CN103633826A - 包含功率开关的低电流启动电路 - Google Patents

Abstract

本发明描述了用于对电源电压电容（407）充电的电子电路（420）。该电子电路（420）包括：栅极接口（421）和将电子电路（420）分别连接到功率开关（304）的栅极和源极的源极接口（422）；将电子电路（420）连接到电源电压电容（407）的电容接口（423）；将栅极接口（421）连接到电容接口（423）的启动路径；其中该启动路径提供等于或者高于功率开关（304）的阈值电压的电压到栅极接口（412）；以及将源极接口（422）连接到电容接口（423）的充电路径；其中当功率开关（304）处于导通状态时，该充电路径提供充电电流到电容接口（423）。

Description

包含功率开关的低电流启动电路

技术领域

本发明涉及功率开关的控制，尤其涉及含有功率开关的电路装置如开关电源的启动。

背景技术

功率开关用于开关电源如直流-直流电源转换器如降压转换器或SEPIC转换器。该电源转换器可用于包括有可充电电池的电子装置（例如计算机设备）和/或用于包括有LED和/或OLED的固态照明装置的驱动电路的充电器。

该电源转换器包括能量转换器网以及一个或者多个功率开关，其中该一个或者多个功率开关通常工作于开/关模式，因此能量从该电源转换器的输入边转换到该电源转换器的输出边。该能量通常由市电提供。为了使该一个或者多个功率开关工作，需要一个电源电压Vcc。一个或者多个功率开关的电源电压可用电源电压电容来提供。

电源转换器启动过程中，为了提供电源电压Vcc，电源电压电容需要充电。限制电源电压电容的大小（例如因为尺寸和成本的原因）和/或限制所需的启动电流来对电源电压电容充电（例如为了限制市电电压的负载）通常是有必要的。一旦电源电压电容已充分充电以提供电源电压Vcc，通常一个或者多个功率开关仅能开始正常工作。这会导致一个或者多个功率开关和电源转换器具有相对长的启动时间（例如在数秒范围）。

电源电压电容可使用专用功率晶体管充电,该功率晶体管用于在启动过程中将电源电压电容连接到（已整流的）市电电压。使用专用的功率晶体管来启动电源转换器很昂贵，所以减少所需的功率晶体管的数量是有必要的。

本发明致力于解决上述技术问题。特别是本发明描述了从市电电源对电压电容充电（以产生用于功率开关的电源电压）的电子电路。该电子电路允许低启动时间间隔和/或与低电容量电源电压结合使用。更近一步，该电子电路能够利用电源转换器的一个或多个功率开关来对电源电压电容充电，因而不需要额外的专用功率晶体管，也就是说因此降低了电源转换器的成本。

发明内容

在本发明的一个方面，描述了用于对电源电压电容充电的电子电路（在这里也涉及启动电路）。该电源电压电容可用于提供电源电压Vcc（例如12V或者更低）给源极控制功率开关的栅极。该源极控制功率开关可与电源电压电容连接，该电源电压电容用于向功率开关的栅极提供恒定电源电压。该功率开关的源极可用于控制该功率开关的工作模式。例如，该功率开关的源极的脉冲宽度调制（PWM）控制信号可令该功率开关处于第一模式（也涉及为开/关模式）。可选地，该功率开关的源极的连续控制信号可令该功率开关处于第二模式（也涉及为线性模式）。该控制信号可由包含于该电子电路的控制单元产生。

该功率开关可与能量转换网络结合形成开关电源转换器。特别是，当处于第一模式（也就是开/关模式）时该功率开关可形成开关电源转换器。该能量转换网络可包括反激式网络，降压网络和/或SEPIC（单端初级电感转换器）网络。该功率开关可包含晶体管，BJT（双极性结型晶体管）或者IGBT（绝缘栅双极型晶体管）。

该功率开关可为增强型功率开关（具有正阈值电压）。可选地，该功率开关可为耗尽型功率开关（具有负阈值电压）。通常，在高功率应用中增强型功率开关优于耗尽型功率开关。

功率开关（特别是增强型功率开关）的漏极和栅极可与上拉电阻连接（例如直接连接）。该上拉电阻可具有相对高的电阻（例如在1MΩ范围）以限制流经该上拉电阻的电流（特别是在启动时间间隔后的正常工作期间，以降低能量损耗）。功率开关的漏极可通过例如，通过能量转换网和/或通过整流单元与市电电压连接。例如，功率开关的漏极可通过能量转换网的电感与市电电源连接。功率开关栅极的电压可为已整流的市电电压（如已使用半波或全波整流单元整流的市电电压）。该市电电压可为230V(交流50Hz)的市电或110V(交流60Hz)的市电。

