CN104053276A - 用于具有扩展调光的发光二极管驱动器的无损预负载 - Google Patents

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CN104053276A CN201410097633.9A CN201410097633A CN104053276A CN 104053276 A CN104053276 A CN 104053276A CN 201410097633 A CN201410097633 A CN 201410097633A CN 104053276 A CN104053276 A CN 104053276A
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Abstract

本发明涉及用于具有扩展调光的发光二极管驱动器的无损预负载，公开了一种准相位有源预负载电路，待被耦合至具有预先级的相角控制调光器电路(如常用的前沿控制三端双向可控硅调光器)的非隔离式LED驱动器转换器的输出。预负载电路包含耦合至电流受控的电流源的预负载电阻器，电流源基于峰检测信号通过电阻器汲取吸收电流。在一实施例中，峰检测信号代表三端双向可控硅调光器的输出的前沿峰电压，这可代表三端双向可控硅调光器的导通角。在正常运行期间，不通过电阻器汲取吸收电流。在低调光期间，通过电阻器汲取响应于峰检测信号的吸收电流。在深调光期间或当与泄露的三端双向可控硅调光器一起使用时，最大吸收电流可通过电阻器被电流源汲取。

Description

用于具有扩展调光的发光二极管驱动器的无损预负载
技术领域
本公开文本总体涉及用于驱动发光二极管（LED）的电路，且更具体而言，涉及具有相角调光电路系统的LED驱动电路。
背景技术
LED照明由于此技术提供的许多优点已经在行业中变得普及。例如，与其他照明技术——诸如紧凑型荧光灯（CFL）或白炽灯照明技术——相比，LED灯通常具有较长的寿命、引起较小危险并且提供增大的视觉感染力。LED照明提供的优点已经使得LED被纳入各种照明技术、电视、监视器和其他应用。
通常希望实施具有调光功能的LED灯来提供可变的光输出。用于模拟LED调光的一种已知技术是通过前沿或后沿控制的相角调光。在一个已知实施例中，可以使用通过延迟交流（ac）功率的每个半循环的开始来运行的三端双向可控硅（Triac）电路，这种运行方式已知为“相位控制”。通过延迟每个半循环的开始，输送至负载（例如，灯）的功率的量减少，在灯的光输出中产生调光效果。在大部分应用中，每个半循环的开始中的延迟是人眼察觉不到的，这是因为相位受控的线电压中的变化和输送至灯的功率中的变化发生得非常快。例如，三端双向可控硅调光电路在用于对白炽灯泡调光时工作特别好，这是由于具有变化的交流线电压的相角中的变化对于这些类型的灯泡是不重要的。然而，当三端双向可控硅电路被用于对LED灯进行调光时，可观察到闪烁（flicker）。
LED灯中的闪烁会发生是因为这些设备通常由具有稳压电源的LED驱动器驱动，该稳压电源从交流功率线路向LED灯提供经调节的电流和电压。除非驱动LED灯的稳压电源被设计为以合意的方式识别并响应于来自三端双向可控硅调光电路的电压信号，否则三端双向可控硅调光电路很可能会产生不理想的结果，诸如LED灯中的有限调光范围、闪烁、闪动（blinking）、和/或色移。
对LED灯使用三端双向可控硅调光电路的困难部分原因是由于三端双向可控硅本身的特性。具体而言，三端双向可控硅是表现为受控的交流开关的半导体元器件。因此，三端双向可控硅对于交流电压表现为打开的开关，直到它在控制端子处接收到触发信号，才导致该开关闭合。只要通过该开关的电流在称为“维持电流（holding current）”的值以上，该开关就保持闭合。大部分白炽灯从交流电源汲取得多于最小维持电流，以使得三端双向可控硅能够可靠和持续运行。然而，LED从有效电源汲取的相对低电流可能无法满足保持三端双向可控硅开关导通以实现可靠运行所要求的最小维持电流。结果，三端双向可控硅会不持续地触发。另外，由于向输入电容充电的浪涌电流，以及因为LED向输入线路呈现的相对大阻抗，只要三端双向可控硅接通就会出现显著的跳动（ringing）。这种振荡可能导致甚至更不希望的行为，因为三端双向可控硅电流可能会下降到零并且关断LED的振荡，导致闪烁效果。
为了解决这些问题，常规的LED驱动器设计通常依赖于由功率转换器的虚假负载或“泄放电路”汲取的电流，来补充LED汲取的电流从而汲取足够量的电流以使三端双向可控硅在触发之后保持可靠地导通。这些泄放电路通常包括受转换器参数或负载水平控制的无源元器件和/或有源元器件。尽管对于汲取额外电流有用，但在集成电路外部的泄放电路要求使用额外元器件，相关联地对成本和效率产生了不利影响。
发明内容
根据本发明的第一方面，提供一种有源预负载电路（activepreload circuit），被配置为耦合至一个非隔离式（non-isolated）的发光二极管（LED）驱动器转换器的输出，该非隔离式的发光二极管驱动器转换器具有一个相角控制调光器电路(phase-angle controldimmer circuit)，该有源预负载电路包括：
一个预负载电阻器，被耦合至该非隔离式的LED驱动器转换器的输出；以及
一个电流受控的电流源，被耦合以接收一个峰检测信号，该峰检测信号代表该相角控制调光器电路的导通角，其中该电流受控的电流源被配置为通过该预负载电阻器汲取一个可变的吸收电流（sinkingcurrent），并且其中该吸收电流的值基于该峰检测信号。
根据本发明的第二方面，提供一种发光二极管（LED）驱动器，包括：
一个相角控制调光器电路，被耦合以接收一个输入电压并且输出一个经相位调整的电压；
一个整流器电路，被耦合以接收该经相位调整的电压并且输出一个经整流的电压；
一个峰检测器电路，被耦合以接收该经整流的电压并且产生代表该相角控制调光器电路的导通角的一个峰检测信号；
一个非隔离式的转换器，被耦合以接收该经整流的电压并且输出一个输出电压；
一个有源预负载电路，被耦合至该非隔离式的转换器的输出，其中该有源预负载电路包括：
一个预负载电阻器，被耦合至该非隔离式的转换器的该输出；
以及
