CN103209518A

CN103209518A - 前馈不平衡校正器电路

Info

Publication number: CN103209518A
Application number: CN2013100120282A
Authority: CN
Inventors: D·M·康
Original assignee: Power Integrations Inc
Current assignee: Power Integrations Inc
Priority date: 2012-01-13
Filing date: 2013-01-11
Publication date: 2013-07-17
Also published as: US20140103829A1; US8907577B2; US8624514B2; US20130181624A1

Abstract

一种前馈不平衡校正器电路。一种电路，包括第一有源器件，所述第一有源器件耦合在第三端子与第二端子之间。所述第一有源器件具有一个耦合至第一端子的控制端子，以接收代表经整流的输入电压的信号。第二有源器件耦合在所述第一有源器件的所述控制端子与所述第二端子之间。所述第二有源器件具有一个耦合至第四端子的控制端子。所述第二有源器件被耦合，以响应于所述第四端子处的旁路电压而受控。所述第一有源器件被耦合，以响应于所述经整流的输入电压和所述旁路电压而受控。

Description

前馈不平衡校正器电路

技术领域

本发明总体涉及驱动发光二极管（LED）的电路。更具体地，本发明的实施方案涉及包括三端双向可控硅调光电路（triac dimmingcircuit）的LED驱动器电路。

背景技术

由于发光二极管（LED）照明提供的许多优点，该技术在工业中变得非常普及。例如，与其他照明技术（例如紧凑型荧光灯（CFL）或白炽灯照明技术）相比，LED灯具有更长的寿命、更少的风险以及更强的视觉吸引力。LED照明提供的优势已使得LED被纳入各种照明技术、电视机、监视器以及其他也可要求调光的应用。

已用于调光的一种已知技术是将三端双向可控硅电路用于模拟LED调光或相位角调光。三端双向可控硅电路通过延迟交流电的每个半周期的开始来运行，这被已知为“相位控制”。通过延迟每个半周期的开始，输送至灯泡的功率量减少，且LED的光输出对人眼表现为变暗。在大多数应用中，在每个半周期的开始的该延迟是人眼不易察觉的，这是因为相位受控的线路电压的变化和输送至灯泡的功率的变化的发生非常迅速。尽管三端双向可控硅调光电路在用于对白炽灯泡进行调光时非常有效（因为相位角随着改变的交流线路电压而变化对白炽灯泡无关紧要），但是当三端双向可控硅电路被用于对LED灯进行调光时，闪光会被注意到。

LED灯通常由LED驱动器来驱动，LED驱动器具有经调节的电源，该经调节的电源从交流电力线向LED灯提供经调节的电流和电压。除非驱动LED灯的经调节的电源被专门设计为以期望的方式识别和响应来自三端双向可控硅调光电路的电压信号，否则该三端双向可控硅调光电路很可能会产生不理想的结果，例如LED灯中的闪光、闪亮和/或色移。

将三端双向可控硅调光电路与LED灯一起使用的一个困难来自三端双向可控硅自身的特性。具体地，三端双向可控硅是半导体部件，它的行为如同受控的交流开关。因此，三端双向可控硅对交流电压做出的行为如同断开的开关，直到它在控制端子处接收到导致该开关闭合的触发信号。只要通过该开关的电流处于被称为保持电流的值以上，该开关就保持闭合。大多数白炽灯容易从交流电源中汲取比最小保持电流大的电流，以使得三端双向可控硅能够实现可靠且一贯的运行。然而，与保持三端双向可控硅开关导通以可靠运行所要求的最小保持电流相比，由LED从高效的电源中汲取的相对小的电流可能会不足。因此，常规电源控制器设计通常依赖于电源除了包括LED之外还包括虚负载（有时被称为泄放电路），以从该电源的输入中取得足够的额外电流，以保持三端双向可控硅在被触发之后可靠地导通。一般而言，常规泄放电路在常规电源控制器的集成电路的外部。然而，使用在常规电源控制器的外部的常规泄放电路要求使用额外部件，连同成本和效率方面的关联代价。

发明内容

在本发明的一方面，提供了一种电路，包括：

第一有源器件，耦合在第三端子与第二端子之间，所述第一有源器件具有一个耦合至第一端子的控制端子，以接收一个代表经整流的输入电压的信号；以及

第二有源器件，耦合在所述第一有源器件的所述控制端子与所述第二端子之间，所述第二有源器件具有一个耦合至第四端子的控制端子，其中所述第二有源器件被耦合以响应于所述第四端子处的旁路电压而受控，且其中导通经过所述第一有源器件的电流响应于所述经整流的输入电压和所述旁路电压而受控。

在一个实施方案中，该电路还包括一个电阻分压器，所述电阻分压器耦合在所述第一端子与所述第二端子之间，其中所述第一有源器件的所述控制端子耦合至所述电阻分压器，以通过所述电阻分压器接收所述代表经整流的输入电压的信号。

