CN104025374B - 用于配准误差补偿的结构 - Google Patents

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Abstract

本发明提供用于减小由于配准误差引起的射频特性的变化的金属化层结构和相关方法。一种示例性谐振器包括第一导电层和第二导电层，第一导电层限定误差限制特征。该谐振器还包括至少一个通信特征，该至少一个通信特征构造成在通信位置处电联接第一导电层和第二导电层。误差限制特征构造成减小由于配准误差引起的谐振器的射频特性的变化。本发明还提供制造谐振器的方法。

Description

用于配准误差补偿的结构
背景技术
射频通信装置经常需要在精确频率下(或在精确频带内)操作以有效地实现它们的预期通信目的。这样的装置设计成具有射频电路部件，该射频电路部件构造成促进在预期频率通信并同时限制在非预期频率通信。例如，滤波器可以用在各种射频通信装置中以使得期望的频率能够通过射频电路同时拒绝不需要的那些频率。
申请人发现与常规射频通信装置的制造、使用和操作有关的很多不足和问题。通过专注的努力、创造和革新，申请人通过下文详细描述的本发明实现的方案解决了很多这样发现的问题。
发明内容
支持更高频率信号(例如在微波频率的信号)的接收和/或发送的射频通信装置可能对于组成特征之间的未对准特别敏感。这种未对准(包括配准误差)可以影响装置的射频特性。配准误差即使在相对小时，也在某些情况下部分地或完全地使射频装置的功能无效。由此，设计本发明的各种示例性实施例以减小、限制或消除配准误差对射频通信装置的性能或特性的影响。
射频通信装置可以包括各种射频电路部件，例如谐振器。根据一个示例性实施例构造的谐振器可以包括第一导电层和第二导电层，第一导电层限定误差限制特征。该谐振器还可以包括至少一个通信特征(例如过孔)，该至少一个通信特征构造成在通信位置处电联接第一导电层和第二导电层。误差限制特征构造成减小由于配准误差(例如，在制造期间会产生的那些配准误差)引起的谐振器的射频特性的变化。
在某些实施例中，第一导电层限定第一端，并且误差限制特征在通信位置和第一端之间由第一导电层限定。在其他实施例中，第二导电层限定接地面。
在其他实施例中，第一导电层包括限定第一端和第一误差限制特征的第一谐振器元件。第一导电层还包括限定第一端和第二误差限制特征的第二谐振器元件。至少一个通信特征包括第一通信特征和第二通信特征。第一通信特征构造成在第一通信位置处将第一谐振器元件电联接到接地面。第一误差限制特征在第一通信位置和第一谐振器元件的第一端之间由第一谐振器元件限定。第二通信特征构造成在第二通信位置处将第二谐振器元件电联接到接地面。第二误差限制特征在第二通信位置和第二谐振器元件的第一端之间由第二谐振器元件限定。
附加地，在某些实施例中，第一导电层包括限定第一端和第三误差限制特征的第三谐振器元件。至少一个通信特征包括第三通信特征。第三通信特征构造成在第三通信位置处将第三谐振器元件电联接到接地面。第三误差限制特征在第三通信位置和第三谐振器元件的第一端之间由第三谐振器元件限定。
在某些实施例中，第一导电层限定第一端和相对第二端、以及第一横向边缘和相对第二横向边缘。第一导电层的误差限制特征在接近第二端处限定从第一横向边缘横向延伸的延伸部分。通信位置定位在延伸部分上。
附加地，在某些实施例中，延伸部分从第一横向边缘和第二横向边缘横向延伸。至少一个通信特征包括第一通信特征和第二通信特征。第一通信特征构造成在第一通信位置处将第一导电层电联接到第二导电层。第二通信特征构造成在第二通信位置处将第一导电层电联接到第二导电层。第一通信位置和第二通信位置定位在延伸部分上。
