CN101582631A - 一种前馈补偿振荡器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及振荡器，尤其涉及一种前馈补偿振荡器。本发明的振荡器包括电流产生电路、比较电路、电流电压转换电路、充电器件及放电控制电路。该电流产生电路包括由晶体管(MP1)、晶体管(MP2)、晶体管(MP3)组成的电流镜，且其产生电流随输入电压线性递增。该比较电路的一个输入端作为该振荡器输出，该比较电路另一个输入端与该电流电压转换电路相连。本发明通过电流产生电路对充电器件充电，通过比较电路比较充电电压是否达到振荡器幅度，进而产生振荡器幅度随输入电压增大而增大且频率不变的锯齿波。本发明的振荡器占用芯片面积小，振荡器的频率稳定，特别适用于各种需要实现前馈补偿的DC－DC系统。

Description

一种前馈补偿振荡器

技术领域

本发明涉及振荡器，尤其涉及应用于DC-DC转换器中的前馈补偿振荡器。

背景技术

在基于电感结构的开关型DC-DC转换器中，为了改善DC-DC转换器对输入电压变化的响应特性，通常需要引入前馈补偿，用以减小由于输入电压变化而引起的输出电压变化。下面以Buck型DC-DC转换器为例，加以说明。

图1是传统Buck型DC-DC转换器原理图。在该传统Buck型DC-DC转换器中，振荡器输出波形为锯齿波，且满足V0＝VIN·D，其中V0为DC-DC转换器输出电压，VI N为DC-DC转换器输入电压，D为开关信号占空比，该开关信号占空比等于晶体管MP1导通时间占整个周期时间的比例。晶体管MP1为开关管，晶体管MN1为同步整流管，两者开关动作互补，即当MP1导通时，MN1关断；当MP1关断时，MN1导通。

图2是Ve与PWMO波形关系示意图。Ve为误差放大器输出，RAMP为振荡器输出，PWMO为PWM比较器输出。该PWMO信号高电平占整个周期的比例为开关信号占空比D。

图2反映的是RAMP不变情况下，PWMO占空比D随Ve变化情况。图2中RAMP不变，Ve电压高于RAMP电压时，PWMO输出高电平；Ve电压低于RAMP电压时，PWMO输出低电平。因此当Ve减小到Ve’时，PWMO变为PWMO’，进而占空比D变小。根据公式V0＝VIN·D，当输入电压VIN变化时，通过调整占空比D，能够使得输出电压V0稳定。而D随Ve减小而减小，因此一种改善输出电压变化响应特性的方法是调整Ve使输出电压V0稳定。也就是当输入电压增大时则调整Ve使Ve减小，当输入电压减小时则调整Ve使Ve增大，进而达到输出V0不变的目的。然而通常误差放大器变化缓慢，导致整个控制电路响应缓慢，因此由误差放大器调整Ve过程缓慢且效果不佳。一种更有效的办法是调整RAMP进而改善输出电压V0的稳定性。

图3是RAMP与PWMO波形关系示意图。图3反映的是Ve不变情况下，PWMO占空比D随RAMP变化情况。图3中Ve不变，当RAMP升高到RAMP’时，PWMO变为PWMO’，占空比D减小。因此通过调整RAMP能够调整占空比D的大小，进而改善输出电压V0的稳定性。

调整RAMP改善输出电压响应特性，通常是引入前馈补偿机制，如图1中的振荡器就是作为DC-DC转换器的前馈补偿被引入到转换器中。前馈补偿能够有效改善由输入电压变化而引起输出电压变化的特性。

图4是现有的用于前馈补偿DC-DC系统的振荡器原理图，该振荡器周期为：

$T=R4\×C1\×\ln \frac{R1+R3}{R1}$

由该公式可以看出，该振荡器周期仅与该振荡器的器件特性有关，与输入电压VIN无关，因此该振荡器周期保持不变。频率等于周期倒数，因此在该振荡器周期不变的情况下该振荡器频率也不变。

该振荡器幅度等于

因此该振荡器幅度即RAMP幅值随输入电压VIN增大而增大。因此在输入电压增大时，振荡器幅度正比增大即振荡器输出RAMP正比增大，进而占空比D正比减小，从而保证输出电压V0稳定。