一个电流受控的电流源，被耦合以从该峰检测器电路接收该峰
检测信号，其中该电流受控的电流源被配置为通过该预负载电阻
器汲取一个可变的吸收电流，并且其中该吸收电流的值基于该峰
检测信号。
附图说明
参照下面的附图描述非限制和非穷举性的实施方案，其中贯穿各个视图中相似的参考数字指代相似的部分，除非另有说明。
图1示出根据一些实施例的一个具有三端双向可控硅相位控制调光的离线式LED驱动器的总体方框图。
图2A是例示了根据一些实施例的一个示例的准相位（quasi-phase）有源预负载的方框图。
图2B是例示了根据一些实施例的一个示例的准相位有源预负载的电路图的示意图。
图3是例示了根据一些实施例的用于供降压-升压转换器（Buck-Boost converter）使用的一个示例的准相位有源预负载的方框图。
图4是例示了根据一些实施例的用于供降压-升压转换器使用的一个示例的准相位有源预负载的电路图的示意图。
图5是例示了根据一些实施例的用于供降压转换器使用的一个示例的准相位有源预负载的方框图。
图6是例示了根据一些实施例的用于供降压转换器使用的一个示例的准相位有源预负载的电路图的示意图。
图7A、7B和7C例示了根据一些实施例的一个示例的准相位有源预负载在一个线循环（line cycle）期间的电压和电流样本波形。
具体实施方式
在下面的描述中，阐述了许多具体细节以提供透彻的理解。然而，本领域普通技术人员将明了不必需采用这些具体细节。
公开了针对用于实施相角调光的LED驱动器的准相位有源预负载电路系统的一些实施方案。本申请中公开的准相位有源预负载电路系统可与对线电压循环的前沿或后沿进行控制的任意类型的相角控制调光器一起使用。在下面更详细解释的更具体实施例中，该准相位有源预负载电路系统可通过间接（例如，通过前沿峰检测）响应于三端双向可控硅导通角（conduction angle）与三端双向可控硅前沿相角控制调光器一起使用，这称为准相位检测。该电路系统为具有预先级（pre-stage）相位控制三端双向可控硅调光器的LED驱动器提供可靠和改善的性能以及扩大的调光比和高效率。应意识到，尽管下面提供的实施例涉及具有前沿相角控制的三端双向可控硅调光器，但该准相位有源预负载电路系统可类似地与任何其他相角控制调光器应用一起使用。
如上面所提及的，典型的低成本三端双向可控硅调光器由于泄露的三端双向可控硅性能（例如，由于可能会导致LED的不合意的开/关闪动的输入滤波电容器泄露电流），通常在深调光时具有差的性能。在一个实施例中，准相位有源预负载电路通过减少或防止LED灯的闪微光/闪动，来改善LED驱动器在浅调光或深调光状况下的性能并且扩大调光率，并对正常运行时的效率影响很少甚至没有影响。
所公开的准相位有源预负载电路系统有利地保持完全接通（闭合的开关）以在如下情况时防止闪烁，即，当LED负载处于断开状态时或者当泄露的三端双向可控硅原本会接通并导致LED中不希望的闪烁时。另外，在无调光运行期间，该准相位有源预负载电路系统可不被激活（打开的开关）并且可不消耗功率，导致效率降低较少甚至不降低效率。在三端双向可控硅的预定阈导通角以下（例如，在70°导通角的阈以下）的浅调光运行期间，该准相位有源预负载电路系统的开关设备可以线性模式运行并且与三端双向可控硅导通角成反比例地吸收（sink）电流。在该模式，该准相位有源预负载可响应于通过“峰检测信号”的调光水平而被控制，该“峰检测信号”代表三端双向可控硅导通角的准相位。这样，调光比可被扩大，而不牺牲在无调光运行时的效率。
为了例示，图1示出了一个LED驱动器100的总体方框图，该LED驱动器100包括一个经调节的转换器130和一个三端双向可控硅调光电路104。如所示，预先级的三端双向可控硅调光电路104被耦合至输入交流线路信号VAC102，参考地101，通过可熔保护设备103以为输入交流线路信号VAC102的正弦输入电压提供对三端双向可控硅导通的前沿相位控制。前沿相位受控的三端双向可控硅调光电路104通过延迟输入交流线路信号VAC102的每个半循环的开始来运行，并且通过波形105被符号表示。通过用三端双向可控硅调光电路104来延迟输入交流线路信号VAC102的每个半循环的开始，输送至负载（例如，灯）175的功率的量被减少，并且LED输出的光看起来变暗。
对三端双向可控硅导通的前沿相位控制通过电磁干扰（EMI）滤波器108被馈送至桥式整流器110。如描绘的实施例中所示，由桥式整流器110产生的经整流的电压VRECT112（由符号波形115表示）具有一个导通相角，该导通相角在每一个半线循环中响应于三端双向可控硅调光电路104而被控制。该经整流的电压VRECT112通过一些所要求的或可选的输入电路系统118向高频的经调节的转换器（regulatedconverter）130提供可调整的平均直流电压，该所要求的或可选的输入电路系统118包含接口设备/块，诸如输入泄放器、阻尼器、电感和电容滤波器、和/或根据应用而定的其他块。
如图1的多个顺序块中所示，示例的峰检测器电路120被耦合在输入电路系统118和经调节的转换器130之间。在一个实施例中，该峰检测器电路120可包括一个整流器（二极管）122，用于将电容器126充电至经整流的电压VRECT112的前沿的峰值（区别于经整流的电压VRECT112的绝对峰值）。该峰检测器电路120还可包含电阻器124，该电阻器124耦合至整流器122以提供对电容器126的及时放电。该峰检测器电路120可输出一个具有如下电压的前沿峰检测信号128，该电压对应于存储在电容器126上的电荷。该前沿峰检测信号128是参考输入地101，并且代表经整流的电压VRECT112的前沿峰电压（对应于三端双向可控硅导通角）。
在一些实施例中，该经整流的电压VRECT112可不受输入电路系统118和峰检测器电路120的影响，并且可被施加至具有控制器135的经调节的转换器130的输入端子。应意识到，经调节的转换器130可以是与输出地113非隔离的，该输出地113不同于输入地101（相对于输入地101被移位）。这样的转换器的实施例可包含，但不限于非隔离式的降压-升压转换器、降压转换器、以及带抽头的（Tapped）降压转换器，它们在返回线路上具有开关和/或电感器，可导致输出地113相对于输入地101的电平被移位。