启动电路可包含栅极端口和/或源极端口（例如各自的引脚），该栅极端口和该源极端口可用于将启动电路分别连接到功率开关的栅极和源极。更近一步，启动电路可包含电容接口（例如引脚），该电容接口可用于将启动电路连接到该电源电压电容。

启动电路可包含用于将栅极接口连接到电容接口的启动路径。启动路径可用以将电压施加到该栅极接口。其中该栅极接口的电压为功率开关的阈值电压或者高于功率开关的阈值电压。特别地，启动路径可用于形成具有上拉电阻（特别是增强型功率开关）的分压器。设置分压器，使从市电电压分出的电压施加到功率开关的漏极时，栅极接口的电压等于或者高于功率开关电源阈值电压（栅极-源极）。为了实现这个目的，该启动路径可包括具有预设的击穿电压的齐纳二极管。该预设的击穿电压可等于或大于功率开关的阈值电压。这样可以确保从市电电压分压施加到功率开关的漏极时，功率开关栅极的压降足够高以启动功率开关（也就是令该功率开关处于导通状态），而在同一时间限制功率开关的栅极的压降（以保护功率开关）。

进一步，该启动电路可包含将源极接口连接到电容接口的充电路径。当功率开关处于导通状态时，该充电路径将充电电流提供给电容接口。该充电路径可包含充电电阻，其中该充电电阻的阻抗使该电源电压电容在预设的启动时间间隔里充电。换句话说，充电电阻的阻抗由市电电压（如230V），电源电压的电容值（如1μF到100μF）和/或预设启动时间间隔（如10ms到50ms）决定。

启动路径可包含第一旁路开关，当该第一旁路开关处于导通状态时，该第一旁路开关将齐纳二极管旁路，特别地，第一旁路开关将栅极接口和电容接口之间短路，以将电源电压电容直接连接到功率开关的栅极。同样的，充电路径可包含第二旁路开关，当该第二旁路开关处于导通状态时，该第二旁路开关将充电电阻旁路。可选地，该第二旁路开关可启用或禁用该充电路径。更进一步，该充电路径可包括与充电电阻串联的充电二极管，该充电二极管用于阻挡从电容接口到源极接口的电流。第二旁路开关可与充电二极管串联。第二旁路开关可仅将充电电阻旁路而不旁路充电二极管。

充电二极管可用于阻挡从电容接口流到源极接口的电流，从而防止电源电压电容放电。更进一步，充电二极管可在正常工作（在启动间隔之后）中起尖峰保护作用。

启动电路更包括控制单元。该控制单元可用于控制功率开关的工作模式（如第一和/或第二模式）。可选地，该控制单元可用于控制该第一和/或第二旁路开关。特别地，该控制单元可用于在预设开启时间间隔中，保持第一和第二旁路开关处于断开状态。若该第二旁路开关用于启用或禁用充电路径，该控制单元可用于在预设启动时间间隔中，保持该第二旁路开关处于导通状态（从而启用充电路径）。这样做可确保在启动过程中，栅极电压施加到功率开关的栅极（使用启动路径），从而令功率开关进入导通状态。更进一步，可确保电源电压电容在控制方式下充电（使用充电路径）。因此，单个功率开关（也是电源转换器的一部分）可用于为电源电压电容提供首次充电。

更进一步，该控制单元可在预设开启时间间隔后，保持第一和第二旁路开关处于断开状态。换句话说，控制单元可在预设开启时间间隔后旁路齐纳二极管和/或充电电阻。通常情况下，启动电路仅用于功率开关的最初启动（及其电源电压Vcc）。启动以后，启动路径和/或充电路径可通过令第一和/或第二旁路开关处于导通状态的来无效，从而无效启动电路。因此，在启动时间间隔后的正常工作期间，（已充电的）电源电压电容可直接与功率开关的栅极连接（由于第一旁路开关）和/或可以避免由流过充电电阻引起的可能损耗（由于第二旁路开关）。若该第二旁路开关用于启用或禁用充电路径，该控制单元可在预设启动时间间隔中，保持该第二旁路开关处于断开状态（从而启用充电路径）。

通常情况下，电源转换器或者包括电源转换器的驱动电路（如SSL装置）包括直流-直流转换器，该直流-直流转换器用于在启动时间间隔之后对电源电压电容再充电。这样可确保（在启动时间间隔之后的）正常工作过程中以高效能的方式提供电源电压Vcc到功率开关栅极。

