联的地弹(由于例如寄生电感的存在，集成电路的内部地相对于实际地而提高)范围。
附图和以下描述阐述了一个或多个实施方式的细节。其它的特征、方面和优点将从说明书、附图、以及权利要求书中变得明显。
附图说明
下面将结合附图来描述示例性实施方式，其中相同的标记表示相同的元件，并且其中：
图1是开关调节器的电路图。
图2是开关调节器中根据输出电流对DC电压源进行调节的电路图。
图3是具有低侧放电保护的开关调节器的电路图。
图4是具有低侧放电保护的开关调节器的电路图。
图5是示出了根据输出电流调节DC电压源的示例性操作顺序的流程图。
具体实施方式
电力电子器件及系统连续地推动以持续地改善整体产品的性能。可通过例如功率损耗、电气鲁棒性/可靠性、以及成本来评测性能。这些度量可受到例如设备架构选择、电路架构选择的影响。例如，对于较低功率损耗以及开关损耗的需求会导致较低的栅极驱动电压电平，同时维持或改善驱动电流。
参照图1，开关调节器10通过输入端子20耦合至第一高直流(DC)输入电压源12，例如电池。输入端子20的电压可被称为VDDH。开关调节器10还通过输出端子24耦合至负载14，例如集成电路。开关调节器10用作输入端子20与输出端子24之间的DC到DC转换器。开关调节器10包括开关电路16，其作为功率开关用于将输入端子20交替地耦合以及去耦合至中间端子22。开关电路16包括诸如开关或二极管的整流器，其将中间端子22耦合至地。具体地，开关电路16可包括第一晶体管40(称为高侧晶体管)以及第二晶体管42(称为低侧晶体管或同步晶体管)，该第一晶体管40具有连接至输入端子20的源极和连接至中间端子22的漏极，该第二晶体管42具有连接至地的漏极和连接至中间端子22的源极。
在一个实施方式中，第一晶体管40可为P沟道金属氧化物半导体(PMOS)晶体管，且第二晶体管42可为N沟道金属氧化物半导体(NMOS)晶体管。在另一个实施方式中，第一晶体管40和第二晶体管42可均为NMOS晶体管。在另一个实施方式中，第一晶体管40可为PMOS、NMOS、或横向双扩散金属氧化物半导体(LDMOS)，且第二晶体管42可为LDMOS。
中间端子22通过输出滤波器26耦合至输出端子24。输出滤波器26将在中间端子22的中间电压的矩形波转换为在输出端子24的大致DC输出电压。具体地，在降压转换器的拓扑中，输出滤波器26包括连接在中间端子22与输出端子24之间的电感器44以及与负载14并联连接的电容器46。在高侧导电期间，第一晶体管(也称为高侧晶体管)40闭合(或导通)，并且DC输入电压源12经由第一晶体管40为负载14和电感器44提供能量。另一方面，在低侧导电期间，第二晶体管(也称为低侧晶体管)42闭合，并且当能量由电感器44提供时，电流流经第二晶体管42。所产生的输出电压VOUT基本上为DC电压。
开关调节器还包括控制器18、高侧驱动器(也称为高侧驱动电路)80以及低侧驱动器(也称为低侧驱动电路)82，来用于控制开关电路16的操作。第一控制线30将高侧晶体管40连接至高侧驱动器80，并且第二控制线32将低侧晶体管42连接至低侧驱动器82。高侧和低侧驱动器分别通过控制线84和86连接至控制器18。控制器18使开关电路16在高侧和低侧导电时段之间交替，以便在中间端子22处产生具有矩形波形的中间电压VX。控制器18还包括反馈电路50，其被配置为测量穿过输出端子24的电流Iload和输出电压VOUT。尽管控制器18通常为脉宽调制器，但本文描述的方法和系统还可应用于其它调制方案中，例如脉频调制。
在一些实施方式中，高侧晶体管40和高侧驱动器80可统称为高侧设备。高侧驱动器80可包括高侧电容器62和高侧反相器64。高侧反相器64包括耦合至电容器65的正电压端子66，该电容器65被配置成为高侧驱动器保持升压电压VBST。高侧反相器64还包括连接至开关调节器10的中间端子22的负电压端子68。高侧反相器64可通过控制线84连接至控制器18，并且通过控制线30连接至高侧晶体管40的栅极。控制器18可配置为控制反相器64，以导通或关断高侧晶体管40。