在一个实施方案中，该电路还包括一个电阻器，所述电阻器耦合在所述第一有源器件的所述控制端子与所述电阻分压器之间。

在一个实施方案中，该电路还包括一个齐纳二极管，所述齐纳二极管耦合在所述第二有源器件的所述控制端子与所述第四端子之间。

在一个实施方案中，该电路还包括一个滤波器，所述滤波器耦合至所述第二有源器件、所述第四端子和所述第二端子。

在一个实施方案中，所述第三端子耦合至经调节的电源的控制器的一个反馈端子，其中到所述控制器的所述反馈端子的净反馈电流响应于导通经过所述第一有源器件的电流而被调整。

在一个实施方案中，所述第四端子耦合至经调节的电源的控制器的一个旁路端子，其中所述第二有源器件被耦合以响应于所述控制器的所述旁路端子处的旁路电压来禁用所述第一有源器件。

在一个实施方案中，所述经整流的输入电压被耦合以从桥式整流器中被接收，所述桥式整流器耦合至发光二极管（LED）驱动器的一个三端双向可控硅电路。

在一个实施方案中，所述代表经整流的输入电压的信号被耦合，以在所述经整流的输入电压的三端双向可控硅导通角的前沿向所述第一有源器件的所述控制端子提供偏置电流。

在一个实施方案中，所述第一有源器件和所述第二有源器件分别包括第一晶体管和第二晶体管。

在本发明的另一方面，提供了一种发光二极管（LED）驱动器，包括：

一个三端双向可控硅电路，被耦合以接收交流输入电压；

一个整流器，耦合至所述三端双向可控硅电路，所述整流器在第一端子与第二端子之间产生经整流的输入电压，其中所述经整流的输入电压响应于所述交流输入电压和所述三端双向可控硅电路；

一个经调节的电源，耦合至所述第一端子和所述第二端子，在所述经调节的电源的输入处接收所述经整流的输入电压，所述经调节的电源被耦合以在所述经调节的电源的输出处驱动一个LED；

第一有源器件，耦合在第三端子与所述第二端子之间，所述第一有源器件具有一个耦合至所述第一端子的控制端子，以接收一个代表所述经整流的输入电压的信号；以及

在一个实施方案中，该LED驱动器还包括一个电阻分压器，所述电阻分压器耦合在所述第一端子与所述第二端子之间，其中所述第一有源器件的所述控制端子耦合至所述电阻分压器，以通过所述电阻分压器来接收所述代表所述经整流的输入电压的信号。

在一个实施方案中，所述经调节的电源包括一个控制器，所述控制器具有一个反馈端子和一个旁路端子，其中所述控制器的所述反馈端子被耦合以接收一个代表所述经调节的电源的输出电压的反馈信号，其中所述控制器的所述旁路端子耦合至所述控制器的一个偏置源。

在一个实施方案中，所述第三端子耦合至所述控制器的所述反馈端子，且其中所述第四端子耦合至所述控制器的所述旁路端子。

在一个实施方案中，由所述反馈信号向所述控制器的所述反馈端子提供的净反馈电流响应于导通经过所述第一有源器件的电流而被调整。

在一个实施方案中，所述第二有源器件被耦合，以响应于所述控制器的所述旁路端子处的旁路电压来禁用所述第一有源器件。

在一个实施方案中，该LED驱动器还包括一个齐纳二极管，所述齐纳二极管耦合在所述第二有源器件的所述控制端子与所述第四端子之间。

在一个实施方案中，该LED驱动器还包括一个滤波器，所述滤波器耦合至所述第二有源器件、所述第四端子和所述第二端子。

在本发明的又一方面，提供了一种驱动发光二极管（LED）的方法，包括：

延迟一个输入交流线路信号的每个半周期的开始；

对所述输入交流线路信号进行整流，以产生经整流的输入电压；

在一个经整流的电源的输入处接收所述经整流的输入电压，以驱动一个耦合至所述经整流的电源的输出的LED，其中所述经整流的电源被耦合以响应于代表所述经整流的电源的输出的反馈电流来驱动所述耦合至所述经整流的电源的输出的LED；

响应于所述经整流的输入电压来调整所述反馈电流；以及

响应于由所述经整流的电源接收的旁路电压来禁用对所述反馈电流的调整。

在一个实施方案中，响应于所述经整流的输入电压来调整所述反馈电流包括：响应于所述经整流的输入电压的导通角的前沿来调整所述反馈电流。

在一个实施方案中，调整所述反馈电流包括：响应于所述经整流的输入电压的导通角的前沿来减小所述反馈电流。

在一个实施方案中，禁用所述反馈电流的调整包括：响应于所述旁路电压超过预定电平，来禁用对所述反馈电流的调整。

在一个实施方案中，该方法还包括：缩放所述经整流的输入电压，以产生一个代表所述经整流的输入电压的经缩放的信号，其中响应于所述代表所述经整流的输入电压的经缩放的信号来调整所述反馈电流。