在一个实施例中，包含在经调节的转换器130中的控制器单元135参考输入地101。在向端子172和174处的负载175施加输出电压VO170和提供电流IO171之前，该转换器130在体电容器（bulkcapacitor）138上的经调节的输出可通过准相位有源预负载电路160的接口。该准相位有源预负载电路160可从峰检测器电路120接收前沿峰检测信号128（代表三端双向可控硅导通角）并且可响应于前沿峰检测信号128吸收电流。应意识到，尽管准相位有源预负载电路160参考输出地113，它也可参考前沿峰检测信号128的输入地101以补偿输入/输出地参考电平之间的可能波动。
在所描绘的实施例中，峰检测器电路120的电容器126经由二极管122被充电至经整流的电压VRECT112的交流前沿峰值，并且向控制器135提供关于三端双向可控硅受控的线电压的前沿峰值的信息（例如，经由电阻器作为电流馈送至控制器135），以监测线电压电平，该线电压电平也可被用于设置过压和欠压保护。电阻器124以相对长的时间常数为电容器126提供放电路径，以防止线路频率电流在控制器端子处的调制。
图2A例示了一个示例的准相位有源预负载电路系统260的方框图，该准相位有源预负载电路系统260可被用作图1的准相位有源预负载电路160。在LED驱动器的经调节的变换器230中，该准相位有源预负载电路系统260可被激活以响应于经整流的电压VRECT212（由波形215表示）的前沿峰检测信号228，在三端双向可控硅（前沿控制）的阈导通角以下的浅调光状况时吸收电流，所述前沿峰检测信号228代表（成比例于）三端双向可控硅导通角。在宽/大的三端双向可控硅导通角（例如，高负载且没有调光）下，准相位有源预负载可不被激活并且可不消耗任何功率，导致LED驱动器的正常运行时的效率的最小减少（无损失/无功率消耗）。在三端双向可控硅断开状况期间或在第二较低的三端双向可控硅导通角阈以下（例如，前沿峰值接近零）时，该准相位有源预负载可保持完全接通以防止任何不希望的LED接通和闪烁。
该准相位有源预负载电路系统260被耦合以在转换器230的输入级接收来自峰检测器电路220的前沿峰检测信号228。该前沿峰检测信号228代表三端双向可控硅导通角。来自输入电路系统（例如，图1的输入电路系统118）的经整流的相位受控的输入电压VRECT212被施加至峰检测器电路220，并且通过二极管222和电阻器224将电容器226充电至经整流的电压VRECT212的前沿峰值，产生可被准相位有源预负载电路260和控制器235利用的峰检测信号228。在经调节的转换器单元230的输出处的经调节的直流电压被输出体电容器238滤波，以在将输出施加至直流负载（例如，一串LED）之前使该输出变平滑。
该准相位有源预负载电路系统260响应于经整流的电压VRECT210的前沿峰值（代表三端双向可控硅导通角），并且被耦合在经调节的转换器单元230与负载端子272和274之间。输出电压VO270和电流IO271可被提供至耦合在负载端子272和274之间的负载（例如，一个或多个LED，未示出）。该准相位有源预负载电路系统260可不影响待被施加至直流负载的、体输出电容器238两端的经滤波的电压VO270。该准相位有源预负载电路系统260可包含作为预负载被耦合的电阻器262，以吸收通过电流受控的电流源块269A的受控电流，该电流受控的电流源块269A在一个实施例中可包含如图2B中的块269B中示出的线性模式开关设备。该电流受控的电流源块269A这样被控制电流IC控制，使得在无调光运行时或者在三端双向可控硅导通角高于预定阈时，没有通过预负载电阻器262吸收电流并且没有损失会影响系统的效率。然而，在阈以下（例如，在约70°的导通角以下）的三端双向可控硅调光的低导通角时，控制电流IC触发电流受控的电流源269A以吸收预负载电流，该预负载电流与相位受控的经整流电压VRECT212的已减小的前沿峰值电压成反比例。
在具有非隔离的的经调节的转换器——诸如降压-升压转换器、降压转换器和带抽头的降压转换器——的一些常规LED驱动器拓扑中，其中开关设备和/或电感器可被放置在输入线路返回（低势能侧），处于不同运行模式的输出参考地202可相对于输入参考地电平201波动。结果，不能使用参考输入线路地的信号来轻易控制转换器的输出处的常规预负载。因此，准相位有源预负载电路260补偿输入地和输出地之间的波动。具体而言，控制电流IC是由块261A产生的补偿电流以控制预负载电流源269A。控制电流补偿块261A参考输出端子274（也可以是输出参考地202）并且接收来自输出端子272的电流IA，以产生用于预负载调整的控制电流IC。控制电流IC是由从IA中减去补偿电流IB产生的。该补偿电流IB与三端双向可控硅相位受控的电压的前沿峰值、或相位受控的经整流电压VRECT212的前沿峰值成反比。电流IA是通过减去补偿电流IB而被补偿的，该补偿电流IB被吸收通过参考输入地201的电压受控的电流源280A。该电压受控的电流源280A被由块284A产生的信号279A控制，该信号279A是峰检测信号228的缩放形式，块284A参考输入地201。
在三端双向可控硅调光器的前沿控制中，在其中三端双向可控硅切割掉半线循环的90°以上部分的调光状况中，线半循环的剩余部分的前沿峰值（导通角<90°）随着调光增加而减小（导通角减小），导致更高的补偿电流IB。
在无调光状况期间，当其中检测到线电压的绝对峰值的线半循环的导通角>90°时，或者对于导致前沿峰在阈电压（与预定的导通角相关，例如，通常>70°）以上的导通角<90°，补偿电流IB吸收所有电流IA或几乎所有电流IA，让电流源269A不产生电流（由于IC=IA-IB），意味着预负载保持具有零消耗的未激活。
此外，当与泄露的三端双向可控硅一起使用时——在泄露的三端双向可控硅中输入滤波器处的电容性泄露电流和/或深调光时可能的电流振荡会导致三端双向可控硅的错误触发，该准相位有源预负载电路260可防止不希望的LED闪烁。尤其，在其中前沿峰值是零或可忽略的三端双向可控硅断开状况中，补偿电流IB保持为零或近似零并且控制电流IC处于其最大值，保持预负载吸收最大电流以防止闪烁。