在一些实施方式中，低侧晶体管42和低侧驱动器82可统称为低侧设备。低侧驱动器82可包括低侧电容器72和低侧反相器74。低侧反相器74包括耦合至第二DC输入电压源28的正电压端子76。DC电压源28的电压VCC可用于对低侧驱动器82供电。在一些实施方式中，DC电压源28为可调节的，使得DC电压源28的输出可在一范围内变化。低侧反相器74还包括连接至开关调节器10的内部接地端子79的负电压端子78。开关调节器10的内部接地79可因图1所示的寄生电感(如电感器83)的存在而与实际地相比处于不同的电位。低侧反相器74可通过控制线86连接至控制器18，并且通过控制线32连接至低侧晶体管42的栅极。控制器18可配置为控制反相器74，以导通或关断低侧晶体管42。
电压VDDH(例如12V)被施加至高侧晶体管40，并且当高侧晶体管40导通时，电流流经晶体管40和电感器44。相反，当低侧晶体管42导通时，电感器44从地拉取电流。在正常操作时，调节器10在导通高侧晶体管40与低侧晶体管42之间进行切换，使得滤波器26的输出产生所期望的电压VOUT。VOUT为0V与VDDH之间的电压。
为了提高调节器的效率，希望在低侧晶体管42关断时，高侧晶体管40导通，并且反之亦然。然而，在切换之间需要停止期，以避免晶体管40，42这两者同时导通，这会造成直通且造成显著的效率损耗以及损坏晶体管。因此，在每一个高侧导电与低侧导电时段之间，存在一短的时段，即固有死区时间td，其中两个晶体管都断开。
当两个晶体管40，42都关断时，穿过电感器44的电流不会立即降至为零。电感器两端的电压由方程式1确定：
V＝L(di/dt)，(方程式1)
其中V是电压，L是电感，且i是电感器中的电流。随着电感器电流减小，在电感器的输入端处，即VDDH附近的电压被迫变为负的。当该电压达到使低侧晶体管42达到相应的阈值电压的值(例如-0.7V)时，低侧晶体管42开始将电流引至电感器。
可通过控制各自栅极处的栅极电压来控制高侧晶体管40和低侧晶体管42。改变晶体管的栅极电压可影响调节器10的功率损耗和/或效率。在一些实施方式中，如果调节栅极电压使得栅极与源极(Vgs)之间的电压增大，则该增大可导致较低的导通电阻(或较高的电导率)，由此减少了与对应晶体管相关的电阻损耗。然而，在一些实施方式中，增大的Vgs可导致增大的开关损耗。
在一些情况下，当高侧晶体管导通并且电流从DC源12流经高侧晶体管40进入到电感器44时，在中间端子22的电压可降至比高侧晶体管40的Vgs低的电压。由于例如与高侧晶体管40的栅极共享的电荷，这会导致VBST值的降低。例如，对于具有大约1.8V的Vgs的设备而言，在中间端子22的电压在切换期间可降至大约0.9V，其转而会导致可用于驱动开关转换的饱和电流的损耗。这会导致在中间端子22处的电压的缓慢拉起，从而导致增大开关损耗。
在一些实施方式中，可通过防止VBST的下降而减小开关损耗。这可以通过以下来实现，例如，根据输出电流来调节VCC，并提供电路以确保Vgs会被相应地调节，并且在开关转换期间可用于高侧晶体管40的饱和电流是足够的。
图2示出了配置为增大效率并减少开关损耗的开关调节器200。调节器200包括由反相器94驱动的晶体管90。反相器及其相应的晶体管90可受控制器18控制。晶体管90的类型与晶体管40和42不同。例如，如果晶体管40和42为nMOS型晶体管(即，n沟道MOSFET)，则晶体管90为pMOS型(即，p沟道MOSFET)。可替换地，如果晶体管40和42为pMOS型，则晶体管90为nMOS型。晶体管90的源极连接至高侧反相器64的正电压端子66，并且晶体管90的漏极耦合至DC电压源28。调节器200的其它部分可与参照图1所描述的调节器10基本相同。
在工作时，当高侧设备导通时，电流从DC源12流经高侧晶体管40并进入负载14。反馈电路50可测量负载电流Iload并提供反馈信号用以根据负载电流来调节VCC。晶体管90维持用于高侧设备的足够的驱动电压，使得高侧晶体管40的饱和电流不会随着负载电流的增大而减小。