附图说明

参考下列附图描述本发明的非限制性和非穷举性实施方案，其中各图中相似的参考数字指代相似的部件，除非另外指出。

图1是总体示出根据本发明教导的、包括三端双向可控硅调光电路和示例性前馈不平衡校正器的LED驱动器的一个实施例的框图。

图2是总体示出根据本发明教导的、包括三端双向可控硅调光电路和示例性前馈不平衡校正器的LED驱动器的另一个实施例的示意图。

图3是总体示出根据本发明教导的一个示例性前馈不平衡校正器的示意图。

图4是总体示出根据本发明教导的、包括三端双向可控硅调光电路和示例性前馈不平衡校正器的LED驱动器的又一个实施例的示意图。

图5A示出了一些示例性时序图，它们示出了在一个具有不平衡三端双向可控硅控制的调光电路的LED驱动器的不同位置的一些总体波形。

图5B示出了根据本发明教导的、具有三端双向可控硅调光电路但没有示例性前馈不平衡校正器的一个LED驱动器中的示例性电流波形。

图5C示出了根据本发明教导的、具有三端双向可控硅调光电路且包括示例性前馈不平衡校正器的一个LED驱动器中的示例性电流波形。

具体实施方式

如将示出的，公开了一种新的用于包括三端双向可控硅调光电路的LED驱动器的前馈电路。该新的电路提供了具有前置级（pre-stage）三端双向可控硅调光电路的LED驱动器的改进的可靠性能。如提及的，典型的低成本三端双向可控硅调光电路常常具有不良性能，从而因不精确的半线路周期导通相位而为每个线路半周期提供不平衡的负载电流。根据本发明教导的示例性前馈电路可以被添加，作为具有三端双向可控硅调光电路的LED驱动器中的前置级或前级（front stage）。在一个实施例中，该电路改进了LED驱动器在低或深调光状况下的性能，并帮助防止由LED驱动器驱动的LED灯中的闪烁，原本会引起该闪烁的原因是，相继的线路半周期中的由三端双向可控硅调光电路而导致的不精确的导通相位角控制和不平衡的负载电流。根据本发明的教导，所公开的示例性电路响应于经整流的输入电压信号的线路导通角，用前馈信号来补偿LED驱动器的经调节的电源中的反馈信号。

在下文的描述中，阐述了许多具体细节，以提供对本发明的透彻理解。然而，本领域技术人员应认识到，可以不用这些具体细节，或者用其他方法、部件、材料等，来实践这里描述的技术。在其他情况下，为了避免模糊某些方面，没有详细示出或描述众所周知的结构、材料或操作。

在本说明书全文中提到的“一个实施方案”或“一实施方案”意指，针对该实施方案描述的特定特征、结构或特性被包括在本发明的至少一个实施方案中。因此，在本说明书全文中各个地方出现的短语“在一个实施方案中”或“在一实施方案中”未必全都指代同一实施方案。此外，这些特定特征、结构或特性可以按照任何合适的方式被组合在一个或多个实施方案中。

在本说明书全文中使用了若干专业术语。这些术语表达它们在所属领域中的普通含义，除非在这里专门定义，或者它们使用的语境清楚地另有指示。例如，术语“或”以包含意义使用（例如在“和/或”中），除非语境清楚地另有指示。

为了例示，图1中示出了一个包括经调节的电源和三端双向可控硅调光电路的LED驱动器的总体框图。如示出的，前置级三端双向可控硅电路104通过易熔（fusible）保护装置103耦合至输入交流线路信号V_ac102，以控制通过电磁干扰（EMI）滤波器106馈送至整流器桥108的输入交流线路信号V_ac102的正弦输入电压的导通相位。该三端双向可控硅电路通过延迟输入交流线路信号V_ac102的每个半周期的开始来运行。通过用三端双向可控硅电路104来延迟输入交流线路信号V_ac102的每个半周期的开始，输送至灯泡的功率量减少，且LED的光输出表现为变暗。如所描绘的实施例中示出的，整流电压V_RECT110（响应于三端双向可控硅电路104，在每个半线路周期中具有导通相位角控制）由整流器桥108产生。如示出的，整流电压V_RECT110通过一些所要求的/可选的接口装置/模块（例如感应模块105和电容性滤波器130和/或其他根据应用所要求的模块）向高频经调节的电源140提供可调整的平均直流电压。如示出的，根据本发明的教导，示例性电路180（在该实施例中被标为“前馈不平衡校正器”）级联在整流器桥108与经调节的电源140之间的接口处。在一个实施例中，输出电压V_o170和经调节的输出电流I_o168被耦合以驱动负载175，负载175在一个实施例中可以是一个或多个LED的串。

图2是示出了一个与图1中描述的LED驱动器类似的LED驱动器的一些附加细节的示例性示意图。如所例示的实施例中示出的，输入交流电压V_ac202通过易熔保护装置203耦合至前置级三端双向可控硅电路204，随后是共模和/或差模EMI滤波器206和桥式整流器208。示例性电路280（在该实施例中被标为“前馈不平衡校正器”）可以级联在桥式整流器208与高频经调节的电源240之间的接口处。在该实施例中，桥式整流器208在桥式整流器208的两个输出端子之间输出经整流的电压V_RECT210，其中每个半线路周期中的导通相位角由三端双向可控硅电路204控制，三端双向可控硅电路204调整由经调节的电源240接收的平均直流电压，这实现了期望的调光。在一个实施例中，根据本发明教导的示例性电路280响应于三端双向可控硅电路的导通角来前馈一个电流（信号），以调整/补偿线路半周期中的不平衡导通角。在一个实施例中，如示出的，感应元件205耦合在桥式整流器208与经调节的电源240之间，以帮助防止三端双向可控硅导通角的上升沿（risingedge）/前沿（leading edge）处的脉冲电流。