由图4可知，该用于前馈补偿DC-DC系统的振荡器需要一个快速比较器，因为比较器正负端输入电压均较低，通常需要折叠级联(Fold-cascode)的比较器结构，进而导致比较器设计复杂，且占用芯片面积很大。同时在该用于前馈补偿的振荡器中，电阻R4较大，进而R4占用芯片面积较大。同时由于比较器延时较大，因此计入振荡周期的该较大延时将导致振荡器振荡频率产生误差。

发明内容

本发明提供了一种占用芯片面积较小且频率稳定的用于前馈补偿DC-DC系统的振荡器。

在第一方面，本发明提供了一种振荡器，该振荡器包括电流产生电路、比较电路、电流电压转换电路、充电器件及放电控制电路。该电流产生电路与电源电压相连，且该电流产生电路包括有产生随电源电压线性递增的第一电流的第一支路、成比例复制第一电流以产生第二电流的第二支路和成比例复制第一电流以产生第三电流的第三支路。该比较电路包括与所述第二支路相连的第一偏置端、与所述第三支路相连的第二偏置端、第一输入端、第二输入端及输出端。该电流电压转换电路用于将所述第三电流转换成电压并将该转换电压提供给所述比较电路的第二输入端。该充电器件用于接收所述第二电流的充电以得到充电电压并将该充电电压提供给所述比较电路的第一输入端，其中所述比较电路在充电电压大于或等于所述转换电压时通过输出端输出有效的控制信号，在充电电压小于所述转换电压时通过输出端输出无效的控制信号。该放电控制电路用于在所述控制信号有效时对所述充电器件进行放电，在所述控制信号无效时禁止对所述充电器件进行放电。

本发明的前馈补偿振荡器不需要设计复杂的比较器及大电阻，因此占用芯片面积较小。并且本发明振荡器的频率不随输入电压变化而变化，振荡器产生的锯齿波幅度随输入电压升高而升高，因此本发明的振荡器特别适用于各种需要实现前馈补偿的DC-DC系统中。

附图说明

下面将参照附图对本发明的具体实施方案进行更详细的说明，在附图中：

图1是传统Buck型DC-DC转换器原理图；

图2是Ve与PWMO波形关系示意图；

图3是RAMP与PWMO波形关系示意图；

图4是现有的用于前馈补偿DC-DC系统的振荡器原理图；

图5是本发明的振荡器原理图；

图6是本发明的振荡器输出锯齿波示意图；

图7是输出信号RAMP对比波形图；

图8是幅度正比于输入电压的振荡器原理图；

图9是由NMOS实现电流产生电路的振荡器原理图；

图10是具有级联结构电流镜的振荡器原理图；

图11是具有高增益共源放大级的振荡器原理图。

具体实施方式

图5是本发明的振荡器原理图。该振荡器包括电流产生电路、比较电路、电流电压转换电路、充电器件、放电控制电路。

电流产生电路与电源电压VIN相连，且该电流产生电路包括有产生随电源电压VIN线性递增的电流I1的第一支路、成比例复制I1以产生电流I2的第二支路和成比例复制I1以产生电流I3的第三支路。其中MP1、MP2、MP3构成电流镜，第一支路包括MP1、R1，用于产生充电电流I1。

该比较电路包括MN1、MN2、INV1，且该比较电路的一个输入端与振荡器输出端RAMP相连，用于比较振荡器输出端RAMP与B点电位。

电流电压转换电路包括电阻R2，用于将来自电流产生电路的电流转化成电压，并将该转换电压提供给比较电路的另一个输入端。

充电器件包括电容C1，用于接收电流I2进而得到充电电压并将该充电电压提供给比较电路的一个输入端(RAMP端)。

放电控制电路包括晶体管MN3，用于控制充电器件进行充电或放电。

图5中，MP1、MP2、MP3源极相连，且栅极也相连，因此MP1、MP2、MP3构成电流镜。由于电流镜中MOS管的电流正比于相应MOS管的宽长比，因此MP1、MP2、MP3电流比等于MP1、MP2、MP3宽长比之比。