在附加实施例中，第一通信位置和第二通信位置定位在第一导电层上沿横向方向对称。附加地或可替换地，延伸部分还限定从延伸部分的边缘沿至少一个方向纵向延伸的至少一个突片。通信位置至少部分地定位在至少一个突片上。附加地或可替换地，延伸部分被限定为使得在延伸部分和第一导电层的第一横向边缘之间存在圆角过渡。
在某些实施例中，第一导电层限定第一端和相对第二端。误差限制特征限定切除部分，切除部分限定第一导电层的被移除的区域。通信位置定位成接近切除部分以在第一端和通信位置之间形成偏离。附加地，在某些实施例中，切除部分限定“U”形。
在某些实施例中，第一导电层包括谐振器元件，并且其中第二导电层包括接地面。在某些实施例中，第一导电层包括构造成形成滤波器的三个谐振器元件。
在另一示例性实施例中，提供第一导电层。第一导电层限定误差限制特征。第一导电层构造成通过至少一个通信特征在通信位置处与第二导电层电联接。误差限制特征构造成减小由于配准误差引起的第一导电层的射频特性的变化。
在另一示例性实施例中，提供制造谐振器的方法。该方法包括提供第一导电层。第一导电层限定误差限制特征，误差限制特征构造成减小由于配准误差引起的谐振器元件的射频特性的变化。该方法包括提供第二导电层。该方法还包括形成至少一个通信特征。通信特征构造成在通信位置处电联接第一导电层和第二导电层。
在另一示例性实施例中，提供滤波器。滤波器包括第一谐振器元件，第一谐振器元件限定第一误差限制特征，第一误差限制特征构造成减小由于配准误差引起的第一谐振器元件的射频特性的变化。该滤波器还包括第二谐振器元件，第二谐振器元件限定第二误差限制特征，第二误差限制特征构造成减小由于配准误差引起的第二谐振器元件的射频特性的变化。该滤波器还包括第三谐振器元件，第三谐振器元件限定第三误差限制特征，第三误差限制特征构造成减小由于配准误差引起的第三谐振器元件的射频特性的变化。
在某些实施例中，第一谐振器元件限定第一端，第一误差限制特征在第一通信位置和第一端之间由第一谐振器元件限定。第二谐振器元件限定第一端，第二误差限制特征在第二通信位置和第一端之间由第二谐振器元件限定。第三谐振器元件限定第一端，第三误差限制特征在第三通信位置和第一端之间由第三谐振器元件限定。
在某些实施例中，第一谐振器元件限定第一端口，其中第三谐振器元件限定第二端口。在某些实施例中，第一谐振器元件限定第一端和相对第二端。第一误差限制特征限定从第二端延伸的延伸部分。第二谐振器元件限定第一端和相对第二端。第二误差限制特征限定从第二端延伸的延伸部分。第三谐振器元件限定第一端和相对第二端。第三误差限制特征限定从第二端延伸的延伸部分。
附图说明
现在将参考附图，附图不一定是按比例绘制的，其中：
图1示出根据各种示例性实施例的常规谐振器中的配准误差的示例性发生；
图2示出根据各种示例性实施例的示例性谐振器元件；
图2A示出根据各种示例性实施例在图2中示出的在谐振器元件上沿纵向方向的配准误差的示例性发生；
图2B示出根据各种示例性实施例在图2中示出的在谐振器元件上沿横向方向的配准误差的示例性发生；
图2C示出根据示例性实施例的不同谐振器元件和与各种示例性实施例相关的示出发现的一般理论关系的相应图表；
图2D示出说明谐振频率相比于在图2C中提供的示例性谐振器上的通信特征的位置的图表；
图3-图6示出根据各种示例性实施例的示例性谐振器元件；
图7示出根据各种示例性实施例的示例性滤波器；
图8示出根据各种示例性实施例的滤波器和接地面的布局；
图9示出涉及根据各种示例性实施例的示例性滤波器的操作相对于常规滤波器的响应对比；
图10示出根据各种示例性实施例的另一示例性滤波器；
图11示出涉及图10中的滤波器的操作相对于常规滤波器的响应对比；
图11A示出涉及图10中的滤波器的操作的测量响应；
图12示出根据各种示例性实施例的另一示例性谐振器元件；
图12A示出根据各种示例性实施例的另一示例性谐振器元件；