图2B例示了准相位有源预负载电路260的一个示例实施方式。与图2A中的元件具有相同参考数字的图2B中的元件可使用上面参考图2A描述的类似或相同设备来实施。类似于图2A中示出的实施例，图2B中的准相位有源预负载电路260包含预负载电阻器262，以吸收通过电流受控的电流源块269B的受控电流。在所例示的实施例中，块269B包含用作线性模式中的开关设备的具有达林顿配置的晶体管Q1267和Q2268，它们为该准相位有源预负载提供电流受控的电流源。
准相位响应的准相位有源预负载电路系统260进一步包含电容器266，以实现噪音去耦和对晶体管Q1267的基极和晶体管Q2268的发射极之间的电压进行滤波。还可包含二极管264，以限制晶体管Q1267和Q2268之间的基极到发射极电压。偏置电阻器261B可被用于设置预负载运行的开始点。电阻器265可被用作放电电阻器以加速动态响应和泄放（由于电容器266的过充电），防止或减少从达林顿组合（Darlington combination）的晶体管Q1267和Q2268中的泄露。电阻器263为预负载开关设备补偿偏置电流。电阻器281是用于晶体管280B的发射极增益稳定器。电阻器284B是用于晶体管280B的基极增益限制电阻器。电阻器282和283是用于电压-电流信号转换块中的晶体管280B的线性运行的偏置电阻器。
上面描述的准相位有源预负载电路的一种应用是在非隔离式的降压升压功率转换器中，诸如图3中所示。在图3中，输入端子324被耦合至桥式整流器110（在图1中描绘的）和输入电路系统318，在一个实施例中，该输入电路系统318可包含阻尼器、泄放器、或在典型的LED驱动器中使用的其他常见的输入接口电路系统。从输入电路系统318输出的经整流的电压VRECT312（由波形315表示）被传递至峰检测器电路320。在一个简单的实施例中，峰检测器电路320类似或相同于图1的电路120并且可包含整流器（二极管）322，该整流器（二极管）322将电容器326充电至经整流的相位受控的输入电压315的前沿峰值。峰检测器电路320可进一步包含耦合至二极管322的电阻器324，以提供对电容器326的及时放电。峰检测器电路系统320可产生峰检测信号328，该峰检测信号328可被用在准相位有源预负载电路360和控制器355中。
经整流的相位受控的输入电压VRECT312接着被从峰检测器电路320传递至经调节的降压-升压转换器330的输入端子。该降压-升压转换器330可向负载375提供输出电压VO370和输出电流IO371。该经调节的降压-升压转换器330参考输出地302并且包含能量传递电感器L1331、续流（环流）二极管341以及功率开关340。还可包含二极管334以防止电流由于开关340上的电压中的可能振荡而从功率开关340返回至电感器331。电感器331上的辅助隔离式绕组332提供反相电压（由绕组331和332的反相点示出的回扫动作）并且参考初级地301。
通过利用能量传递电感器L1331上的辅助绕组332提供对转换器330的初级侧控制，以间接感测输出电压并且提供代表FB端子354上的输出电压VO370的反馈信号，该反馈信号参考输入地301，并且消除了对额外的隔离式反馈元器件（诸如光耦合器）的需要。辅助绕组332上的电压（也称为偏置绕组）与输出电压VO370成比例，如由绕组331和332之间的匝数比确定的。在一个实施例中，辅助绕组332上的电压也被用于在控制器355的BP端子352处产生偏置源（biassupply）。
通过偏置（BP）和反馈（FB）电路系统335，辅助绕组332可被用作偏置源来向控制器355提供功率（在控制器355的BP端子352上），并且可用于向控制器355的反馈端子354提供关于输出电压VO370（在输出体电容器338两端）的反馈信息。开关340的开关动作经由来自控制器355的驱动信号339被控制，在一个实施例中，该控制器355可与开关340被包含在集成电路（IC）封装体350中。控制器355参考输入（初级）地301并且也可包含用于接收前沿峰检测信号328和开关电流信号336的端子。在一个实施例中，控制器355可包含附加的端子，诸如电阻器选择端子R321，该电阻器选择端子R321基于耦合至该端子的外部电阻器325的值可在不同运行模式之间进行选择。
经调节的降压升压转换器330的输出端子被施加至耦合到准相位有源预负载电路360的输出体电容器CO338。在降压升压功率转换器中，在负载375侧的返回线路参考高电平输入线路（在电感器331的顶侧上的VRECT312）。在非隔离式转换器中，诸如在输入返回（inputreturn）线路上具有开关设备的图3的降压升压转换器或图5的降压转换器，在负载侧的输出返回（output return）线路可能并不在所有运行模式中都参考输入返回线路，且应特别考虑由于该效应导致的可能误差。本公开文本引入了一些特征来改善该误差。
图4例示了图3中的电路框图的一个示例实施方式。在该实施例中，到峰检测器电路420的输入端子耦合至输入电路系统418，该输入电路系统418可类似或相同于图3和1中分别的输入电路系统318和118。在一个实施例中，输入电路系统可包含阻尼器、泄放器、或在典型的LED驱动器中使用的其他常见的输入接口电路系统。另外，准相位有源预负载电路460可类似或相同于图2中示出的准相位有源预负载电路系统260，其中相似编号的元件(261B、262-268、269B,和279-284;461-468以及479-484)代表类似或相同的设备。然而，应意识到元器件的实际值可基于应用而有所变化。
图4中示出的峰检测器电路420类似或相同于图1、2和3中分别的电路120、220和320。具体而言，峰检测器电路420包含电容器426，该电容器426可通过二极管422被充电至经整流的相位受控的输入电压VRECT412的前沿峰值（由波形415表示）。峰检测器电路420可进一步包含电阻器424，以为电容器426提供放电路径。峰检测器电路420接收来自输入电路系统的经整流的电压VRECT412，并且产生前沿峰检测信号428，该前沿峰检测信号428可被准相位有源预负载电路460和控制器455使用。