MP1与R1串联，具体地，MP1漏极接电阻R1，因此流经R1的电流也就是流经MP1的电流I1为：

$I1=\frac{\mathrm{VIN}-\left|\mathrm{Vgsp}1\right|}{R1}---\left(1\right)$

其中，I1为MP1、R1电流，Vgsp1为MP1的栅源电压。由电流I1以及MP1、MP2宽长比，可以得到MP2电流I2，具体地，电流I2等于MP2宽长比除以MP1宽长比再与I1相乘。因此在MP1、MP2宽长比一定情况下，MP2电流仅与MP1电流有关。在本发明的一个实施例中，MP1宽长比与MP2宽长比相同，则此时MP2电流等于MP1电流，也就是MP2复制了MP1电流。

MN1、MN2、INV1构成比较电路，具体地，MN1、MN2栅极相连MN1栅极和漏极相连，MN2漏极与反相器INV1相连，进而构成比较电路。该比较电路工作原理为比较MN1源极(RAMP)与MN2源极(B点)电位进而决定输出(D点)结果。在RAMP低于B点电位情况下，C点为高电位D点为低电位；反之在RAMP高于B点电位情况下，C点为低电位D点为高电位。比较电路一个输入端与充电器件C1及振荡器输出端(RAMP)相连，另一个输入端与电流电压转换电路R2相连，进而比较电容C1两端电压与电阻R2电压之间的关系。

充电器件C1两端分别与放电控制电路MN3源极和漏极相连，且MN3漏极与MN1源极连接，并将该连接点作为该振荡器的输出端(RAMP)。电流产生电路、比较电路、电流电压转换电路、充电器件、放电控制器件及其连接方式，实现了对电容C1的充放电功能，并在输出端RAMP得到相应锯齿波形。下面详细阐述图5振荡器的工作过程。

图5中，初始状态下，电容C1电压为零。C1一端接地，则C1电压等于RAMP电压，因此初始状态RAMP电压为零。

MP1、MP3构成电流镜，则MP3电流等于MP3宽长比与MP1宽长比之比再乘以MP1电流。跟据公式(1)可知，MP1电流不为零，则MP3电流不为零。MP3、R2串联电流相等，进而R2电压等于MP3电流与R2电阻之积，MP3电流不为零，则R2电压不为零。R2一端接地，则R2电压等于B点电位，因此B点电位不为零。

比较电路比较RAMP、B点电位，初始状态RAMP电位为零，B点电位不为零，因此比较电路输出(D点)为低电平。

D点与MN3栅极相连，因此MN3栅极电位为低电位，MN3处于截止状态。在MN3截止且C1电压为零情况下，电流产生电路对C1充电。该充电电流为MP2电流，MP2与MP1构成电流镜，因此该MP2电流通过MP1电流得到，MP1电流通过公式(1)得到。

根据公式Q＝CV可知，在电容一定情况下充电电量与电压成正比，其中Q为充电电量，C为电容，V为电压。因此随着C1逐渐充电，RAMP电位逐渐升高。当RAMP电位超过B点电位时，也就是RAMP电压超过R2电压时，比较电路输出电位(D点)变为高电位。所述R2电压等于MP3电流与R2电阻之积。

由此可知，C1一直充电，RAMP电位逐渐升高，直到RAMP电位高于B点电位时刻，D点变为高电位；D点电位即为MN3栅极电位，因此此时MN3栅极为高电位，MN3导通。MN3导通状态下，与MN3串联的C1迅速被放电。由于MOS管对电容放电速度非常快，因此电容C1放电时间远远小于充电时间。

如上所述，周而复始，C1反复被充电和放电，致使该振荡器的输出端(RAMP)电压逐渐升高，再迅速降低......，进而在RAMP端形成锯齿波的振荡波形。图6是本发明的振荡器输出锯齿波示意图，该图横坐标为时间，纵坐标为电压。