图13示出根据各种示例性实施例的示例性滤波器；
图14示出涉及图13中的滤波器的操作相对于常规滤波器的响应对比：
图14A示出涉及图13中的滤波器的操作的测量响应；和
图15示出根据各种示例性实施例的另一示例性谐振器元件。
具体实施方式
现在下文将参考附图描述本发明的示例性实施例，在附图中示出本发明的某些但并非全部实施例。实际上，本发明可以体现为很多不同形式，并且不应当被理解为限制于本文所阐述的实施例；相反，提供这些实施例以便本文将满足可实施的法律要求。类似附图标记始终表示类似元件。
射频装置(例如，超宽带(UWB)装置)的构造可以基于例如微带形式的平面制造，该装置可以限定谐振器并且被布置在印刷电路板(PCB)、厚膜等上。该装置可以形成于平面衬底上，其中在平面衬底中使用多个不同的层(例如，衬底和/或多个衬底的顶侧和底侧)。如本文所使用的，“谐振器”可以包括展现出谐振或谐振行为或提供阻抗匹配或调谐功能的任意装置或系统，并且可以包括一个或多个导电层。这样的导电层可以由任意数量的结构(例如，谐振器元件、接地面、其他金属化层结构等)形成。这样的金属化层结构可以由任意导电材料(例如，铜、金等)形成。谐振器可以由在制造期间相对于彼此对准的布置于(或限定)不同导电层的这种结构形成，以实现期望的特性。由于配准误差造成的结构和/或结构之间的通信特征(例如结构的过孔)的任意未对准会引起装置的射频特性的不期望变化。
图1示出申请人发现的一种示例性配准误差类型，其对射频通信装置的射频特性具有负面影响。具体地，图1示出谐振器120，谐振器120包括夹在谐振器元件115(即，第一导电层)和接地面(即，第二导电层(未示出))之间的绝缘衬底100。谐振器元件115可以是以任意数量的方式(例如，通过蚀刻等)形成于绝缘衬底100的平坦表面上的金属化层。这样的谐振器元件制造可以作为用于射频装置(例如，RF滤波器、天线等)的谐振器的制造中的第一操作。
在某些实施例中，经常通过第二操作，一个或多个通信特征101、102可以被增加到谐振器120。本文中使用的术语“通信特征”可以表示用于将第一导电层(例如，谐振器元件115)和第二导电层(例如，接地面)电联接(即，在第一导电层和第二导电层之间产生电通信)的任意特征。通信特征的这种电联接在装置的结构上的通信位置处(例如，谐振器元件)产生。为举例说明而非加以限制，示例性的通信特征可以包括过孔、焊接凸点、接触端子、接线等。
图1所示的示例性通信特征101、102是过孔。本文使用的术语“过孔”或“多个过孔”可以表示在谐振器中钻出、切出或以其他方式形成(即，穿过绝缘衬底)的一个或多个孔(和相应部件，例如，焊盘、金属柱(barrel)、电镀等)，以允许在相邻导电层之间形成电连接。因为谐振器的导电层可以电连接在多个位置，所以可以形成过孔的图案或如本文提到的通信特征的图案。
在很多应用中，形成第一导电层(例如，在绝缘衬底100上形成图1的谐振器元件115)可以是与形成一个或多个通信特征(例如，图1的通信特征101、102)不同的单独操作的一部分。由于制造公差或其他误差，会发生(多个)通信特征相对于第一导电层的定位不一致。这样的定位不一致会导致(多个)通信特征从它们的预期(例如设计的)位置偏离。
转至图1，一旦谐振器元件115形成于绝缘衬底100上，则可以形成通信特征101、102(例如，图示实施例中的过孔)以将谐振器元件115电联接到接地面(未示出)。例如，一种常见过孔形成技术包括简单地钻出穿过谐振器元件115、绝缘衬底100和接地面(未示出)的孔，并利用导电材料填充这些孔。在某些情况下，钻孔操作可能相对于预期(设计的)位置(例如，在图1中分别由虚线通信特征位置111、112表示)未对准。如本文所描述并且如上所述，在某些实施例中，未对准可以被称为“配准误差”。