图2的示例性LED驱动器用具有如所示布置的有源阻尼器220、电容器227和电阻器223的一个低成本的基于三端双向可控硅的前沿相位控制调光器源来提供输出调光。由于图2的LED驱动器被耦合以驱动负载275（在一个实施例中是一个或多个LED的串276），如示出的，LED串276汲取的电流可以小于在三端双向可控硅调光电路204中使用的三端双向可控硅的保持电流。如提及的，LED串276汲取的电流小于该保持电流可以导致上文讨论的不期望的行为，包括由LED串276汲取的电流小而导致的受限的调光范围和/或在该三端双向可控硅点火不一致时的闪光。此外，由于突入电流（inrush current）对输入电容器230进行充电，且因为LED串276对线路呈现的相对大的阻抗，无论该三端双向可控硅在三端双向可控硅调光电路204中何时接通，都可以出现显著的反响（ringing）。在该三端双向可控硅电流可以落至零且断开LED串276时，该反响可以导致甚至更不期望的行为，从而引起闪光。

在所描绘的实施例中，有源阻尼器220、无源泄放器、电容器227和电阻器223被纳入图2的LED驱动器，以解决上文讨论的不期望的行为。注意到，与非调光应用（在非调光应用中，这些电路元件不是必需的，从而可以简单地省略）相比，这些电路导致了能量耗散增大且效率降低。如该实施例中示出的，有源阻尼器220耦合在经调节的电源240的输入接口处，并作为一个有源阻尼模块来运行，该有源阻尼模块由电阻器模块222、半导体控制的整流器（SCR）224、电容器226和电阻器228组成。该有源阻尼模块用于，通过在导通时期的一段短时间（在一个实施例中是导通的最初1ms）内串联放置电阻器228，来限制在该三端双向可控硅接通时流至充电电容器230的突入电流。通过选择电阻器模块222和电容器226的值，这段短时期被计算和限定。在一个实施例中，电容器226充电至SCR224的激活阈值的充电时间响应于电阻器模块222和电容器226的值。在这段短时期（例如近似1ms）之后，SCR224接通并使电阻器228短路。这允许在开始导通的短区间电流限制期间的较大值的阻尼电阻，同时保持随后在正常运行期间电阻器228上的功率耗散是低的。在一个实施例中，SCR224是小电流、低成本的器件。在该实施例中，电容器227和电阻器223形成了一个无源泄放电路，该无源泄放电路保持输入电流在三端双向可控硅保持电流以上，同时对应于驱动器的输入电流在每个交流半周期期间增大，这帮助防止三端双向可控硅在每个导通角时期的开始处振荡开和关。

继续讨论图2中示出的实施例，能量传递元件变压器T1 245的初级绕组241耦合至直流总线和MOSFET开关S1 251的漏极。在开关S1251的接通时间内，电流经过初级绕组241而攀升，初级绕组241储存能量，该能量随后在开关S1 251的断开时间内被输送至输出。跨越初级绕组的箝位电路246防止了任何电压尖峰，电压尖峰可以因该绕组的泄漏电感随着现有的寄生电容振荡而发生，且可以损坏开关S1 451。为了向控制器255提供峰值线路电压信息，所引入的经整流的交流峰值经由二极管234对电容器235进行充电。在该实施例中，峰值线路电压信息作为电流经由电阻器模块236被馈送进控制器255的引脚253，这使得控制器255能够监测线路电压水平。在该实施例中，到引脚253的电流也可以被用来设置输入线路过压保护阈值和欠压保护阈值。电阻器232为具有比线路经整流的半周期的时间常量大得多的时间常量的电容器235提供了放电路径，以防止任何线路频率电流在控制器255的引脚253处被调制。

在一个实施例中，变压器T1 245的次级绕组242被超快二极管（ultrafast diode）D1 262整流，并被电容器C_o263滤波。输出电压V_o270和经调节的输出电流I_o268被馈送给负载275，负载275在LED驱动器应用的一个实施例中可以是LED串276。在一些应用中，可以提供小的预负载（未示出），以限制在空载状况下的输出电压。

在一个实施例中，变压器T1 245上的第三绕组243被用作偏置源，以通过整流器二极管264和滤波电容器C1 265来产生V_cc/BP267。第三绕组243上的电压也被用来间接感测输出电压，并在FB引脚254上提供代表输出电压V_o270的反馈信号，这可以被称为初级侧控制，并免去了次级侧控制反馈部件。在一个实施例中，第三绕组（偏置绕组）上的电压与输出电压成比例，如由该偏置绕组与次级绕组之间的匝数比所确定的。在该实施例中，控制器255被包括在经调节的电源240中，并被耦合以响应于在FB引脚254处接收的反馈信号、引脚253上的输入电压信号以及漏极电流252，以在开关S1 251上产生选通信号（gatingsignal）257，从而提供经调节的恒定输出电流，该经调节的恒定输出电流在一个实施例中可以在2:1的输出电压范围上。在其他实施例中，该开关机制可以维持高的输入功率因数。在该实施例中，控制器255也被耦合，以在旁路BP端子256处接收偏置源/旁路电压V_cc/BP267。在一个实施例中，控制器255和开关S1 251被包括在单片IC结构中。