控制单元可进一步用于令功率开关工作于某个换向周期率和/或占空比的开关模式（也就是第一模式），从而形成与电源转换网络结合的开关电源转换器。通过选择合适的换向周期律和/或占空比，可设置电源转换器的转换率。如上面指出的，功率开关可为功率晶体管。这样的话，控制单元可使功率开关工作于线性模式（也就是第二模式），因此受控的电流流过功率开关，从而给市电电压提供受控的负载。如本发明陈述的，市电电压的受控负载可用于确保在市电电压的（由切相调光器引起的）切相角的可靠性保护。这样该功率开关可用以切相角保护目的。控制单元可包括一个或者多个控制开关，该控制开关产生令功率开关工作于第一和/或第二模式的控制信号。特别地，该一个或者多个控制开关可产生脉冲宽度调制控制信号以令功率开关工作于开关模式。

总体来说，该电子电路可令单个功率开关工作于三种不同的模式。特别地，该功率开关可工作于启动模式，从而通过功率开关启用电源电压电容的首次充电。更进一步功率开关可工作于第一（开关）模式（从而将该功率开关作为电源转换器），和/或该功率开关可工作于第二模式（从而将功率开关作为切相角保护的受控回路）。

在另一个方面，本发明描述了用于对电源电压电容的电子电路。如本发明概述的，电源电压电容可提供电源电压到源极控制功率开关的栅极。该源极控制功率开关可与电源转换器网络结合形成开关电源转换器。

在本发明的再一个方面描述了电路装置。该电路装置可为驱动电路如SSL装置的驱动电路。该电路装置可包括源极控制功率开关和电源转换器网络。该功率开关可与电源转换器网络结合形成开关电源转换器。更进一步，该电路装置可包括电源电压电容，其中电源电压电容可将电源电压提供给功率开关的栅极。另外，该电路装置可包括连接到功率开关的漏极和栅极的上拉电阻。功率开关的漏极可连接到市电电压。换句话说，功率开关的漏极电压可为源于市电电压的电压。

另外，该电路装置可包括本发明描述的电子电路（也就是启动电路）。该电子电路可用于在电路装置启动过程中对电源电压电容充电。此外，该电子电路可使该电子电路的启动路径无效和/或减小该电子电路在启动时间间隔之后的正常工作过程中充电路径的损耗。

该电路装置的功率开关可作为电平转换器，从而使电子电路免受市电电压的伤害。因此，该电子电路的原件不需要经受相对高的电压如市电电压。所以，该电子电路可为使用CMOS技术的集成电路。

应当注意的是，本发明概述的实施例中的方法和系统是单独的或者可与本发明的其他方法和系统结合。系统中描述的特征同样也适用于相应的方法，反之亦然。此外，本发明概述的方法和系统的所有方面可任意组合。特别地，权利要求的特征可与另一任意方式的特征结合。

附图说明

下面本发明以示例的方式参照附图作出说明，其中

图1为灯泡组件实施例的结构图；

图2a为SSL灯的驱动电路实施例的结构图；

图2b为SSL灯的驱动电路控制单元实施例的结构图；

图3a为电源电压电容首次充电的示例电路的结构图；

图3b为电源电压电容首次充电的示例电路的另一结构图；

图4为当使用耗尽型功率开关时，电源电压电容首次充电示的例电路的结构图。

具体实施方式

如背景技术部分指出的，本发明旨在提供用于从市电电源产生电源，具有低启动时间和成本效益的电压电子电路。该电子电路将以SSL设备的驱动电路为背景进行描述，因为当该电子电路用于该驱动电路时，该电子电路特别有用。然而，应当要注意的是，该电子电路也产生电源电压提供给用于其他装置（如电子设备的充电器的情况或者更一般地开关电源转换器的情况）的功率开关。

通常地，欧洲电源为50Hz，230-240V的交流电，北美电源为60Hz，110-120V的交流电。本发明涉及一般市电电源，以及本发明的原理应用于任何合适的电源，包括已提及的市电/电力线，直流电源以及整流的交流电源。在某些应用中，直流电源可输入到驱动电路。例如，市电电压的后备电池（直流电源）的情况。

图1为灯泡组件的示意图。组件1包括灯泡外壳2和电连接模块4。电连接模块4可为螺口型或者卡口型。电连接模块的通常例子为E11，E14以及E27欧洲螺口型和E12，E17以及E26北美螺口型。更进一步，光源6（通常也为发光体）设置于外壳2中。例如，光源6为固态光源6，如发光二极管（LED）或者有机发光二极管（OLED）（后来的技术也称为固态发光SSL）。光源6可由单个发光器件或者多个LED提供。在本发明中使用SSL装置作为光源6的例子。

驱动电路8位于灯泡外壳2中，用于将从电连接模块4接收的电源转换成用于光源6的受控驱动电流。在固态光源6的情况下，驱动电路8用于提供受控的直流驱动电流给光源6。

传统灯泡组件（白炽灯）的照明度可使用所谓的切相调光器控制，切相调光器用于切除市电电源的前沿和/或后沿。当控制基于灯泡组件1的固态照明的照明度时，切相调光器通常不能正确地运转，导致如闪烁，多次启动等问题。