在某些应用中，配准误差可以在整个装置中相对一致(例如，每个通信特征可以从期望通信位置沿着相同方向偏离约相同的量)。在其他应用中，配准误差可以随着通信特征不同而变化。
由于例如通信特征的未对准会造成非期望地增长或缩短谐振器元件的有效长度(例如，谐振器元件的一端和通信特征的通信位置之间的长度)，所以配准误差可以对射频装置的操作具有显著影响。考虑到前文所述，本领域普通技术人员将领会，这种增长或缩短可以改变射频电路部件(例如图1的谐振器120)的射频特性。通过增大射频电路部件制造过程的精度和准确性来消除或减少配准误差的影响和它们的相应射频特性变化，实施起来会是昂贵的，尤其是当部件尺寸小时。
如上所述，图1示出与谐振器120相关的示例性配准误差。具体地，通信特征101、102的位置(本文中称为“通信位置”)相对于预期(例如设计的)通信位置111、112未对准。这种未对准或配准误差会改变谐振器元件115的有效长度108并因此改变谐振器120的射频特性。本领域技术人员将领会，仅仅为举例说明起见，有效长度108在图1中显示被限定在谐振器元件115的第一端106和第一通信特征101之间。在其他实施例中，谐振器元件115的有效长度可以被限定在通信特征101的另一部分和第一端106之间，或者可能在第二通信特征102的一部分和第一端106之间。
各种示例性实施例涉及用来操作以最小化或减小配准误差的影响的谐振器结构。实际上在某些实施例中，导电层(例如谐振器元件)的设计可以被修改以考虑或减少潜在的配准误差影响，尽管在设计时不知道配准误差(例如，未对准、偏差等)的具体方向和/或大小。
为补偿由于引入配准误差所引起的问题，示例性实施例可以采用修改的导电层，该导电层最小化或消除非期望的射频特性变化。根据某些示例性实施例，导电层可以限定误差限制特征，该误差限制特征构造成通过减少由配准误差引起的有效长度的总和变化来补偿配准误差。如下文将更详细讨论的，根据各种示例性实施例构造的误差限制特征可以在通信位置和导电层的第一端之间由导电层限定。
图2示出包括导电层(例如，谐振器元件200)的一个示例性实施例，该导电层具有由延伸部分204限定的误差限制特征。在图示的实施例中，谐振器元件200限定第一端206和相对的第二端205。本领域技术人员将领会，为描述相对物理定位而非相对于装置的谐振特性来说必要地，第二端205仅提供在本说明书内用于参考。附加地，谐振器元件200限定第一横向边缘218和相对的第二横向边缘219。
在图示的实施例中，延伸部分204定位成接近第二端205并且从第一横向边缘218和第二横向边缘219横向延伸。第一通信特征201和第二通信特征202定位在延伸部分204上。更具体地，第一通信特征201定位在从第一横向边缘218横向延伸的延伸部分204的第一部分228上。类似地，第二通信特征202定位在从第二横向边缘219横向延伸的延伸部分204的第二部分229上。以这样的方式，第一通信特征201和第二通信特征202定位在谐振器元件200的范围(例如，由谐振器宽度210限定)外部。附加地，延伸部分204定位在通信位置(和相应的通信特征201、202)和谐振器元件200的第一端206之间。
谐振器元件200还限定谐振器元件宽度210和谐振器元件长度215。如上所述，由于延伸部分204对谐振器元件200的谐振器特性的贡献，谐振器的有效长度209可以不与谐振器元件长度215相同。实际上，为举例说明，如图示实施例中所示，前文的描述使用于谐振器元件200的有效长度209近似为谐振器长度215和虚拟路径的总和，其中该虚拟路径限定在谐振器元件端205与相应通信特征201、202的每个各自通信位置之间。