在一些实施方式中，可基于来自反馈电路50的反馈信号，通过调节器200内部或外部的不同控制器来调节DC电压源28。在其它实施方式中，可连接DC电压源12以替代DC电压源28。
在VCC根据负载电流而增大时，晶体管90导通以维持高侧晶体管40的驱动电压，并且在高侧晶体管40处产生足够的饱和电流以有效实现快速而有效的切换。在一些实施方式中，高侧晶体管40中的过驱动是低的(例如，对于0.5V的阈值是0.9V)，并且Vgs的微小改变会导致饱和电流相当大的增大。
VCC在输出电流值的范围内可单调地变化。例如，对于无负载条件(即，输出电流为0A)，VCC可在1.7V与1.8V之间。对于负载电流为30A的情况，VCC可增大至例如2V，以对额外的负载电流进行补偿。对于输出电流值在0A与30A之间的情况，VCC可分别在1.7V-1.8V和2V之间单调地变化。在这个范围内，VCC可以是例如输出电流的线性或二次函数。
返回参照图1，当低侧晶体管42关断而高侧晶体管40导通时，该切换可导致中间端子22很大的电压瞬变。由于例如由电感器83为代表的寄生电感的存在，所导致的电压快速变化可在低侧晶体管42的漏极侧产生位移电流。该位移电流可造成低侧晶体管的栅极电压瞬间升高，由此部分地导通了低侧晶体管42。上述效果的结合使调节器的内部接地79被拉升至比外部接地更高的电平。这通常称为地弹，并且使电容器72通过电感器43放电至晶片外旁路电容器47。由于电容器72的这一放电，低侧晶体管42的下拉力(也称为驱动)被减小。较弱的下拉力和由位移电流感应的栅极电压的结合可导致通常称之为反冲的开关损耗。在一些实施方式中，可通过在放电路径上(例如在电感器43和电容器47之间)设置足够高数值的电阻器来减小反冲。尽管这样的电阻器在减小反冲方面是有效的，但是该电阻器还不期望地增加电容器72的充电时间(也称为上升时间)。
在一些实施方式中，可通过在调节器内设置放电保护开关来减小反冲。图3示出了这样的调节器300的示例。调节器300包括内部开关108，其可防止电容器72可能通过寄生电感器43放电到电容器47中。在一些实施方式中，开关108包括晶体管106和反相器104。晶体管106的类型不同于晶体管40和42。例如，如果晶体管40和42为nMOS型晶体管，则晶体管106为pMOS型。可替换地，如果晶体管40和42为pMOS型，则晶体管106为nMOS型。在一些实施方式中，晶体管106可称为隔离晶体管。晶体管106的源极能够通过寄生电感器43连接至外部电容器47和DC电压源28的正端子。晶体管106的漏极耦合至低侧反相器74的正电压端子76。晶体管106的栅极连接至反相器104，该反相器104基于从控制器18接收的控制信号来控制晶体管106。晶体管的正电压端子105连接至晶体管106的漏极，而反相器104的负电压端子103连接至内部接地79。
在工作时，当内部接地79被拉升至比实际地高的电平，并且产生了反冲条件时，控制器18可被配置为关断晶体管106，由此断开开关108。这断开了电容器72和外部旁路电容器47之间的连接，由此防止了电容器72放电。电容器72可因此保持电荷，这对于为低侧晶体管42提供足够的拉升力从而减小由反冲效应而导致的开关损耗是必要的。通过使用基于晶体管的开关108而非二极管，可避免在电容器72的充电路径上不期望的二极管压降。
图4示出了用于减小开关调节器中的关于反冲损耗的另一示例配置。在该示例中，调节器400包括低侧驱动器482，其中低侧反相器74的负电压端子78连接至DC电压源28(而不是内部接地79)。低侧反相器74的正电压端子76连接至输入端子20，使得低侧反相器在正电压侧由DC电压源12供电。在一些实施方式中，电容器72连接在内部接地和晶体管90的源极之间。DC电压源12和28的输出保持在不同的电平。例如，DC电压源12的输出VDDH可保持在12V，并且DC电压源28的输出VCC可保持在较低的值，例如1.8V。