图2a为使用受输入电压341控制的调光器来控制SSL装置104的照明度的示例系统300.该示例系统300可包括驱动电路8（例如驱动电路350）以及图1中的光源6（如SSL装置104）。该系统300的输入电压341由市电电压电源308提供（如提供给调光器）。驱动电路350用于产生驱动电压342和驱动电流345。驱动电压350通常为对应于SSL装置104的开启电压的恒定电压。驱动电流345通常为与SSL装置104设定的照明度对应的恒定电流。

驱动电路350可包括整流单元306，整流单元306用于对输入电压341进行整流。整流单元306可包括半波或者全波整流器。更进一步，整流单元306可包括EMI（电磁干涉）滤波元件。一般来说，整流单元306用于与稳定电容307结合，稳定电容用于平滑已整流的输入电压。

更进一步，驱动电路350通常包括电源转换器网络331。在显示的例子中，电源转换网络331为SEPIC（单端初级电感转换器）网络，SEPIC网络包括线圈332，电容333，335和二极管/开关304。电源转换器网络331可用于与开关304结合形成用于将能量从输入电压341转移到负载104的开关电源转换器。特别地，能量转换器331，304可工作以使已整流的输入电压转换成SSL装置104的恒定电压342。

开关304（如晶体管，特别是功率晶体管）可工作于第一模式（也涉及为开/关模式），其中开关304以预设的换向周期率和预设的占空比在导通状态和断开状态之间变换（其中占空比规定了在换向周期中导通状态的部分）。换向周期率和占空比可用于控制电源转换器331,304的转换率。此外，开关304可工作于第二模式（也涉及为线性模式）。开关304控制允许预设的漏极-源极电流通过该开关304。通过该开关304的电流可用于重置（已整流的）输入电压341。特别地，通过该开关304的电流可用于对处于稳定状态的电容307放电，从而允许访问“不平滑的”（已整流）输入电压341，以允许切相角的可靠测试。另外，流过开关304的受控电流代表了市电电压308的受控负载，从而确保了切相调光器的功能。这样，开关304可用于可靠地检测由切相调光器设置的输入电压341的切相角。

开关304的第一和第二模式通过由控制单元320产生的栅极控制信号343控制。控制单元320可包括模式选择器321，该模式选择器321用于在第一控制信号产生单元325和第二控制信号产生单元322之间转换。第一控制信号产生单元325用于产生用于开关304第一模式的栅极控制信号343，第二控制信号产生单元322用于产生用于开关304第二模式的栅极控制信号343。控制逻辑324可用于控制基于反馈信号344的模式选择器321，其中反馈信号344可表示流过开关304的电流。例如，流过开关304的电流可由传感电阻305检测，从而给传感电阻305提供压降，该压降与流过开关304的电流成正比。在示例中，反馈信号344对应于传感电阻305的压降并且与流过开关304的电流成正比。

为了使开关304工作于第一模式，控制逻辑324设置模式选择器321以使开关304的栅极与包括运算放大器的第一控制信号产生单元325连接。更进一步，控制逻辑324可用于提供脉冲宽度调制信号，脉冲宽度调制信号由第一控制信号产生单元325转换成栅极控制信号343，栅极控制信号343令开关304在预设的换向转换周期和预设的占空比中在导通状态和断开状态之间转换。

为了使开关304工作于第二模式，控制逻辑324设置模式选择器321以使开关304的栅极与包括比较器的第二控制信号产生单元322连接。比较器可使用反馈信号344执行反馈回路，从而决定栅极控制信号343而使反馈信号344对应于预设的参考信号326。特别地，可确定栅极控制信号343以使流过开关304的电流对应于预设的放电电流。可选择预设的放电电流以使驱动电路350的元件（尤其是电源转换网络331和整流器306）受到过载保护和/或放电在预设的放电时间间隔内执行。更进一步，预设的放电电流可根据市电电压308所需的负载设置，以确保输入电压341的切相角的可靠保护。通常预设的放电电流由过载保护和放电时间间隔之间折中决定。可选地，预设的放电电流可基于功率损耗的考虑决定。例如，预设的放电电流可设在10mA,100mA或者200mA范围。控制单元320可还包括反馈处理模块323，用于分析反馈信号344.