参考图2，延伸部分204(例如，误差限制特征)定位在相应通信特征201、202的通信位置和谐振器元件200的第一端206之间。通过将每个相应通信特征201、202的通信位置定位在延伸部分204(例如，误差限制特征)上并且从而改变有效长度209的几何形状，如下文更详细所述，配准误差对谐振器元件200的射频特性的影响减小。
例如，图2A示出使用延伸部分的误差限制特征可以降低沿纵向方向(例如，由第一端206和第二端205之间的路径限定的方向)的配准误差的影响。具体地，沿纵向方向通信位置(和通信特征)的未对准对谐振器元件200的频率特性的影响将减小，这是因为由于几何形状，沿纵向方向的通信位置(和通信特征)的未对准对谐振器元件200的有效长度209(例如，从谐振器元件200的第二端205到每个通信特征201、202的距离)的影响将减小。如图2A所示，为保持谐振器元件200的期望频率特性，通信特征的通信位置预期(例如设计)在201、201。但是，如上所述，配准误差会产生，从而使得通信特征211、212可以实际上被误放置在谐振器元件200上(例如，通信特征211、212定位成沿纵向方向远离通信特征201、202的预期位置达距离237)。但是，由于通信位置布置在延伸部分上，由于沿纵向方向的未对准(例如，配准误差)引起的有效长度的最终变化可以比通信位置不在延伸部分上时(例如图1中所示的谐振器元件115)小。实际上，尽管通信特征211、212被误放置而远离通信特征201、202达距离237，但是有效长度209a’、209b’更接近预期有效长度209a、209b。以这样的方式，定位在延伸部分上的通信位置的未对准会引起谐振器元件的有效长度的变化较小，从而降低对谐振器元件的射频特性的影响。
尽管上面的示例仅可以提供沿纵向方向的配准误差和/或未对准的影响减少，但是考虑到本文公开的内容，这样的沿纵向方向减少配准误差和/或未对准的影响的概念可以被容易地转移至横向方向。例如，如上所述，沿横向方向的通信位置(和通信特征)的未对准将类似地对于每个通信特征是等同的。因此，定位两个通信位置(和两个相应通信特征)以使得它们在谐振器元件的中心纵轴的相对两侧，将降低沿横向方向的未对准的影响。附加地，定位两个通信位置(和两个相应通信特征)以使得它们沿横向方向对称(例如，在图2B所示的谐振器元件200的中心纵轴之间)，将降低沿横向方向的未对准的影响。
例如，如图2B所示，为保持谐振器元件200的期望频率特性，通信特征的通信位置预期(例如设计)在201、202。但是，如上所述，配准误差会产生，从而使得通信特征211、212可以实际上被误放置在谐振器元件200上(例如，通信特征211、212分别定位成沿横向方向远离通信特征201、202的预期位置达距离247a、247b)。但是，由于通信位置之间的对称性和配准误差的一致性，由于沿横向方向的未对准(例如，配准误差)引起的有效长度的最终变化可以比通信位置不对称时小。实际上，尽管通信特征211、212被误放置而远离通信特征201、202，但是到通信特征211的有效长度209a’的增大被到通信特征212的有效长度209b’的减小所抵消。以这样的方式，对称地定位在延伸部分上的通信特征的未对准会引起谐振器元件的有效长度的变化较小，从而降低对谐振器元件的射频特性的影响。
图2C示出与降低沿纵向方向的配准误差对射频特性的影响有关的另一理论。具体地，图2C示出谐振器元件1300、1400和1500。谐振器元件1400和1500限定误差限制特征，即延伸部分1406和1506，而谐振器1300没有限定误差限制特征。提供图示的谐振器1300、1400和1500以更好地说明一个示例误差限制特征对沿纵向方向配准误差的影响的效果。