在本发明的一个优选实施例中，在比较电路输出端和MN3栅极之间加入由若干反相器组成的延时处理器，目的是延长放电时间，进而提高振荡器频率精度。该延时处理器中的反相器数量为偶数个，原因是该延时处理器只具有延时功能而不能改变翻转方向。图7是输出信号RAMP对比波形图。振荡器在振荡过程中，需要电容C1的充电电量被完全放电至零后再充电。因此振荡器放电时间需要足够长，以便电容C1上的电量能够被完全放电完。通过加入延时处理器能够延长放电时间，进而提高振荡器频率精度。图7中，Ramp1是电容被放电到零后才继续充电的输出波形示意图，Ramp2是电容没有放电完就继续充电的输出波形示意图。从图7可以看出，若电容C1没有放电完全就又继续充电则会导致振荡器频率存在一定误差。对于不同的电路，延时处理器中反相器数量不同，具体数量可以通过仿真得到。

下面推导图5振荡器的RAMP端输出波形幅度及周期。

由以上叙述可知，RAMP电压高于B点电位时，D点电位变高，MN3导通。MN3一旦导通，则C1开始放电。因此C1充电结束时刻为RAMP电位等于B点电位时刻，B点电位等于R2电压。也就是RAMP电压从零充电到R2两端电压，然后迅速被放电至零，......，进而在输出端形成锯齿形周期信号，该周期信号幅度为R2两端电压。R2与MP3串联，则R2、MP3电流相等，振荡器幅度VM为，

VM＝I3R2    (2)

其中，I3为MP3电流。由于MP2与C1串联，因此MP2电流I2为C1充电电流，由电荷守恒定律Q1＝C1V1＝I2T1可知，

$T1=\frac{C1V1}{I2}---\left(3\right)$

其中，Q1为C1充电电量，V1为C1两端电压，I2为MP2电流即C1充电电流，T1为充电时间。充电结束时C1电压V1等于幅度VM，因此将公式(2)代入公式(3)得到，

$T1=\frac{C1\left(I3R2\right)}{I2}---\left(4\right)$

MP3、MP2构成电流镜，因此I3、I2比值等于MP3、MP2宽长比之比，假设MP3与MP2宽长比之比为k(k为常数)，则公式(4)可得，

T1＝kC1R2    (5)

由于放电时间远小于充电时间，放电时间忽略不计，则振荡器的周期近似等于充电时间T1。根据公式(5)可知，对于固定R2、C1，振荡器周期恒定，因此振荡器频率也恒定，频率不随输入电压VIN变化而变化。

根据MOS管电流公式 $I=\frac{1}{2}\mathrm{\μCox}\frac{W}{L}{(\mathrm{Vgs}-\mathrm{Vth})}^2$ 可得MP1栅源电压Vgsp1为：

$\left|\mathrm{Vgsp}1\right|=\left|\mathrm{Vthp}\right|+\sqrt{\frac{2I1}{{\mathrm{\μ}}_P{C}_{\mathrm{OX}}{(W/L)}_{\mathrm{MP}1}}}---\left(6\right)$

其中，I1为MP1、R1电流，Vgsp1为MP1的栅源电压，Vthp为MP1阈值电压，μ_P为迁移率，C_OX为单位面积上的三氧电容值，(W/L)_MP1为MP1宽长比。将公式(6)代入公式(1)得，

$I1R1+\sqrt{\frac{2I1}{{\mathrm{\μ}}_P{C}_{\mathrm{OX}}{(W/L)}_{\mathrm{MP}1}}}=\mathrm{VIN}-\left|\mathrm{Vthp}\right|---\left(7\right)$

阈值电压Vthp，迁移率μ_P，单位面积上的三氧电容值C_OX，MP1宽长比(W/L)_MP1为常量。因此I1仅与输入电压VIN有关，且随VIN增大而增大。由于MP3与MP1构成电流镜，因此电流I3正比于电流I1，通过公式(7)能够得到电流I1进而得到电流I3，将I3代入公式(2)能够得出输出电压RAMP幅度VM。由于I3仅与VIN有关，则幅度仅与输入电压VIN有关，且幅度随输入电压VIN增大而增大。由此可知，图5振荡器输出RAMP，幅度随输入电压VIN增大而增大，周期频率恒定不变，因此图5振荡器能够用于DC-DC系统的前馈补偿。

由以上叙述可知，相对于图4的振荡器本发明的振荡器不需要折叠级联结构的比较器，因此设计简单且占用芯片面积较小。同时本发明的振荡器也不需要非常大的电阻(图4中的电阻R4阻值很大)，进一步减小了芯片面积。并且本发明的比较电路相对于折叠级联结构的比较器来说延时很小，因此振荡频率误差非常小。