控制逻辑324可决定象征切相角的切相时间间隔。切相时间间隔可对应于开关304进入第二模式时和输入电压341高于预设阈值时之间（也就是说检测到切相调光器开启）的时间间隔。换句话说，如果检测到切相调光器开启，控制逻辑324可控制模式选择器321令开关304进入第一模式。

进一步，图3a的驱动电路350可包括输入电压测量器件390（如分压器）。输入电压测量器件390可将输入电压341分出的电压392提供给控制单元320.控制单元320可包括接收电压392的引脚。当（绝对）输入电压341大于预设输入电压阈值时，控制单元320可用于令开关304工作于第一模式。更进一步，当（绝对）输入电压341小于预设输入电压阈值（指示输入电压341的切相角）时，控制单元320可用于令开关304工作于第二模式。

这样，单个功率开关304可工作于最少两种不同的模式，从而提供两种不同的功能。特别地，单个功率开关304可工作于第一（开/关）模式，从而提供与电源转换网络331结合的开关电源转换器。进一步，单个功率开关304可作为受控的电流源工作于第二（线性）模式，从而启用输入电压341的切相角的可靠保护。

图3b展示了示例的驱动电路300的控制单元320，380的结构图。图3b的控制单元320对应于图3b中的控制单元。更进一步，图3b的控制单元包括开关372，开关372用于提供脉冲宽度调制栅极控制信号343给开关304，以将开关304工作于开/关模式。另外，图3b的控制单元320包括晶体管371，晶体管371用于控制开关304的栅极控制信号343，从而控制流过开关304的电流。

图3b（右手边）展示了示例的控制单元380的结构图，控制单元380可用于与栅极控制开关304结合。在这种情况下，开关304具有电平转换器的功能，该电平转换器由开关304的源极控制的。图3b的开关304（右手边）与电源电压Vcc（如Vcc=12V）连接。控制单元380包括第一支路，第一支路包括PMW驱动器381和工作于开/关模式的PMW控制开关。进一步，控制单元380包括第二支路，第二支路包括开关383和电流源384。第一支路可令开关304工作于第一模式（也就是开/关模式）。第二支路可令开关304工作于第二模式（也就是线性模式）。流过功率开关304的电流可用电流源384来固定。当工作于第二模式时，第一支路的开关382可保持断开状态。因没有包括控制回路和/或使用少数的引脚，控制单元380是有益的。

这样，单个功率开关304可工作于最少两种不同的模式，从而对驱动电路350提供两种不同的功能。如上面提到的，功率开关304的电压电源Vcc从市电电源308产生。在驱动电路350启动过程中（如当具有驱动电路350的灯泡组件1打开时），电源电压Vcc可以在短启动时间间隔内提供（如为了确保在已经打开组件1之后，灯泡组件1在短时间间隔内发光）。可以通过使用额外的外部功率开关来实现，该外部功率开关将市电308（和/或输入电压341）与电源电压电容连接以对电源电压电容充电，电源电压电容提供电压电源Vcc。但是，缺点是使用额外的外部功率开关相当昂贵。

图3a展示了电子电路420的结构图，电子电路420允许短启动时间以提供稳定电压电源Vcc。图3a的电子电路420用于在相对短的启动时间间隔内对电源电压电容407充电，不需要额外的外部功率开关。图3a的电子电路420利用已使用的功率开关304来提供开关电源转换器（当工作于第一模式）。

图3a展示了工作于源极控制方式的开关304（与图2b类似，右手边）。更进一步，图3a展示了控制开关401，控制开关401可令开关304工作于一个或者多个模式。例如，控制开关401可用于产生脉冲宽度调制（PMW）源信号，从而使功率开关304工作于第一（也就是开/关）模式。可选地，控制开关可工作为受控电流源，从而将功率开关304工作于第二模式（也就是线性）模式。这样，控制开关401可具有图2b中的控制单元320，380的功能（或者可包括于图2b中的控制单元320，380）

图3a中的电子电路可用于驱动电路350的启动阶段以使用电源电压电容407产生功率开关304的电源电压Vcc。电源电压电容407的电容值可为1到10或者100μF范围。如上面所述的，功率开关304可通过电源转换器网络或者通过整流单元306与市电电源308连接。在启动期间，功率开关304可（默认）处于断开状态。这是由于在启动期间功率开关304的栅极-源极电压不超过功率开关304的阈值电压V_T。

电子电路420可包括栅极接口421（如引脚），栅极接口421用于将电子电路420与功率开关304的栅极连接。更进一步，电子电路420可包括电容接口423（如引脚），电容接口423用于将电子电路420连接到电源电压电容407。另外，电子电路420可包括源极接口421（如引脚），源极接口421用于将电子电路420与功率开关304的源极连接。

电子电路420包括齐纳二极管403，齐纳二极管403相对于已整流的市电电压（和/或已整流的输入电压341）工作于反向偏置的模式。图3a的齐纳二极管403可与上拉电阻402（上拉电阻402具有相对高的如在1MΩ范围的阻抗）串联。上拉电阻402通常用于承受高电压（在市电电压范围）。在启动过程中，上拉电阻402，（反向偏置的）齐纳二极管403以及电源电压电容407可与（已整流的）市电电压（和/或已整流的输入电压341）串联。更进一步，上拉电阻402可设置于功率二极管304的栅极和电源电压电容407之间。特别地，上拉电阻402和齐纳二极管403可形成（经整流的）市电电压（或源于市电电压的电压）的分压器，该分压器的中间点（直接）连接到功率开关304栅极。