如图2C所示，呈现出谐振器元件1300、1400、1500的不同灰色部分，以说明每个谐振器元件的范围相对于彼此的变化。需要这些变化以在理论上在谐振器元件1300、1400、1500之间产生类似的频率。例如，谐振器元件1300没有实际上限定延伸部分，因此延伸部分1306是灰色。沿着这些线，配准误差1500限定延伸部分1506，但是在靠近第一端1508处具有较少的材料以产生类似的频率。由此，顶部1509是灰色。
第一谐振器元件1300在谐振器元件1300的正常范围内具有通信特征1301，如图1中所示的谐振器元件115中所示。第三谐振器元件1500具有定位成靠近延伸部分1506的上边缘1507的通信特征1501。第二谐振器元件1400具有通信特征1401，通信特征1401定位在延伸部分1406上位于第一谐振器元件1300的通信特征1301的位置和第三谐振器元件1500的通信特征1501的位置之间。
参考图2C的图表1600，相对于延伸部分(如果存在一个延伸部分)，每个谐振器元件的通信特征的通信位置可以帮助降低由于沿着纵向方向观察到的任意变化(Δy)(例如由于配准误差)引起的频率变化(Δf)的影响。鉴于上述情况，目标可以是将由于沿纵向方向的变化(Δy)引起的频率变化(Δf)降低至0。
已经观察到，第一配准误差1300的通信特征1301的通信位置产生由于沿纵向方向的变化(Δy)引起的频率变化(Δf)与谐振器元件1300的长度(L)的线性关系(例如，(Δf)/f～＝(Δy)/L)。这种关系表示沿纵向方向的任意变化(Δy)会导致频率的正向变化(Δf)，因为f和L恒定。利用第一谐振器元件1300示出的这种示例在图表1600中被标记为“a”。
还观察到，第三配准误差1500的通信特征1501的通信位置产生由于沿纵向方向的变化(Δy)引起的频率变化(Δf)与第三谐振器元件1500的长度(L)的负线性关系(例如，(Δf)/f～＝-(Δy)/L)。这种关系表示沿纵向方向的任意变化(Δy)会导致频率的负向变化(Δf)，因为f和L恒定。利用第三谐振器元件1500示出的这种示例在图表1600中被标记为“c”。
如图2C所示，第一谐振器元件1300在通信特征1301和“虚拟”延伸部分1306的上边缘1307之间具有最大的距离(p)。相反，第三谐振器元件1500在通信特征1501和延伸部分1506的上边缘1507之间具有最小的距离(p)。因此，从第一谐振器元件1300在“a”处示出的和从第三谐振器元件1500在“c”处示出的由于纵向位置的变化(Δy)引起的频率变化(Δf)之间的关系可以如图所示被绘制在图表1600上。当这样做时，示出“a”和“c”之间的关系，表示在图表1600上肯定会有频率变化(Δf)与沿纵向方向的变化(Δy)的关系达到0的点。这样的点可以被标示为“b”，并且利用第二谐振器元件1400的示例说明。在第二谐振器元件1400中，第一谐振器元件1300的通信特征和第三谐振器元件1500的通信特征之间的通信特征1401的通信位置降低沿纵向方向的任意变化(Δy)对频率变化(Δf)的影响，这是因为这样的定位将使得比率(Δf)/(Δy)更接近0。由此，通过类似于在谐振器元件1400中所示将通信特征的通信位置定位在延伸部分上，由于配准误差引起的沿纵向方向的任意变化可以降低对谐振器的射频特性的影响。
等同地，图2C中在“b”处所示的通信位置可以将通信特征名义地放置在谐振器元件1400的频率的极值点处。由于几何考虑，增加尺寸y以使得通信位置相对于谐振器元件1400向上移动，引起谐振器元件1400的有效长度增大，因此降低谐振频率。类似地，减小尺寸y以使得通信特征向下移动，也增大谐振器元件1400的有效长度，因此也降低谐振频率。例如，参考图2D中所述的图表1650，在所示点处通信特征1401的名义通信位置(在图表1650中线1670处表示)使得谐振器元件1400的谐振频率在其最大值，因此可以对沿纵向方向的通信位置(和通信特征1401)的未对准(例如，在图表1650的水平轴上显示出的尺寸y)相对不敏感。