由峰检测器电路420输出的经整流的相位受控的电压VRECT412可被传递至经调节的降压-升压转换器430的输入端子。该降压-升压转换器430包括能量传递电感器L1431、续流/环流二极管441、以及开关440，在一个实施例中，该开关440包含由控制器455经由驱动信号439控制的用于调节转换器的输出的功率MOSFET。从输入线路到输出负载475的能量传递可通过由控制器455控制的开关440的开关动作执行，在一个实施例中，该控制器455可与开关440被包含在单片IC封装体450中。
转换器430可包含阻流二极管434，以防止电流由于开关440上的振荡而从开关440返回至电感器431。降压升压转换器430的运行的基本原理是在开关440闭合时为电感器L1431充电，并且没有能量被传递至输出电容器CO438（在开关接通时间期间，输出电压VO470和输出电流IO471由输出体电容器CO438中的存储电荷提供）。在开关440的接通时间期间，电感器L1431两端的电压是经整流的相位受控的输入电压VRECT412。当开关440打开时，存储在电感器L1431中的能量可通过二极管441被传递至负载475和输出体电容器CO438。在开关断开时间期间，电感器L1431两端的电压是经整流的相位受控的输入电压VRECT412减去输出电压VO470。辅助绕组432被卷绕在电感器431的相同芯上且具有回扫功能（如绕组431和432上的反相点所描绘的），并且辅助绕组432参考初级地401以直接将信号馈送至控制器455，该控制器455也参考初级地401。辅助绕组432上的脉动电压通过与阻尼电阻器443串联的二极管444被整流，随后通过电容器445和电阻器446被滤波。由辅助绕组432在节点490处输出的直流经滤波的电压通过二极管458和电阻器451被施加至BP端子452。该直流经滤波的电压可被用作到控制器455的内部块的源。辅助绕组432在节点490处的经整流和经滤波的电压也可间接代表输出电压VO470，并且可被用于将反馈电流经电阻器491和453施加至控制器455的FB端子454。
通过二极管442和与放电电阻器499并联的电容器C2448，辅助绕组432还可在节点495处提供快速瞬态响应输出，该快速瞬态响应输出通过齐纳二极管496和电阻器497和498，可将晶体管Q3492偏置到齐纳二极管496的触发电平限定的阈以上。电容器493起到在晶体管Q3492的基极处进行噪音去耦的作用。在电容器C2448上的过冲达到齐纳二极管496的阈以上期间，晶体管492通过电阻器453将FB端子454拉低。
控制器455是参考输入（初级）地401的初级侧控制器。到控制器端子的所有输入信号，包含前沿峰检测信号428，也参考输入地401。开关电流信号436可内部且直接（在单片IC封装体450内）耦合至控制器455，以与电流限制水平比较。在一个实施例中，控制器455可包含附加的端子，诸如电阻器选择端子R421，该电阻器选择端子R421基于在该端子上的外部电阻器423的值可在不同运行模式之间进行选择。
降压升压转换器430在输出体电容器CO438两端和在负载475的接口处的经调节的输出电压VO470被首先施加至准相位有源预负载460。在降压升压功率转换器中，在负载侧的返回线路参考高电平输入线路（在电感器431的顶侧的节点429处的VRECT412）。在非隔离式的转换器中，诸如在输入-输出返回线路之间具有电感器和/或开关设备的图3-4的降压升压转换器或图5-6的降压转换器，在负载侧的输出返回线路可能并不在所有运行模式中都参考输入返回线路，且应特别考虑由于该效应导致的可能误差。本公开文本引入了一些特征来改善该误差。
上面描述的准相位有源预负载电路的另一个示例应用是具有低侧开关和/或电感器的非隔离式的降压功率转换器中，其中开关设备和/或电感器位于返回线路上，诸如图5中所示。在图5中，耦合至峰检测器电路520的输入端子也耦合至输入电路系统（例如，图1中描绘的输入电路系统118）的输出，该输入电路系统的输出继而耦合至一个桥式整流器（例如，图1中描绘的桥式整流器110）。在一个实施例中，该输入电路系统可包含阻尼器、泄放器、或在典型的LED驱动器中使用的其他常见的输入接口电路系统。经整流的相位受控的电压VRECT512（由波形515表示）被传递至峰检测器电路520，该峰检测器电路520可包含如上面关于图1、2、3和4的电路120、220、320和420分别描述的类似元器件并且与它们以类似方式运行。具体而言，峰检测器电路520可包含整流器（二极管）522，以将电容器526充电至经整流的相位受控的输入电压VRECT512的前沿峰值。峰检测器电路520可进一步包含耦合至二极管522的电阻器524，以提供用于电容器526放电的路径。峰检测器电路520可输出峰检测信号528，该峰检测信号528可被用在控制器555和准相位有源预负载电路系统560中，该准相位有源预负载电路系统560参考输出地502。
经整流的相位受控的电压VRECT512/515接着被从峰检测器电路520传递至经调节的降压转换器530的输入端子。降压转换器530可包含能量传递电感器L1531、续流/环流二极管541以及开关设备540。还可包含二极管534以防止电流由于开关540断开期间的任何可能的电压振荡而从开关540返回至电感器531。在开关设备540闭合时，降压转换器530通过将电感器L1531充电并且将能量传递至输出电容器538和负载575来运行。在开关断开时间期间，电感器放电电流续流/环流通过二极管541，并且输出电压VO570和输出电流IO571由输出体电容器CO538中的存储电荷提供。在开关540的接通时间期间，电感器L1531上的电压等于经整流的电压VRECT512减去输出电压VO570。在开关540的断开时间期间，电感器L1531上的电压等于输出电压VO570。
辅助隔离绕组532可以在电感器531的相同芯上并且可提供反相电压（由绕组531和532的反相点所描绘的回扫动作），该反相电压参考初级地501。辅助绕组532被偏置（BP）和反馈（FB）电路系统535用于向控制器555提供功率（在BP端子552处），并且在开关断开时间期间，向控制器555的反馈端子FB554提供关于输出电压（在输出体电容器538两端）的反馈信息。开关540的开关动作经由来自控制器555的驱动信号539而被控制，在一个实施例中，该控制器555可与开关540被包含在单个IC封装体550中。控制器555参考输入（初级）地501，并且可进一步包含用于接收前沿峰检测信号528和开关电流信号536的端子。在一个实施例中，控制器555可包含附加的端子，诸如电阻器选择端子R521，该电阻器选择端子R521基于耦合至该端子的外部电阻器523的值可在不同运行模式之间进行选择。