较佳地，设计(W/L)_MP1足够大，使得

远远小于Vthp。根据公式(6)可知|Vgsp1|≈|Vthp|。将|Vgsp1|≈|Vthp|代入公式(1)得到，

$I1\≈\frac{\mathrm{VIN}-\left|\mathrm{Vthp}\right|}{R1}---\left(8\right)$

I3＝NI1，其中N是MP1与MP3宽长比之比，N为常数。将公式(8)代入I3＝NI1得到，

$I3\≈N\frac{\mathrm{VIN}-\left|\mathrm{Vthp}\right|}{R1}---\left(9\right)$

将公式(9)代入公式(2)得到，

$\mathrm{VM}\≈N\frac{\mathrm{VIN}-\left|\mathrm{Vthp}\right|}{R1}R2---\left(10\right)$

由公式(4)可以看出，振荡器周期、频率不随输入电压VIN变化而变化。由公式(10)可以看出，幅度VM随输入电压VIN增加而增加，且仅与输入电压VIN有关。同时从公式(10)也可以看出，幅度VM与输入电压VIN之间不是正比关系。

在本发明的另一个优选实施例中，幅度VM正比于输入电压VIN。图8是幅度正比于输入电压的振荡器原理图。图8相对于图5，电流产生电路新增加MP7、MP6、MP4、MP5、R3、MN5、MN4。其中，MP7、MP6构成电流镜，MN5、MN4构成电流镜

设定MP7、MP4为同一类型PMOS且宽长比相同，同一类型MOS管阈值电压相同，MP7和MP4串联则MP7电流I7与MP4电流I4相同。根据MOS管电流公式 $I=\frac{1}{2}\mathrm{\μCox}\frac{W}{L}{(\mathrm{Vgs}-\mathrm{Vth})}^2$ 可知，MP7栅源电压与MP4栅源电压相同，即|Vgs7|＝|Vgs4|，其中Vgs7和Vgs4分别为MP7和MP4的栅源电压。因此可得，

$I7=\frac{\mathrm{VIN}-2\left|\mathrm{Vgs}7\right|}{R1}---\left(11\right)$

设定MP4、MP5宽长比相同且足够大以至MP4、MP5栅源电压相同。图8中，MP7栅源电压等于VIN与MP4源极电压之差。由图8可以看出，MP4栅极与MP5栅极相连，由于MP4、MP5栅源电压相同，因此MP4、MP5源极电压相同。进而可得MP7栅源电压等于VIN与MP5源极电压之差。图8中，R3两端电压也等于VIN与MP5源极电压之差。因此MP7栅源电压Vgs7等于R3两端电压。由于R3与MP5串联，因此MP5电流I5等于R3电流，R3电流等于Vgs7除以R3电阻，即

$I5=\frac{\left|\mathrm{Vgs}7\right|}{R3}---\left(12\right)$

由于MP6、MP7构成电流镜且宽长比相同，因此MP6电流I6等于MP7电流I7，则

$I6=I7=\frac{\mathrm{VIN}-2\left|\mathrm{Vgs}7\right|}{R1}---\left(13\right)$

MN5电流I_N5等于MP6与MP5电流和，即

$I_{N5}=I6+I5=\frac{\mathrm{VIN}}{R1}+\frac{\left|\mathrm{Vgs}7\right|}{R3}-\frac{2\left|\mathrm{Vgs}7\right|}{R1}---\left(14\right)$

设计 $R3=\frac{R1}{2},$ 将 $R3=\frac{R1}{2}$ 代入公式(14)则 $I_{N5}=\frac{\mathrm{VIN}}{R1}.$ MN4、MN5构成电流镜，设计MN4、MN5宽长比相同，则MN4电流等于MN5电流I_N5。MP3、MP1构成电流镜，涉及MP3、MP1宽长比相同，则MP3电流I3等于MN4电流I_N5。将 $I3=\frac{\mathrm{VIN}}{R1}$ 代入公式(2)得，