齐纳二极管403可具有击穿电压（也涉及为齐纳电压）。击穿电压可适应于功率开关304的阈值电压V_T，例如击穿电压可高于5V范围，其中阈值电压V_T在1V范围。在启动过程中，也就是说，当施加市电电压308（或者源于市电电压的电压）到包括电子电路420的驱动电路350时，齐纳二极管403确保功率开关304栅极的（几乎）瞬时压降，其中瞬时压降由（也通常对应于）齐纳二极管403的击穿电压限制。尽管电源电压电容407还没有充电，通过选择基于功率开关304的阈值电压V_T的齐纳二极管403的击穿电压，可确保功率开关304（几乎）立即转到导通状态。这样功率开关304可对电源电压电容407充电。

齐纳二极管403工作于或者高于其击穿电压。充电电流可流过上拉电阻402以及（反向偏置的但被击穿的）齐纳二极管403，从而对电源电压电容407充电。上拉电阻402通常选择相对高的阻抗（如在1MΩ范围），以限制流过上拉电阻402的电流，从而限制在随后的驱动电路350和电子电路420的（正常）工作中引起的损耗。

第一旁路开关405（与示例的栅极-源极电阻406结合）可与齐纳二极管403串联。当第一旁路开关405处于导通状态时，第一旁路开关405可将齐纳二极管403旁路。特别是，当第一旁路开关405处于导通状态，将齐纳二极管403旁路时，第一旁路开关405可将上拉电阻402与电源电压电容407连接。在电子电路420启动期间，第一旁路开关405处于断开状态（从而允许齐纳二极管403提供击穿电压）。第一旁路开关405可在启动之后转换成导通状态（使用控制开关412）。例如，第一旁路开关405可在预设的充电时间间隔之后转换成导通状态（从而确保电源电压电容充分充电以提供电源电压Vcc），以及/或者当电源电压电容407的压降高于预设的电压阈值（如电源电压Vcc的预设部分），第一旁路开关405可转换成导通状态。第一旁路开关405通常在启动后保持导通状态，从而确保来源于电源电压电容407的电源电压Vcc可直接提供给功率开关304的栅极。

上拉电阻402通常与功率开关304的栅极电容形成RC电路，栅极电容在1nF范围。这意味着在由功率开关304的栅极电容和上拉电阻402的阻抗的乘积提供的时间间隔（如1MΩ*1nF，时间间隔约为1ms）之后，功率开关304转换成导通状态，响应于施加齐纳二极管403的击穿电压到功率开关304栅极。

电子电路420还包括与充电开关408（充电二极管）串联的充电电阻409。充电电阻409和充电开关408可形成充电路径。充电路径可将功率开关304的源极与电源电压电容407连接。进一步，充电路径可与功率开关304的栅极连接（如通过齐纳二极管403）。

当功率开关304转换成导通状态（施加齐纳二极管403的击穿电压到功率开关304栅极之后），漏极-栅极电流流过功率开关304和充电路径到电源电压电容407。这样，电源电压电容407通过功率开关304充电，充电时间通过调节充电电阻409的阻抗来调节。通常，充电电阻409的压降由齐纳二极管402的击穿电压和功率开关304的阈值电压V_T的差来提供（以及可能是充电开关408的压降）。假如击穿电压电源是5V以及阈值电压V_T是1V，充电电阻的压降约为4V。例如，充电电阻409的阻抗选择为允许电源电压电容407充电的阻抗，也就是说启动时间间隔在10-50ms范围。假如电源电压电容407为100μF，启动充电电阻约为100Ω。

与第一旁路开关405类似，第二旁路开关410（与栅极-源极电阻413结合）可与充电电阻409串联，从而在电源电压电容407的首次充电之后允许旁路充电电阻409。第二旁路开关410可通过各自的控制开关411控制。与第一旁路开关405类似，在启动电子电路420和驱动电路350的期间，第二旁路开关410可处于断开状态（从而允许启动充电电阻409控制充电电流）。在启动之后（也就是在启动时间间隔之后），第二旁路开关410可处于导通状态。例如，在预设充电时间间隔之后，第二旁路开关410可转换成导通状态（从而确保电源电压电容已充分充电以提供电源电压Vcc），以及/或者当电源电压电容407的压降高于预设的电压阈值（如电源电压Vcc的预设部分）时，第二旁路开关410可转换成导通状态。在启动之后，第二旁路开关410通常保持导通状态，从而降低电子电路420在启动之后的损耗。