图3是根据本发明教导的前馈不平衡校正器380的示例性示意图，前馈不平衡校正器380可以分别对应于例如图1-2中的电路180和/或280的内部电路。在一个实施例中，第一输入端口端子307和第二输入端口端子309分别耦合至整流器桥的输出的正端子和负端子，以接收V_RECT310。在一个实施例中，第一输出端口端子354耦合至控制器的反馈引脚FB，该反馈引脚FB可以对应于图2中的控制器255的FB引脚254。第二输出端口端子356耦合至控制器的旁路引脚BP，该旁路引脚BP可以对应于图2中的控制器255的BP引脚256。

如下文将进一步详细示出的，输入端口处的包括电阻器312、314和316的电阻分压器（resistive divider）向有源器件Q1的控制端子提供代表V_RECT310的经缩放的信号（scaled signal），有源器件Q1在图3中被示为晶体管Q1 330。如图3中例示的实施例示出的，电阻分压器在V_RECT310的三端双向可控硅导通角（triac conductionangles）的前沿处通过电阻器318向晶体管Q1 330提供偏置电流。因此，导通经过晶体管Q1 330的电流响应于V_RECT310的三端双向可控硅导通角的前沿而受控，或者与V_RECT310的三端双向可控硅导通角的前沿成比例。结果，响应于经过电阻器332和334从晶体管Q1 330的集电极传递至发射极以到达端子309的所得到的电流，调整或减小了到该控制器的反馈引脚（可以对应于例如图2中的控制器255的FB引脚254）的净反馈电流。因此，在所示出的实施例中，响应于流经晶体管Q1 330的电流（根据本发明的教导，响应于V_RECT310而受控），调整了到该控制器的反馈引脚的净反馈电流。在一个实施例中，响应于V_RECT310的三端双向可控硅导通角，对反馈电流的调整相应地调整了LED驱动器的输出电流。由于Q1 330的导通时间取决于经整流的输入电压V_RECT310的导通角，所以根据本发明的教导，在每个半线路周期的逐相（phase by phase）输出电流不平衡被校正。

在一个实施例中，也能够通过有源器件Q2（在图3中被示为晶体管Q2 320）来控制或禁用（deactivate）晶体管Q1 330。在该实施例中，每当旁路引脚BP356上的电压超过齐纳二极管（zener diode）340的预定的额定击穿电平时，也可以通过将晶体管Q1 330的控制端子或基极通过晶体管Q2 320短路至返回端子309来控制或禁用晶体管Q1 330。用于晶体管Q2 320的偏置电流被从BP引脚356经过电阻器345和齐纳二极管340提供，以断开晶体管Q2 320。因此，根据本发明的教导，当BP引脚356上的电压低于齐纳二极管340的预定的额定电平时，前馈不平衡校正器380会被激活。

在该实施例中，电阻器322和电容器324提供了一个RC滤波器，该RC滤波器耦合至晶体管Q2 320，如示出的将引脚BP356和端子309旁路，以帮助防止晶体管Q2 320的不想要的偏置，该不想要的偏置会禁用晶体管Q1 330，并消除根据本发明教导的前馈不平衡校正的期望效果。

图4示出了根据本发明教导的LED驱动器的另一个示例性示意图，该LED驱动器包括如上文在图1-3中描述的作为LED驱动器的一部分的示例性电路。如示出的，输入端口端子407和409被耦合以接收经整流的电压V_RECT410，例如在图2中的桥式整流器208的输出处提供的V_RECT210。在一个实施例中，该输入电路类似于上文在图2中描述的输入电路。电感器412防止了三端双向可控硅导通角的上升沿/前沿处的脉冲电流。

如该实施例中示出的，该输入接口处的有源阻尼器420（包括电阻器422、SCR424、电容器426和电阻器428）被用作一个有源阻尼器，每当该三端双向可控硅接通就对充电电容器430的突入电流进行限制，类似于例如图2中的有源阻尼器220。

在运行中，在该三端双向可控硅的每个导通时期，对于由电容器426通过电阻器422充电至SCR424的阈值激活电压的充电时间所限定的一段短时间，电阻器228被放置为与充电电容器430的突入电流串联。这段短时间在一个实施例中是三端双向可控硅导通的最初1ms。在电容器426通过电阻器422充电至SCR424的阈值激活电压的这段短时间之后，电阻器428被SCR424短路，以防止正常运行期间的额外损耗和效率降低。

类似于图2中描述的对等部件，电容器427和电阻器423形成一个无源泄放电路，当对应于该驱动器的输入电流增大时，该无源泄放电路帮助保持输入电流在每个交流半周期期间处于三端双向可控硅保持电流以上。这还帮助防止该三端双向可控硅在每个导通角时期的开始处振荡开和关。