$\mathrm{VM}=\frac{R2}{R1}\mathrm{VIN}---\left(15\right)$

由公式(15)可知，幅度VM正比于输入电压VIN。根据公式(1)(2)(3)(4)及其推导过程可知，振荡器周期、频率恒定不变。

需要说明的是，本发明的电流产生电路有多种，只要能产生充电电流，且充电电压达到固定值情况下电容放电，则都在本发明保护范围之内。举例，图9是由NMOS实现电流产生电路的振荡器原理图，图9的电流产生电路相对于图5增加了MN4、MN5，且MN4、MN5构成电流镜。增加MN4、MN5后的电流产生电路与图5中电流产生电路功能相同，都是用来产生MP1需要的电流。

设计MN5宽长比足够大，使得

远远小于Vthp。根据公式(6)可知|V_gsN5|≈|Vthp|。将|V_gsN5|≈|Vthp|代入公式(1)得到MN5电流为，

$I_{{N5}^{\′}}=\frac{\mathrm{VIN}-\left|\mathrm{Vthp}\right|}{R1}---\left(16\right)$

其中，I_N5′为MN5电流，Vthp为MN5阈值电压。MN4、MN5构成电流镜，因此MN4电流与MN5电流比等于其相应宽长比之比，进而通过MN5电流能够得出MN4电流。MN4与MP1串联，因此通过MN4电流可以得到MP1电流I1。通过MP1电流能够得到振荡器周期、频率，以及振荡器幅度。

在本发明的又一个优选实施例中，电流产生电路中电流镜为级联结构，原因是级联结构的电流镜能够提高电流复制精度。图10是具有级联结构电流镜的振荡器原理图，图10相对于图5新增由MP11、MP12、MP13构成的电流镜，进而大大提高了电流镜复制电流的精度。

在本发明的还一个优选实施例中，在比较电路的第二偏置端接入高增益共源放大级，目的是提高振荡器的频率精度。

高增益放大级工作原理是将其输入端信号进行放大处理并输出。图11是具有高增益共源放大级的振荡器原理图。在图11中，高增益共源放大级由MP8、MN6、INV2组成。该高增益共源放大级输入端连接在比较电路第二偏置端，输出端连接在反相器INV1输入端。从图11可以看出，高增益共源放大级的作用是将比较电路的输出放大，并将放大结果输入到反相器INV1。

比较电路比较RAMP与B点电位，在RAMP电位刚刚高于B点电位一点点时刻，该高出很小的电位并不足以使反相器INV1产生翻转。因此在比较电路输出端增加高增益共源放大级，使得RAMP电位刚刚高于B点电位一点时，将该很小的高电位经过高增益共源放大级放大处理后变成较大的高电位，进而使反相器INV1产生翻转。因此图11振荡器相对于图5振荡器，能够在RAMP电位更接近B点电位时就开始放电，进而减小了放电时间，提高振荡器频率精度。

显而易见，在不偏离本发明的真实精神和范围的前提下，在此描述的本发明可以有许多变化。因此，所有对于本领域技术人员来说显而易见的改变，都应包括在本权利要求书所涵盖的范围之内。本发明所要求保护的范围仅由所述的权利要求书进行限定。

Claims (14)

1.一种振荡器，其特征在于，包括：

与电源电压相连的电流产生电路，其包括有产生随电源电压线性递增的第一电流的第一支路、成比例复制第一电流以产生第二电流的第二支路和成比例复制第一电流以产生第三电流的第三支路；

比较电路，包括与所述第二支路相连的第一偏置端、与所述第三支路相连的第二偏置端、第一输入端、第二输入端及输出端；

电流电压转换电路，用于将所述第三电流转换成电压并将该转换电压提供给所述比较电路的第二输入端；

充电器件，用于接收所述第二电流的充电以得到充电电压并将该充电电压提供给所述比较电路的第一输入端，其中所述比较电路在充电电压大于或等于所述转换电压时通过输出端输出有效的控制信号，在充电电压小于所述转换电压时通过输出端输出无效的控制信号；

放电控制电路，用于在所述控制信号有效时对所述充电器件进行放电，在所述控制信号无效时禁止对所述充电器件进行放电。

2.如权利要求1所述的一种振荡器，其特征在于，所述第一支路包括第一晶体管(MP1)，所述第二支路包括第二晶体管(MP2)，所述第三支路包括第三晶体管(MP3)，且该第一晶体管(MP1)、第二晶体管(MP2)、第三晶体管(MP3)之间构成电流镜。