经调节的降压转换器530的输出端子被施加至输出体电容器CO538，在负载575的接口处的输出电压VO570可被首先施加至准相位有源预负载560。在输入返回线路上包含开关设备的这个非隔离式降压转换器和其他非隔离式转换器——诸如图3的降压升压转换器——中，在负载侧的输出返回线路可能并不在所有运行模式中都参考输入返回线路，应特别考虑由于该效应导致的可能误差。本公开文本引入了一些特征来改善该误差。
图6例示了图5中的电路框图的一个示例实施方式。准相位有源预负载电路660可类似或相同于图2中示出的准相位有源预负载电路260，其中相似编号的元件(261B、262-268、269B,和279-284;661-668以及679-684)代表类似或相同的设备。然而，应意识到元器件的实际值可根据应用而有所变化。
耦合到峰检测器电路620的输入端子也耦合至输入电路系统（例如，图1中的输入电路系统118），该输入电路系统转而耦合至桥式整流器（例如，图1中的桥式整流器110）。输入电路系统可包含各种不同的阻尼器、泄放器、或在典型的LED驱动器中使用的其他常见的输入接口电路系统。峰检测器电路620可类似或相同于图1-5的电路120、220、320、420或520。具体而言，峰检测器电路620可包含电容器626，该电容器626通过二极管622被充电至经整流的相位受控的输入电压VRECT612的前沿峰值（由波形615表示）。峰检测电路620进一步包含电阻器624，以为电容器626提供放电路径。峰检测器电路620接收来自输入电路系统的经整流的相位受控的输入电压VRECT612，并且产生前沿峰检测信号628，该前沿峰检测信号628可被用在准相位有源预负载电路660和控制器655中。
经整流的相位受控的电压VRECT612随后被传递至经调节的降压转换器630的输入端子（未标出以避免图中的混淆）。该降压转换器630可包括能量传递电感器L1631、续流/环流二极管641、以及开关设备640。还可包含二极管634以防止电流由于开关640断开期间的任何可能的电压振荡而从开关640返回至电感器631。在开关设备640闭合时，降压转换器630通过将电感器L1631充电并且通过准相位有源预负载电路系统660将能量传递至输出电容器638和负载675（未示出）而运行。在开关断开时间期间，电感器放电电流续流/环流通过二极管641，并且输出电压VO670和输出电流IO671由输出体电容器CO638中的存储电荷提供。在开关640的接通时间期间，电感器L1631上的电压等于经整流的电压VRECT612减去输出电压VO670。在开关640的断开时间期间，电感器L1631上的电压等于输出电压VO670。
辅助隔离绕组632可以在电感器631的相同芯上并且可提供反相电压（由绕组631和632的反相点所描绘的回扫动作），该反相电压参考初级地601。辅助绕组632被偏置（BP）和反馈（FB）电路系统用于向控制器655的BP端子652提供功率，并且在开关断开时间期间，向控制器655的反馈端子FB654提供关于输出电压VO670（在输出体电容器638两端）的反馈信息。辅助绕组632参考输入地（MOSFET开关设备640的源极端子）。辅助绕组632上的脉动电压通过二极管644和阻尼电阻器643被整流，并且通过电容器C1645和电阻器646被滤波。由辅助绕组632在节点690处输出的直流经滤波的电压通过二极管658和电阻器651被施加至BP端子652。该直流经滤波的电压可被用作到控制器655的内部块的源。辅助绕组632在节点690处的经整流和经滤波（平均）的电压也可间接代表输出电压VO670，并且可被用于将反馈电流通过电阻器691和653施加至控制器655的FB端子654。
通过二极管642和与放电电阻器699并联的电容器C2648，辅助绕组632还可在节点695提供快速瞬态响应输出，该快速瞬态响应输出通过齐纳二极管696和电阻器697和698，可将晶体管Q3692偏置到齐纳二极管696的触发电平限定的阈以上。电容器693起到噪音去耦的作用。在电容器648上的过冲达到齐纳二极管696的阈以上期间，晶体管Q3692通过电阻器653将FB端子654拉低。
从输入线路到输出负载的能量传递可通过经由来自控制器655的驱动信号639而被控制的开关640的开关动作来执行，在一个实施例中，该控制器655可与开关640被包含在单片IC封装体650中。
控制器655是参考输入（初级）地601的初级侧控制器。到控制器端子的所有输入信号——包括前沿峰检测信号628——也可参考输入地601。在控制器655的这个实施例中，开关电流信号636在控制器655内被直接监测，以与电流限制水平比较。在一个实施例中，控制器655可包含附加的端子，诸如电阻器选择端子R621，该电阻器选择端子R621基于耦合至该端子的外部电阻器623的值，可在不同运行模式之间进行选择。
降压转换器630的经调节的输出端子被施加至耦合到准相位有源预负载电路660的输出体电容器CO638。在返回线路处具有开关和/或电感器的降压功率转换器中，在负载侧的输出返回可位于与输入地参考电平相比不同的一个参考电平。在非隔离式转换器中，诸如在输入返回线路上具有开关设备的图3-4的降压升压转换器或图5-6的降压转换器中，在负载侧的输出返回线路可能并不在所有运行模式中都参考输入返回线路，应特别考虑由于该效应导致的可能误差。本公开文本引入了一些特征来改善该误差。
图7A-C例示了在转换器和准相位有源预负载电路系统的不同节点处的示例波形。图7A示出了对于其中导通角Φcond724在准相位有源预负载的激活阈以上的三端双向可控硅前沿切割（cutoff）Φcut722，在线循环周期T701中的输入交流线电压和电流。例如，导通角可下降到70°以下或者切割角可增加到110°以上，以分别使能图4和图6中的准相位有源预负载460/660的开关设备469/669。在这个实施例中，线电压具有切割部分711（由虚线表示）和导通部分Vin710（由实线表示）。在相位受控的输入电压的前沿的开始处的每个半线循环中，体电容器的充电电流产生尖峰714。应意识到，在一些实施例中，由于输入滤波电容和存在寄生电感，在电流下降回到正弦曲线轨迹Iin712之前也可能出现一些振荡（未示出）。