图3至图6示出由于谐振器元件的构造而补偿配准误差的谐振器元件。谐振器元件可以例如由结合到衬底的金属材料或层形成，并且在形成之后被蚀刻、施加到衬底等等。在某些情况下，示出的谐振器元件可以是滤波器或限定滤波器的部件集合的一部分(例如，图7-图8和图10中所示)。在图3-图8和图10所示的示例性实施例中，谐振器元件限定包括延伸部分的误差限制特征。如下文进一步所述，在某些实施例中，一个或多个通信位置和相应通信特征可以被放置在延伸部分上。以此方式，如本文更详细地所述，谐振器元件的有效长度可以改变以降低配准误差的影响。
图3示出包括具有误差限制特征(例如延伸部分304)的金属化层结构(例如，谐振器元件300)的另一示例性实施例。在图示的实施例中，延伸部分304定位成接近第二端305，并且从第一横向边缘318和第二横向边缘319横向延伸。附加地，延伸部分还限定从延伸部分的边缘沿至少一个方向纵向延伸的至少一个突片。在图示的实施例中，延伸部分限定各自从延伸部分304的边缘纵向延伸的四个突片336、337、338、339。突片336、337、338、339使得延伸部分304限定H形状。就此而言，间隙348和349可以被限定为分别与第一横向边缘218和第二横向边缘219相邻。这样的间隙348和349可以操作以使得至少上面的两个突片336、337与谐振器元件300分开。
在某些实施例中，至少一个通信特征可以被至少部分地定位在延伸部分的至少一个突片上。例如，在图3的图示实施例中，四个通信特征301、302、333、334分别定位在各个突片336、337、338、339上。就此而言，与图2B中所示的实施例类似，四个通信特征301、302、333、334之中的一致配准误差将对某些通信特征产生增加的有效长度，同时被其他通信特征的减小的有效长度抵消，因此降低配准误差的影响。这种抵消效果可以在纵向方向和横向方向两者都产生。此外，根据相对于图2C所述的影响，间隙348和349用于进一步降低通信特征301和302的纵向移位的配准误差的影响。
图4-图6示出具有误差限制特征的变化的金属化层结构的附加实施例。这些变化仅示出限定误差限制特征(例如延伸部分)以降低配准误差的影响的某些示例性方式。附加地，如上所述，定位至少一个通信特征也可以降低配准误差的影响。
例如，与图3所示类似，图4示出具有延伸部分404的示例性金属化层结构(例如谐振器元件400)。但是，通信特征401、402、433、434已经从它们的预期通信位置(例如，通信位置对应于图3的谐振器元件300的通信特征301、302、333、334)纵向移位。例如，通信特征401、402定位成分别接近突片436、437的上边缘。此外，通信特征433、434定位成仅部分地位于突片438和439上。尽管通信特征401、402、433、434已经沿着纵向方向误放置(例如，已经出现配准误差)，但是由于通过将通信位置定位在延伸部分404上所产生的几何形状和对称性，沿着纵向方向的配准误差的影响减小。实际上，尽管相对于谐振器元件400已经向上发生每个通信特征的未对准，但是对第一端406和每个通信特征401、402、433、434之间的平均有效长度几乎不产生影响。例如，由于几何形状，(与谐振器元件300的通信特征301不同)通信特征401的向上变化量对第一端406和通信特征401之间的有效长度的影响减小。此外，由于通信特征401和433的纵向对称性，第一端406和通信特征401之间的有效长度的任意增大被第一端406和通信特征433之间的有效长度的减小所抵消。由此，由于将通信位置(和相应通信特征)定位在延伸部分404上的对称性和几何形状两者，图4中所示的配准误差对谐振器元件400的射频特性变化的影响降低。