启动以后，如电源电压电容407的首次充电之后，第一，二旁路开关405，410均转换成导通状态，从而将齐纳二极管403和充电电阻409旁路。如上面指出的，启动时间间隔可在10-50ms范围。启动之后，电源电压电容407的再充电通常使用专门的直流-直流转换器（没有在图3a中示出）以几乎无损的方式进行。通过使用图3a中的电子电路420，电源电压电容407的首次充电可用相对短的启动时间完成，不需要额外的功率开关。电子电路420允许功率开关304的再使用，功率开关304也处于驱动电路350中，用于（与电源转换器网络331结合）提供开关电源。

应当注意的是，电子电路420不需要任何需要承受在市电电压范围的电压的元件。功率开关304起电平转换器的作用且保护电子电路420的元件使其免受市电电压的高电压的伤害。仅上拉电阻402连接到市电电压。

启动之后，也就是在驱动电路350的正常工作期间，通过使用分别旁路齐纳二极管403和充电电阻409的第一，第二旁路开关405，410，电子电路420的损耗可保持低值。进一步，上拉电阻402的阻抗可相对高，从而限制在正常工作期间（也就是启动时间间隔之后）流过上拉电阻402的电流。

应当注意的是，充电开关408可在正常工作过程中使用以保护功率开关304免受高电容电压尖峰的损害。如图3a所示，充电开关408可为二极管408，二极管408在驱动电路350（和功率开关304）正常工作期间反向偏置。可以看出，在正常工作期间，二极管408将功率开关304的源极连接到功率开关304的栅极，这样二极管308通常由功率开关304的阈值电压V_T反向偏置。由于功率开关304的漏极和源极之间的电容效应，功率开关304的源极可出现电压尖峰，电压尖峰可通过（随后正向偏置的）二极管408钳制到电源电压电容407。这样二极管408可起尖峰滤波器的作用。

图3b展示了另一示例电子电路420的结构图，电子电路420用于对电源电压电容407进行初次充电。图3b的电路420对应于图3a的电路420。然而，第一以及第二旁路开关405，410（以及各自的栅极-源极电阻406，413以及各自的控制开关412，411）以其所起的作用表示为第一以及第二旁路开关505，510。

总体来说，电子电路420包括在栅极接口421和电容接口423之间的启动路径，启动路径令功率开关304进入导通状态，从而通过功率开关304和充电路径使电源电压电容充电。在所示的例子中，启动路径包括齐纳二极管403和第一旁路开关405。上拉电阻402具有相对高的阻抗，以确保在正常工作期间（在启动时间间隔之后）因电流流过上拉电阻402而产生的能量损耗保持为低值。更进一步，电子电路402包括在源极接口422和电容接口423之间的充电路径，充电路径用于使用功率开关304的漏极-栅极电流对电源电压电容407充电。

图3a和3b展示了示例的使用具有正阈值电压V_T的功率开关304时（也就是说使用增强型功率开关304或晶体管时）的电路图。图4展示了电子电路620使用具有负阈值电压V_T的耗尽型功率开关604的示例电路图。这样，功率开关604在启动期间处于导通状态。这是由于，在启动期间功率开关604栅极的电压通常为0，也就是说高于耗尽型功率开关604的负阈值电压。这样启动路径仅仅包括功率开关604栅极和电容接口423之间的联系（由功率开关604栅极和电容接口423组成）。

更进一步，图4展示了充电路径的变形，充电路径也可以结合图3a和3b的电路图使用。以类似的方式，图3a和图3b的充电路径可结合耗尽型功率开关604使用。图4中的充电路径包括旁路开关610，旁路开关610用于启用/禁用充电路径。旁路开关610与充电电阻409和/或充电二极管408串联。电子电路620的控制单元可用于在启动期间和/或在总的启动时间间隔内令旁路开关610转换成导通状态和/或令旁路开关610保持导通状态。更进一步，电子电路620的控制单元可用于在启动时间间隔之后使旁路开关610转换成断开状态和/或令旁路开关610保持断开状态。

应当要注意的是增强型功率开关304通常更适合于高功率应用，因为曾强型功率开关304通常比耗尽型功率开关604承受更高的漏极-源极电流。

在本发明中，描述了在启动过程中对电源电压电容充电的电子电路。该电子电路可与包括功率开关的开关电源结合使用。电子电路具有允许开关电源的功率开关再使用的优点，从而不需要额外的专门在启动过程中对电源电压电容充电的功率开关。进一步，电子电路允许短启动时间间隔启动。