图4所示的调节器400可提供数个优点。例如，通过使用晶体管90阻止电容器72的放电可减小关于反冲的不期望的影响。当低侧设备关断时，控制器18可配置为断开晶体管90，使得电容器72不再对例如电容器65放电。
使用非零VCC作为接地基准，减小了正负电压端子(分别是76和78)之间的电压差，并且可导致显著地节省了功耗。例如，如果VDDH为12V且VCC为1.8V，端子之间的差值则为10.2V(而不是在负电压端子78连接至地时的12V)，并且可实现与12和10.2之间的比的平方成比例的功率节省。这种减小的栅极电压摆动还可减少电容损耗。此外，在低侧晶体管42关断状态下使用非零VCC偏压能够更易于在第三象限操作中实现晶体管42的导通。
使用非零VCC可以增加调节器400设计上的灵活性。只要VCC不超过低侧晶体管42的阈值电压VT，就可以使用各种VCC电平。例如，对于大约4V的VT，VCC可保持在1.8V，使得对于低侧晶体管42的有效阈值电压VTeff大约为2.2V。
在一些实施方式中，对于高侧晶体管40和低侧晶体管42而言，希望具有相当的阈值电压。尽管设计限制防止了低侧晶体管的阈值电压与高侧晶体管的阈值电压(其可为例如0.5V)一样低，但是在两个阈值电压之间所具有的微小差异可有助于防止诸如反向恢复损耗之类的影响。在一些实施方式中，由于可调节的VCC可被用作低侧反相器74的参考电压，因此设备的设计者被给予了操控低侧晶体管42的VT的额外的灵活度，从而使有效的阈值电压VTeff与高侧晶体管40的阈值电压大致相同，或至少是相当的。例如，对于1.8V的VCC，VT可被设计为大约2.3V(其很好的位于设计限制内)，使得VTeff为大约0.5V。
图5示出了表示根据输出电流来调节调节器的DC电压源的示例性的操作顺序的流程图500。操作包括测量开关晶体管的输出电流(510)。开关调节器可基本分别类似于上述参照图1、2、3和4的任何调节器10、100、200和400。开关调节器可包括高侧晶体管和低侧晶体管，其中高侧晶体管和低侧晶体管分别采用第一栅极电压和不同的第二栅极电压来驱动。
操作还包括调节开关调节器的DC电压源，使得根据所测量的输出电流来调节第一栅极电压。在输出电流增大时，可调节DC电压源来增大第一栅极电压。这可以确保通过高侧晶体管的饱和电流对于不同值的输出电流基本上保持恒定，并且在高侧晶体管的漏极处的电位不会明显地下降。可使用例如电流传感器来完成输出电流的测量。电流传感器可为反馈电路(例如参照图1所描述的反馈电路50)的一部分。
在一些实施方式中，反馈电路可例如通过将合适的控制信号提供给可调节的DC电压源的控制器，而有助于调节DC电压源。反馈电路可包括用于基于所测量的输出电流而产生控制信号的计算设备，其包括处理器、存储器和存储设备。DC电压源被调节为输出电流的单调函数。例如，DC电压源的输出可在用于输出电流值的范围内线性地增大。例如，对于零输出电流，DC电压源的输出可在1.7V与1.8V之间，而对于30A输出电流而言，DC电压源的输出可被调节至大约2V。输出可在例如1.7V和2V之间以线性的、二次的，或更高阶的单调方式变化。
已经描述了许多实施方式。然而，应当理解可以在不脱离本公开内容精神和范围的情况下做出各种变形。某些实施方式可包括来自上述各种实施方式的特征的组合。例如，反冲保护电路可与反馈电路结合使用，以用于根据输出电流来调节VCC。其它实施例落入下面权利要求的范围内。

Claims (21)

1.一种电压调节器，所述电压调节器具有输入端子和输出端子，所述电压调节器包括：
在所述输入端子和中间端子之间的高侧晶体管；
在所述中间端子和地之间的低侧晶体管；
包括低侧电容器和低侧反相器的低侧驱动电路，其中所述低侧反相器的输出连接至所述低侧晶体管的栅极；
控制器，其驱动所述高侧晶体管和所述低侧晶体管，以将所述中间端子交替地耦合至所述输入端子和所述地，其中所述控制器被配置为通过控制所述低侧反相器来驱动所述低侧晶体管；