对于导通角Φcond>90，峰检测器电路420/620可将峰检测电容器426/626充电至正弦输入电压的绝对（最大）峰值，导致前沿峰检测信号428/628变至最高。结果，在补偿晶体管480/680（参考图4和图6）的基极的按比例缩小的信号可保持开关接通（短路模式），导致吸收全补偿电流IB725。这导致控制电流IC=IA-IB基本为零（拉低）——该控制电流是准相位有源预负载开关设备的偏置电流，从而保持准相位有源预负载的开关设备在断开状态，具有基本零电流725以及在其上具有代表输出电压VO的平坦电压720。如可在预负载开关469/669上的电压720和通过预负载开关469/669的电流725的波形中观察到的，信号保持相对平坦，除了对应于在体电容器的充电电流中出现的尖峰714的一些小偏移。
元器件的值应被选择使得即使当导通角下降到90°以下但是尚未减小到预负载激活阈（preload activation threshold）以下时（例如，三端双向可控硅导通角仍在70°以上），汲取至准相位有源预负载开关设备469/669的偏置/控制电流IC仍应将开关设备469/669保持在断开状态并且防止该开关设备469/669进入线性模式。
然而，当三端双向可控硅的导通角变得小于预负载激活阈（例如，小于70°）时，导致前沿峰检测信号减小到阈以下时，图4中的补偿晶体管480或图6中的补偿晶体管680可从接通状态模式转移至线性模式以吸收较少电流。这可导致对于预负载开关设备的更高的控制/偏置电流，使其从断开状态转移至线性模式（充当电流受控的电流源），以施加随着前沿峰信号的减小而增加的预负载（与三端双向可控硅导通角成反比例）。
在图7B中，图7A的波形的实施例在浅调光状况下被引入，其中导通角在预负载开关设备的激活阈以下。在一个实施例中，导通角可已经变到70°以下，切割角可在110°以上，准相位有源预负载的开关设备被使能/激活。
类似于图7A，图7B例示了在线周期T701期间，三端双向可控硅受控的输入线电压具有切割部分731（由虚线表示）和导通部分Vin730（由实线表示）。在三端双向可控硅导通的前沿的每个半线循环中，体电容器的充电电流产生尖峰734。应意识到，在一些实施例中，在存在寄生电感的情况下，在电流尖峰734下降到正弦曲线轨迹Iin732之前还能观察到一些振荡。
在图7B中，三端双向可控硅受控的输入线电压具有切割角Φcut742。在一个实施例中，Φcut>110°并且导通角Φcond744<70°，该导通角在预负载激活阈以下。参照图4和6，峰检测器电路420/620将峰检测电容器426/626充电至前沿峰检测信号428/628。在一个实施例中，在补偿晶体管480/680的基极处的按比例缩小的前沿峰检测信号的电阻器值482/682、483/683和484/684被设计为，保持该晶体管对于Φcond<70°处于线性模式（充当电压受控的电流源）并且导致晶体管480/680吸收与三端双向可控硅前沿峰检测信号428/628成比例的补偿电流（图2A中的IB）。该预负载开关设备的偏置电阻器可被设计使得，在一个实施例中，对于Φcond<70°，预负载开关设备的控制/偏置电流IC（IC=IA-IB，图2A中）可保持晶体管处于线性模式（充当电流受控的电流源）。
补偿电流IB与三端双向可控硅前沿峰检测信号428/628成正比例（与经整流的电压的前沿峰值相同）。然而，由于从最大偏置电流IA中减去补偿电流IB产生预负载开关设备469/669的偏置/控制电流IC，通过准相位有源预负载电阻器的电流（在BJT晶体管的实施例中，通过预负载开关设备的集电极-发射极的电流）可与前沿峰检测信号成反比例，这意味着随着前沿峰检测信号的减小，预负载电流增加。
在图7B中，三端双向可控硅切割相位间隔Φcut742对应于补偿晶体管480/680处于断开状态并且全偏置电流被供应至偏置电容器466/666和准相位有源预负载开关设备469/669的时间。在该相位间隔Φcut742期间，该准相位有源预负载开关设备可传导全电流743，并且该准相位有源预负载开关设备741上的电压保持基本为零。在补偿晶体管480/680开始在线性模式导通的导通相位间隔Φcond744期间，供应至偏置电容器466/666和供应至准相位有源预负载开关设备469/669的偏置电流被通过补偿晶体管480/680吸收的补偿电流所减小。结果，通过准相位有源预负载开关设备的预负载电流745朝向零减小，在准相位有源预负载开关设备740上的电压朝向输出干线电压增加，且预负载开关设备断开。在其中全偏置电流被再次供应至偏置电容器466/666和供应至准相位有源预负载开关设备469/669的接下来的三端双向可控硅切割相位间隔中，准相位有源预负载开关设备可再次开始导通。在时间间隔746期间，电流朝向全电流升高，准相位有源预负载开关设备上的电压朝向零下降。
图7C描绘了在不同状况下在预负载开关设备上的电压波形的一些实施例。在其中准相位有源预负载开关设备保持处于断开状态的无调光运行期间，该预负载开关设备上的电压750在输出电压处稳定地保持为高。在其中准相位有源预负载开关设备运行在线性模式的浅调光运行期间，在三端双向可控硅的每个线半循环中的导通区间期间预负载开关设备上的电压760如上面关于图7B描述的从零变化到全干线电压（full rail voltage）。在具有泄露的三端双向可控硅的LED断开状况期间，准相位有源预负载开关设备保持处于接通状态（准相位有源预负载开关设备上的电压770基本是零）以防止LED的任何不希望的接通，从而防止LED中的闪烁。
上面对示例性实施例的描述不旨在是穷举性的。尽管具体实施方式和实施例在本文中是为了例示而描述的，但在不脱离较宽泛的精神和范围的前提下，多种等同修改是可能的。事实上，应意识到，具体示例性的电压、电流、频率、功率范围值、时间等是为了解释目的而被提供的，且根据这些教导，在其他实施方案和实施例中也可以采用其他值。
在上面的详细描述的启示下，可对本发明的实施例做出这些修改。下列权利要求中使用的术语不应理解为将本发明限制为说明书和权利要求书中公开的具体实施方案。因此，本说明书和附图应被认为是示例性的而非限制性的。