应当注意的是说明书和附图仅仅阐述了提出的方法和系统的原理。本领域的技术人员可设计不同的装置，这些装置虽然没有在这里明确地描述或展示，但是体现了本发明的原理，因此包含于本发明的精神和范围之内。此外，本发明的所有例子和实施例主要意图仅为解释目的以帮助理解提出的方法和系统的原理。此外，此处提供的本发明的原理，特征，实施例以及其特定的例子的全部陈述均属于其相等物。

Claims (15)

1.一种用于对电源电压电容（407）充电的电子电路（420），其特征在于，电源电压电容（407）用于提供电源电压给源极控制开关（304）的栅极；功率开关（304）与电源转换器网络（331）结合形成开关电源转换器；以及，其中，功率开关（304）的漏极与市电电压（308）连接；其中，该电子电路（420）包括：

栅极接口（421）和将电子电路（420）分别连接到功率开关（304）的栅极和源极的源极接口（422）；

将电子电路（420）连接到电源电压电容（407）的电容接口（423）；

将栅极接口（421）连接到电容接口（423）的启动路径；其中，该启动路径提供等于或者高于功率开关（304）的阈值电压的电压到栅极接口（412）；以及

将源极接口（422）连接到电容接口（423）的充电路径；其中，当功率开关（304）处于导通状态时，该充电路径提供充电电流到电容接口（423）。

2.如权利要求1所述的电子电路（420），其特征在于：

功率开关（304）的漏极和栅极通过上拉电阻连接；以及

启动路径用于形成具有上拉电阻的分压器，使得栅极接口（412）的电压等于或者高于功率开关（304）的阈值电压。

3.如权利要求2所述的电子电路（420），其特征在于

该启动路径包括具有预设击穿电压的齐纳二极管（403）；以及

该预设的击穿电压等于或者大于功率开关（304）的阈值电压。

4.如权利要求3所述的电子电路（420），其特征在于，该启动路径包括第一旁路开关（405,505），当第一旁路开关（405,505）处于导通状态时，第一旁路开关（405,505）将齐纳二极管（403）旁路。

5.如权利要求1-4任一项所述的电子电路（420），其特征在于，

该充电路径包括充电电阻（409）；以及

充电电阻（409）的阻抗使该电源电压电容（407）在预设的启动时间间隔里充电。

6.如权利要求5所述的电子电路（420），其特征在于,充电路径包含第二旁路开关（410,510），当该第二旁路开关处于导通状态时，该第二旁路开关将充电电阻（409）旁路；或者当该第二旁路开关处于断开状态时，该第二旁路开关用于禁用该充电路径。

7.如权利要求5-6任一项所述的电子电路（420），其特征在于，充电路径还包括充电二极管（408），该充电二极管与充电电阻（409）串联且用于阻挡电流从电容接口（423）流到源极接口（422）。

8.如权利要求4-6任一项所述的电子电路（420），还包括控制单元（320,401,411,412），该控制单元用于：

在预设启动时间间隔期间，保持第一和第二旁路开关处于断开状态；和/或

在预设启动时间间隔之后，保持第一和第二旁路开关处于导通状态。

9.如权利要求8所述的电子电路（420），其特征在于，控制单元（320,401）还用于令功率开关（304）工作于某个换向周期律和/或占空比的开关模式，从而与电源转换网络（331）结合形成开关电源转换器。

10.如权利要求9所述的电子电路（420），其特征在于：

功率开关（304）为功率晶体管；以及

控制单元（320,401）使功率开关工作于线性模式，以使受控的电流流过功率开关（304），从而给市电电压（308）提供受控的负载。

11.如权利要求9-10任一项所述的电子电路（420），其特征在于，控制单元（320,401）包括控制开关（401），该控制开关（401）用于产生脉冲宽度调制控制信号以令功率开关（304）工作于开关模式。

12.用于对电源电压电容（407）充电的权利要求1-11任一项所述的电子电路（420）的应用，其特征在于，电源电压电容（407）用于提供电源电压给源极控制开关（304）的栅极；以及功率开关（304）与电源转换器网络（331）结合形成开关电源转换器。

13.一种电路装置（350），包括：

源极控制功率开关（304）；

电源转换器网络（331），该功率开关（304）与电源转换器网络（331）结合形成开关电源转换器；

电源电压电容（407），用于将电源电压提供给功率开关（304）的栅极；

连接到功率开关（304）的漏极和栅极的上拉电阻（402），其中，功率开关（304）的漏极连接到市电电压；以及

权利要求1-11任一项所述的电子电路（420）。

14.如权利要求13所述的电路装置（350），其特征在于，能量转换网络（331）包括反激式网络，降压网络和/或单端初级电感转换器网络。

15.如权利要求13-14任一项所述的电路装置（350），功率开关（304）用作于电平转换器，从而使电子电路（420）免受市电电压的伤害。

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