耦合在所述低侧驱动电路与第一节点之间的开关，所述开关被配置为在所述低侧晶体管的关断状态期间阻止从所述低侧电容器泄漏电荷；
连接至所述高侧晶体管的栅极的高侧反相器；
附加晶体管，所述附加晶体管连接在所述第一节点与所述高侧反相器的正电压端子之间，使得所述开关串联电耦合在所述附加晶体管与所述低侧驱动电路之间；
反馈电路，所述反馈电路被配置为产生反馈信号，所述反馈信号代表通过所述输出端子的负载电流的大小；以及
电压源，所述电压源电耦合至所述第一节点，并被配置为根据所述反馈信号来调节在所述第一节点处的电压的大小；
所述控制器还被配置为根据所述反馈信号来驱动所述附加晶体管。
2.如权利要求1所述的电压调节器，其中所述开关包括隔离晶体管，所述隔离晶体管在所述低侧晶体管的关断状态期间关断。
3.如权利要求2所述的电压调节器，包括第二反相器，所述第二反相器连接至所述隔离晶体管的栅极，其中所述控制器被配置为在所述低侧晶体管的关断状态期间通过所述第二反相器关断所述隔离晶体管。
4.如权利要求2所述的电压调节器，其中所述低侧晶体管为nMOS晶体管，且所述隔离晶体管为pMOS晶体管。
5.如权利要求2所述的电压调节器，其中所述低侧晶体管为pMOS晶体管，且所述隔离晶体管为nMOS晶体管。
6.如权利要求2所述的电压调节器，其中所述低侧反相器包括正电压端子，所述正电压端子连接至所述隔离晶体管的漏极。
7.如权利要求2所述的电压调节器，其中所述低侧反相器包括负电压端子，所述负电压端子连接至第二反相器的另一负电压端子，所述第二反相器连接至所述隔离晶体管的栅极。
8.如权利要求1所述的电压调节器，其中所述开关包括二极管电路。
9.一种电压调节器，所述电压调节器具有输入端子和输出端子，所述电压调节器包括：
在所述输入端子和中间端子之间的高侧晶体管，所述高侧晶体管连接至高侧驱动电路；
在所述中间端子和地之间的低侧晶体管，所述低侧晶体管连接至包括电容器和反相器的低侧驱动电路；以及
控制器，其连接至所述高侧驱动电路和所述低侧驱动电路，以将所述中间端子交替地耦合至所述输入端子和所述地，
其中所述反相器包括正电压端子和负电压端子，所述正电压端子被配置为连接至第一直流(DC)电压源，所述负电压端子被配置为连接至不同的第二直流电压源。
10.如权利要求9所述的电压调节器，其中用于导通所述低侧晶体管的低侧阈值电压小于所述第一直流电压源和所述第二直流电压源的各自输出之间的差值。
11.如权利要求10所述的电压调节器，其中所述低侧阈值电压大于所述第二直流电压源的输出。
12.如权利要求11所述的电压调节器，其中所述低侧阈值电压使得所述低侧阈值电压与所述第二直流电压源的输出电压之间的差值基本等于用于导通所述高侧晶体管的高侧阈值电压。
13.如权利要求10所述的电压调节器，其中所述阈值电压在2.3V与4V之间。
14.如权利要求9所述的电压调节器，其中所述第一直流电压源提供基本等于12V的电压。
15.如权利要求14所述的电压调节器，其中所述第二直流电压源提供基本等于1.8V的电压。
16.如权利要求9所述的电压调节器，其中所述电容器连接在所述电压调节器的内部接地与隔离晶体管的漏极之间。
17.如权利要求16所述的电压调节器，其中所述低侧晶体管为nMOS晶体管，且所述隔离晶体管为pMOS晶体管。
18.如权利要求16所述的电压调节器，其中所述低侧晶体管为pMOS晶体管，且所述隔离晶体管为nMOS晶体管。
19.如权利要求16所述的电压调节器，其中所述隔离晶体管的源极连接至所述高侧驱动电路。
20.如权利要求16所述的电压调节器，其中所述隔离晶体管由所述控制器通过连接至所述隔离晶体管的栅极的第二反相器来控制。
21.如权利要求1所述的电压调节器，还包括连接至所述附加晶体管的栅极的附加反相器，所述控制器还被配置为通过控制所述附加反相器来驱动所述附加晶体管。
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