Claims (25)

1.一种有源预负载电路，被配置为耦合至一个非隔离式的发光二极管（LED）驱动器转换器的输出，该非隔离式的发光二极管驱动器转换器具有一个相角控制调光器电路，该有源预负载电路包括：
一个预负载电阻器，被耦合至该非隔离式的LED驱动器转换器的输出；以及
一个电流受控的电流源，被耦合以接收一个峰检测信号，该峰检测信号代表该相角控制调光器电路的导通角，其中该电流受控的电流源被配置为通过该预负载电阻器汲取一个可变的吸收电流，并且其中该吸收电流的值基于该峰检测信号。
2.根据权利要求1所述的有源预负载电路，其中该相角控制调光器电路包括一个前沿控制的三端双向可控硅调光器。
3.根据权利要求1所述的有源预负载电路，其中该峰检测信号代表该相角控制调光器电路的输出的一个前沿峰电压。
4.根据权利要求1所述的有源预负载电路，其中当该峰检测信号在一个上阈值以上时，该电流受控的电流源的一个开关设备被配置为处于运行在开路模式的断开状态，以导致该吸收电流的值基本为零。
5.根据权利要求4所述的有源预负载电路，其中该上阈值对应于该相角控制调光器电路的导通角的上阈。
6.根据权利要求1所述的有源预负载电路，其中当该峰检测信号在一个下阈值以下时，该电流受控的电流源的一个开关设备被配置为处于接通状态以导致该吸收电流的值具有最大值。
7.根据权利要求1所述的有源预负载电路，其中该电流受控的电流源包括：
一个电压受控的电流源，被配置为汲取与该峰检测信号的电压成比例的一个补偿电流；以及
一个开关设备，被耦合以响应于一个控制信号汲取该吸收电流，其中该控制信号等于最大偏置电流减去该补偿电流。
8.根据权利要求1所述的有源预负载电路，其中当该峰检测信号在一个上阈值和一个下阈值之间时，该电流受控的电流源的一个开关设备被配置为响应于该峰检测信号运行在线性模式。
9.根据权利要求1所述的有源预负载电路，其中该电流受控的电流源包括达林顿组合的第一BJT晶体管和第二BJT晶体管，并且其中该第一BJT晶体管被配置通过该预负载电阻器汲取该吸收电流。
10.根据权利要求9所述的有源预负载电路，其中该达林顿组合的第一BJT晶体管和第二BJT晶体管被一个控制电流控制，并且其中该控制电流由一个电压受控的电流源产生，该电压受控的电流源被缩放形式的该峰检测信号控制。
11.根据权利要求1所述的有源预负载电路，其中该可变的吸收电流具有零安培的最小值。
12.根据权利要求1所述的有源预负载电路，其中该电流受控的电流源被耦合以从一个峰检测器电路接收该峰检测信号，该峰检测器电路包括：
一个电容器，被耦合至该相角控制调光器电路的第一输出端子；
一个二极管，被耦合在该电容器和该相角控制调光器电路的第二输出端子之间；以及
一个电阻器，被耦合在该电容器和该相角控制调光器电路的该第二输出端子之间。
13.根据权利要求1所述的有源预负载电路，其中该非隔离式的LED驱动器转换器是降压升压转换器。
14.根据权利要求1所述的有源预负载电路，其中该非隔离式的LED驱动器转换器是降压转换器或带抽头的降压转换器，且其中该非隔离式的LED驱动器转换器的一个降压开关或降压电感器在该非隔离式的LED驱动器转换器的输入返回和输出返回之间产生一个电平差。
15.一种发光二极管（LED）驱动器，包括：
一个相角控制调光器电路，被耦合以接收一个输入电压并且输出一个经相位调整的电压；
一个整流器电路，被耦合以接收该经相位调整的电压并且输出一个经整流的电压；
一个峰检测器电路，被耦合以接收该经整流的电压并且产生代表该相角控制调光器电路的导通角的一个峰检测信号；
一个非隔离式的转换器，被耦合以接收该经整流的电压并且输出一个输出电压；
一个有源预负载电路，被耦合至该非隔离式的转换器的输出，其中该有源预负载电路包括：
一个预负载电阻器，被耦合至该非隔离式的转换器的该输出；
以及
一个电流受控的电流源，被耦合以从该峰检测器电路接收该
峰检测信号，其中该电流受控的电流源被配置为通过该预负载电
阻器汲取一个可变的吸收电流，并且其中该吸收电流的值基于该
峰检测信号。
16.根据权利要求15所述的LED驱动器，其中该相角控制调光器电路包括一个三端双向可控硅调光器。
17.根据权利要求15所述的LED驱动器，其中该峰检测信号代表该经相位调整的电压的一个前沿峰电压。
18.根据权利要求15所述的LED驱动器，其中当该峰检测信号在一个上阈值以上时，该电流受控的电流源的一个开关设备被配置为处于运行在开路模式的断开状态，以导致该吸收电流具有基本为零的值。
19.根据权利要求15所述的LED驱动器，其中当峰检测信号在一个下阈值以下时，该电流受控的电流源的一个开关设备被配置为处于运行在短路模式的接通状态，以导致该吸收电流的值是最大值。
20.根据权利要求15所述的LED驱动器，其中当该峰检测信号在一个上阈值和一个下阈值之间时，该电流受控的电流源的一个开关设备被配置为响应于该峰检测信号运行在线性模式。
21.根据权利要求15所述的LED驱动器，该电流受控的电流源包括达林顿组合的第一BJT晶体管和第二BJT晶体管，并且其中该第一BJT晶体管被配置通过该预负载电阻器汲取该吸收电流。
22.根据权利要求15所述的LED驱动器，其中该峰检测器电路包括：
一个电容器，被耦合至该相角控制调光器电路的第一输出端子；
一个二极管，被耦合在该电容器和该相角控制调光器电路的第二输出端子之间；以及
一个电阻器，被耦合在该电容器和该相角控制调光器电路的该第二输出端子之间。
23.根据权利要求15所述的LED驱动器，其中该非隔离式的转换器是降压升压转换器。
24.根据权利要求15所述的LED驱动器，其中该非隔离式的转换器是降压转换器或带抽头的降压转换器，且其中该非隔离式的转换器的一个降压开关或降压电感器在该LED驱动器的输入返回和输出返回之间产生一个电平差。
25.根据权利要求15所述的LED驱动器，其中该电流受控的电流源包括：
一个电压受控的电流源，被配置为汲取与该峰检测信号的电压成比例的一个补偿电流；以及
一个开关设备，被耦合以响应于一个控制信号汲取该吸收电流，其中该控制信号等于最大偏置电流减去该补偿电流。
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