如示出的，电路480（在该实施例中被标为“前馈不平衡校正器”）级联在该LED驱动器的高频经调节的电源440的输入接口处。在该实施例中，电路480包括与上文参照图3讨论的部件类似的对等部件。在输入端口端子407和409处，电阻分压器（包括电阻器481、482和483）向有源器件Q1（在图4中被示为晶体管Q1 490）的控制端子提供代表V_RECT410的已缩放的信号。如图4中例示的实施例中示出的，该电阻分压器在经整流的电压V_RECT410中的三端双向可控硅导通角的前沿通过电阻器484为晶体管Q1 490提供偏置电流。因此，导通经过晶体管Q1 490的电流响应于V_RECT410而受控，或者与V_RECT410成比例。结果，到控制器455的FB引脚454的净反馈电流被调整或减小，调整或减小的程度为经过电阻器494和492从晶体管Q1 490的集电极到发射极的电流的量。在运行中，根据本发明的教导，到控制器455的FB引脚454的减小的反馈电流响应于经整流的电压V_RECT410中的三端双向可控硅导通角来降低输出电流I_o468。由于Q1 490的导通时间响应于经整流的电压V_RECT410的导通角，所以根据本发明的教导，在每个半线路周期的逐相输出电流不平衡被校正。

每当旁路引脚BP456上的电压超过齐纳二极管488的预定/额定击穿电平时，有源器件Q2（在图4中被示为晶体管Q2 485）通过将晶体管Q1 490的控制端子或基极短路至返回端子409来禁用前馈不平衡校正器电路480的晶体管Q1 490。接通晶体管Q2 485的偏置电流是通过齐纳二极管488从BP引脚456经过电阻器489来提供的。因此，在一个实施例中，根据本发明的教导，仅当BP引脚456上的电压低于齐纳二极管488的预定的额定电平时，电路480才被激活。

晶体管Q2 485的栅极处的电阻器486和电容器487提供了一个RC滤波器，该RC滤波器滤除噪声并帮助防止晶体管Q2 485的不想要的偏置，该不想要的偏置会禁用晶体管Q1 490并消除根据本发明教导的前馈不平衡校正的期望效果。

如示出的，电路模块480的输出端口456和454分别被耦合至BP引脚456和FB引脚454，在一个实施例中，BP引脚456和FB引脚454可以与MOSFET功率开关S1 451一起以单片形式包括在集成电路450中。

在所描绘的实施例中，具有初级绕组441的变压器T1 445被耦合，以接收经整流的直流电压V_RECT410和开关S1 454的漏电流。如示出的，箝位电路446耦合在初级绕组441两端，以帮助防止任何由绕组的泄漏电感随着现有的寄生电容振荡而引起的电压尖峰，该电压尖峰原本会损坏开关S1 451。在开关S1 451的接通时间内，随着电流经过初级绕组441而攀升，能量被储存。在开关S1 451的断开时间内，能量被输送至输出。

在该实施例中，随着电流经由电阻器模块436馈送至控制器455的引脚453，经整流的交流峰值经由二极管434对电容器435进行充电，以向控制器455提供峰值线路电压的信息，从而监测线路电压水平。在一个实施例中，到引脚453的电流也可以被用于设置输入线路的过压保护阈值和欠压保护阈值。电阻器432为具有大的时间常数的电容器435提供了一个放电路径，这不会在控制器455的引脚453处调制任何线路频率电流。

在该实施例中，变压器T1 445的次级绕组442被超快二极管D1 462整流，并被电容器C_o463滤波。输出电压V_o470和经调节的输出电流I_o468被馈送给负载475，负载475在一个实施例中可以是一个或多个LED的串476。在一些应用中，可以提供小的预负载（未示出），以限制在空载状况下的输出电压。

在所描绘的实施例中，通过利用变压器T1 445的第三绕组443间接感测输出电压并在FB引脚454上提供一个代表输出电压V_o470的信号，来提供初级侧控制，FB引脚454被参考至初级侧地（ground）401并消除了对次级侧控制反馈部件的需要。第三绕组（偏置绕组）443上的电压与输出电压成比例，如由偏置绕组与次级绕组之间的匝数比所确定的。在一个实施例中，第三绕组443上的电压也被用作偏置源，以通过整流器二极管464和滤波电容器C1 465来产生旁路电压V_cc/BP467，并耦合至控制器455的旁路端子BP456。

在一个实施例中，控制器455的内部电路可以结合来自FB引脚454的信号或信息、引脚453上的输入电压信号以及漏极电流452，以在开关S1 451上产生选通信号456，从而提供经调节的恒定输出电流，该经调节的恒定输出电流在一个实施例中可以在2:1的输出电压范围上。在其他实施例中，该开关机制也可以保持高的输入功率因数。在一个实施例中，控制器455和开关S1 451可以被包括在单片IC结构450中。