3.如权利要求2所述的一种振荡器，其特征在于，所述第一晶体管(MP1)宽长比足够大，以便该第一晶体管(MP1)栅源电压近似等于该第一晶体管(MP1)的阈值电压。

4.如权利要求2所述的一种振荡器，其特征在于，所述第一支路包括第一电阻(R1)，且该第一电阻(R1)与所述第一晶体管(MP1)串联。

5.如权利要求2所述的一种振荡器，其特征在于，所述第一支路包括第一电阻(R1)、第四晶体管(MN4)和第五晶体管(MN5)；

所述第四晶体管(MN4)、第五晶体管(MN5)构成电流镜；

所述第五晶体管(MN5)漏极与所述第一电阻(R1)相连，所述第四晶体管(MN4)漏极与所述第一晶体管(MP1)漏极相连。

6.如权利要求1所述的一种振荡器，其特征在于，所述电流产生电路包括级联结构的电流镜。

7.如权利要求2所述的一种振荡器，其特征在于，所述第一支路包括第一电阻(R1)、第三电阻(R3)、第四晶体管(MN4)、第五晶体管(MN5)、第六晶体管(MP4)、第七晶体管(MP5)、第八晶体管(MP6)、第九晶体管(MP7)；

所述第四晶体管(MN4)和第五晶体管(MN5)构成电流镜，所述第八晶体管(MP6)和第九晶体管(MP7)构成电流镜；

所述第六晶体管(MP4)与所述第七晶体管(MP5)宽长比相同且足够大，以便该第六晶体管(MP4)与该第七晶体管(MP5)栅源电压相同；且该第六晶体管(MP4)与第七晶体管(MP5)栅极相连；

所述第一电阻(R1)、第六晶体管(MP4)、第九晶体管(MP7)相互串联；

所述第七晶体管(MP5)、第三电阻(R3)串联后与第八晶体管(MP6)并联，然后再与第五晶体管(MN5)串联；

所述第四晶体管(MN4)漏极与所述第一晶体管(MP1)漏极相连；

且所述第三电阻(R3)的电阻值等于所述第一电阻(R1)电阻值的一半。

8.如权利要求1所述的一种振荡器，其特征在于，所述比较电路由第十一晶体管(MN1)、第十二晶体管(MN2)、第一反相器(INV1)构成；

所述第十一晶体管(MN1)栅极与第十二晶体管(MN2)栅极相连且该第十一晶体管(MN1)栅极和漏极相连，并将该第十一晶体管(MN1)漏极作为所述比较电路的第一偏置端，将该第十一晶体管(MN1)源极作为所述比较电路的第一输入端；

所述第十二晶体管(MN2)漏极与所述第一反相器(INV1)相连，并将该连接点作为所述比较电路的第二偏置端，将该第十二晶体管(MN2)源极作为所述比较电路的第二输入端，并将该第一反相器(INV1)输出作为所述比较电路的输出端；

9.如权利要求8所述的一种振荡器，包括高增益共源放大级，该高增益放大级由第十三晶体管(MP8)、第十四晶体管(MN6)及第二反相器(INV2)组成；

所述第十三晶体管(MP8)漏极与第十四晶体管(MN6)漏极及第二反相器(INV2)输入端相连；

所述高增益共源放大极输入端与所述比较电路的第二偏置端相连，输出端与所述第一反相器(INV1)相连。

10.如权利要求1所述的一种振荡器，包括延时处理器，该延时处理器与所述比较电路输出端相连。

11.如权利要求10所述的一种振荡器，其特征在于，所述延时处理器由两个或两个以上反相器串联组成，且该延时处理器中反相器的数量为偶数。

12.如权利要求1所述的一种振荡器，其特征在于，所述电流电压转换电路为电阻(R2)。

13.如权利要求1所述的一种振荡器，其特征在于，所述充电器件为电容(C1)。

14.如权利要求1所述的一种振荡器，其特征在于，所述放电控制电路为晶体管(MN3)。

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