图5A示出了一些示例性时序图，它们示出了在具有不平衡三端双向可控硅受控调光电路的LED驱动器中的不同位置的一些总体波形。在所描绘的实施例中，所有波形的水平轴线包括在时间t505上的若干个线路频率周期。如示出的，时序图510示出了与时间t505相对的输入线路交流全正弦波形512。时序图520示出了三端双向可控硅控制的交流输入电压的波形，其中虚线部分522未通过该三端双向可控硅导通。尤其，仅有导通角Φ1 523（由实线524描绘，在正线路半周期期间）和导通角Φ2 527（由实线526描绘，在负线路半周期期间）在调光LED驱动器的输入处被施加至桥式整流器。因此，施加至LED驱动器的输入的平均电压减小，从而在输出处产生期望水平的调光。然而，如前文提及的，在典型的低成本三端双向可控硅调光器中，在正线路半周期524的导通角与负线路半周期526的导通角之间有一些不想要的变化是并不鲜见的，这导致了不相等的逐相导通角，使得Φ1≠Φ2。例如，在图5A中示出的示例性时序图520中，Φ1>Φ2。

时序图530示出了在桥式整流器的输出处的经整流的总线电压，分别对应于例如图1-4中的V_RECT110、210、310和/或410。注意到，经整流的总线电压中的导通角Φ1 523和导通角Φ2 527的前沿为晶体管Q1330和/或Q1 490提供偏置电流，如上文分别参照图3和图4描述的。

再次参考图5A，时序图530描绘了调光期间，在正线路半周期534和负线路半周期536处的导通时期，以及在正线路半周期534与负线路半周期536的峰值电压点之间的差ΔV539。如该实施例中示出的，正线路半周期534的峰值电压点达到电平535，且负线路半周期536的峰值电压点达到电平538。由于正线路半周期534的导通角Φ1 523大于负线路半周期536的导通角Φ2 527，所以电平535大于电平538。结果，正线路半周期534和负线路半周期536的负载电流波峰值（crest value）存在差别。因此，在输出负载电流中的线路频率处存在不均匀的波纹，这会导致不期望的LED灯闪烁。

在图5A示出的实施例中，时序图540示出了LED负载的经调节的输出电流I_o。如示出的，在对应于较大的导通角Φ1 523的正线路半周期期间，电流波纹544上升至波峰值545，波峰值545大于电流波纹546在对应于较小的导通角Φ2 527的负线路半周期期间达到的波峰值548。在三端双向可控硅的非导通区间（在图5A中被示为虚线区间521和522）期间，该波纹电流降低，如电流波纹543和电流波纹547所示。尽管平均电流线542被定义为平均负载电流值I_o AV541，但是正线路半周期的波纹电流波峰值545与负线路半周期的波纹电流波峰值548之间的差ΔIo549导致了LED灯中的闪烁。

图5B和图5C示出了在LED驱动器和负载的相同条件下的示例性负载电流波形的并排比较。具体地，图5B示出了在一个具有三端双向可控硅调光电路但没有示例性前馈不平衡校正器的LED驱动器中的示例性电流波形，而图5C示出了在一个具有三端双向可控硅调光电路且带有根据本发明教导的示例性前馈不平衡校正器的LED驱动器中的示例性电流波形。

具体地，在图5B中描绘的实施例中，纵轴代表在一个不包括如图1-4中描述的前馈不平衡校正器的LED驱动器中的负载/输出电流I_o560，而横轴代表时间t505。在具有较大的导通角Φ1 523的正线路半周期期间，电流波纹564上升至较高的波峰值565，而在具有较小的导通角Φ2527的负线路半周期期间，电流波纹566上升到较低的波峰值568，这导致输出电流ΔIo569中的线路频率扰动（fluctuation），这会影响LED输出光，从而导致不期望的闪烁效果。

相比较，在图5C中描绘的实施例中，纵轴代表在一个包括如图1-4中描述的前馈不平衡校正器的LED驱动器中的负载/输出电流I_o580，而横轴代表时间t505。在图5C中描绘的实施例中，示出了在与图5B中示出的源和负载的相同条件下，输出负载电流I_o580与时间t505相对的波形。如示出的，图5C的较高波峰值585和较低波峰值588的平均值与图5B的较高波峰值565和较低波峰值568的平均值相同。此外，图5C的平均负载电流I_o AV581与图5B的平均负载电流I_o AV561相同。事实上，由于在图5C中由前馈不平衡校正器电路（例如分别在图1-4中示出的前馈不平衡校正器180、280、380和/或480）提供的对反馈引脚电流的电流调整/补偿效应，电流波纹584和586的上升斜率导致了图5C中的输出电流差ΔIo589小于图5B中的输出电流差ΔIo569。因此，图5C示出了在一个包括根据本发明教导的前馈不平衡校正器的LED驱动器中的具有较少闪烁的改进的输出电流。

上文对本发明的所示出的实施例的描述，包括在摘要中描述的内容，都不旨在穷举或将本发明限制到所公开的确切形式。尽管在这里为了例示而描述了本发明的具体实施方案和实施例，但是本领域技术人员会认识到，在本发明的范围内可以做出各种改型。

可以参照上文的详细描述来对本发明进行这些改型。下列权利要求中使用的术语不应被解释为将本发明限于本说明书和权利要求中公开的具体实施方案。其实，本发明的范围完全由下列权利要求确定，这些权利要求应按照权利要求解释的既定原则进行解释。

Claims

1.一种电路，包括：

2.根据权利要求1所述的电路，还包括一个电阻分压器，所述电阻分压器耦合在所述第一端子与所述第二端子之间，其中所述第一有源器件的所述控制端子耦合至所述电阻分压器，以通过所述电阻分压器接收所述代表经整流的输入电压的信号。

3.根据权利要求2所述的电路，还包括一个电阻器，所述电阻器耦合在所述第一有源器件的所述控制端子与所述电阻分压器之间。

4.根据权利要求1所述的电路，还包括一个齐纳二极管，所述齐纳二极管耦合在所述第二有源器件的所述控制端子与所述第四端子之间。

5.根据权利要求1所述的电路，还包括一个滤波器，所述滤波器耦合至所述第二有源器件、所述第四端子和所述第二端子。

6.根据权利要求1所述的电路，其中所述第三端子耦合至经调节的电源的控制器的一个反馈端子，其中到所述控制器的所述反馈端子的净反馈电流响应于导通经过所述第一有源器件的电流而被调整。

7.根据权利要求1所述的电路，其中所述第四端子耦合至经调节的电源的控制器的一个旁路端子，其中所述第二有源器件被耦合以响应于所述控制器的所述旁路端子处的旁路电压来禁用所述第一有源器件。

8.根据权利要求1所述的电路，其中所述经整流的输入电压被耦合以从桥式整流器中被接收，所述桥式整流器耦合至发光二极管驱动器的一个三端双向可控硅电路。

9.根据权利要求8所述的电路，其中所述代表经整流的输入电压的信号被耦合，以在所述经整流的输入电压的三端双向可控硅导通角的前沿向所述第一有源器件的所述控制端子提供偏置电流。

10.根据权利要求1所述的电路，其中所述第一有源器件和所述第二有源器件分别包括第一晶体管和第二晶体管。

11.一种发光二极管驱动器，包括：

一个三端双向可控硅电路，被耦合以接收交流输入电压；

一个经调节的电源，耦合至所述第一端子和所述第二端子，在所述经调节的电源的输入处接收所述经整流的输入电压，所述经调节的电源被耦合以在所述经调节的电源的输出处驱动一个发光二极管；

12.根据权利要求11所述的发光二极管驱动器，还包括一个电阻分压器，所述电阻分压器耦合在所述第一端子与所述第二端子之间，其中所述第一有源器件的所述控制端子耦合至所述电阻分压器，以通过所述电阻分压器来接收所述代表所述经整流的输入电压的信号。

13.根据权利要求11所述的发光二极管驱动器，其中所述经调节的电源包括一个控制器，所述控制器具有一个反馈端子和一个旁路端子，其中所述控制器的所述反馈端子被耦合以接收一个代表所述经调节的电源的输出电压的反馈信号，其中所述控制器的所述旁路端子耦合至所述控制器的一个偏置源。

14.根据权利要求13所述的发光二极管驱动器，其中所述第三端子耦合至所述控制器的所述反馈端子，且其中所述第四端子耦合至所述控制器的所述旁路端子。

15.根据权利要求13所述的发光二极管驱动器，其中由所述反馈信号向所述控制器的所述反馈端子提供的净反馈电流响应于导通经过所述第一有源器件的电流而被调整。

16.根据权利要求13所述的发光二极管驱动器，其中所述第二有源器件被耦合，以响应于所述控制器的所述旁路端子处的旁路电压来禁用所述第一有源器件。

17.根据权利要求11所述的发光二极管驱动器，还包括一个齐纳二极管，所述齐纳二极管耦合在所述第二有源器件的所述控制端子与所述第四端子之间。

18.根据权利要求11所述的发光二极管驱动器，还包括一个滤波器，所述滤波器耦合至所述第二有源器件、所述第四端子和所述第二端子。

19.根据权利要求11所述的发光二极管驱动器，其中所述代表经整流的输入电压的信号被耦合，以在所述经整流的输入电压的三端双向可控硅导通角的前沿向所述第一有源器件的所述控制端子提供偏置电流。

20.根据权利要求11所述的发光二极管驱动器，其中所述第一有源器件和所述第二有源器件分别包括第一晶体管和第二晶体管。

21.一种驱动发光二极管的方法，包括：

延迟一个输入交流线路信号的每个半周期的开始；

在一个经整流的电源的输入处接收所述经整流的输入电压，以驱动一个耦合至所述经整流的电源的输出的发光二极管，其中所述经整流的电源被耦合以响应于代表所述经整流的电源的输出的反馈电流来驱动所述耦合至所述经整流的电源的输出的发光二极管；

响应于所述经整流的输入电压来调整所述反馈电流；以及

22.根据权利要求21所述的方法，其中响应于所述经整流的输入电压来调整所述反馈电流包括：响应于所述经整流的输入电压的导通角的前沿来调整所述反馈电流。

23.根据权利要求21所述的方法，其中调整所述反馈电流包括：响应于所述经整流的输入电压的导通角的前沿来减小所述反馈电流。

24.根据权利要求21所述的方法，其中禁用所述反馈电流的调整包括：响应于所述旁路电压超过预定电平，来禁用对所述反馈电流的调整。

25.根据权利要求21所述的方法，还包括：缩放所述经整流的输入电压，以产生一个代表所述经整流的输入电压的经缩放的信号，其中响应于所述代表所述经整流的输入电压的经缩放的信号来调整所述反馈电流。