图5-图6的示例性实施例也示出相应通信特征的通信位置的定位的变化。图5-图6仅提供金属化层结构的设计的某些想到的示例性变化，其中误差限制特征构造成减小由于配准误差引起的谐振器元件的射频特性的变化，因此本发明的示例性实施例预计有很多其他变化。
图5示出具有限定心形或锚状形状的延伸部分504的另一示例性金属化层结构(例如谐振器元件500)。延伸部分504限定朝向第一端506纵向延伸的两个突片536、537。附加地，延伸部分504限定两个倾斜表面531、532。在图示的实施例中，谐振器元件500仅限定三个通信特征501、502、533。
以与图3中的谐振器元件300类似的方式，通信特征501、502分别定位在突片536、537上。但是，附加地，通信特征533大致定位在延伸部分540接近底边缘529处的中心。通过如图5所示定位通信特征的通信位置，谐振器元件500可以降低由于几何形状引起的配准误差的影响。实际上，虚拟路径(未示出)可以被限定为从第二端505到通信特征501、502、533中的每一个，以近似当建立接地连接时电能的路径。从图5中可看出(相对于图3)，虚拟路径距离产生不同的有效长度，并且具有可以降低配准误差的影响的某些抵消趋势。
图6示出包括可以是滤波器(未示出)的一部分的金属化层结构(例如，谐振器元件600)的另一示例性实施例。由此，谐振器元件600可以限定用于滤波器的端口607。谐振器元件600限定延伸部分604。与图3类似，延伸部分604可以被成型为H形的上半部分。就此而言，两个通信特征601、602可以定位在延伸部分604的相应上突片636、637上。但是，突片636、637可以不限定相同的长度(即，纵向延伸相同的距离)，因此可以存在非对称性。在图示的实施例中，突片636(例如，端口侧突片)沿纵向方向(例如朝向谐振器元件600的第一端606)延伸的程度比突片637(例如非端口侧突片)小。利用突片636和突片637之间长度的差别，相应的通信特征601、602可以相对于彼此非对称地定位。
就此而言，根据某些示例性实施例，延伸部分和通信特征的通信位置的尺寸可以允许高度地降低对配准误差的敏感度。具体地，尽管不是要由理论进行限制，但是对配准误差的敏感度可以至少大致地与谐振长度的变化关联。因此，定位通信特征(例如图2和图3-图6中所示)可以操作以减少谐振长度的最终变化和对接地以及从可以联接到谐振器元件的任意电路的阻抗。
图7-图8和图10示出用来形成交指滤波器的金属化层结构集合形式的示例性实施例。下面的描述在滤波器设计的背景下概述技术和实施例，但是本领域技术人员将领会，本文所述的技术和实施例可以应用于其他谐振器设计背景。
图7示出包括多个金属化层结构(例如，谐振器元件801、802和803)的滤波器800。在图示的实施例中，谐振器元件801具有与谐振器元件600(图6所示)类似的构造，并且类似地包括端口804。以这些相同的方式，谐振器元件803可以是谐振器元件801的倒转物并且具有端口805。附加地，谐振器元件802可以具有半H形延伸部分814，其中两个突片836、837中的每一个可以限定相同的长度，通信特征815、816可以分别被放置在突片836、837内。
图8示出根据各种示例性实施例的滤波器设计的示例性布局。在图8的背景下，正视图示出第一导电层(例如，形成滤波器的谐振器元件)的设计，而后视图示出第二导电层(例如，相应的接地面)。
图9提供图表A和B，在沿上下(即，纵向)方向具有2密尔配准误差的情况下对比在6.55GHz处具有约500MHz带宽的由图1中所示的元件制造的常规交指滤波器的相应(图A)与使用示例性实施例的结构的滤波器(例如具有图7和图8所示类型的包括误差限制特征的谐振器元件的滤波器)(图B)。具体地，图A和B示出三个常规滤波器中每一个和具有误差限制特征的三个滤波器中每一个的输入返回损失(“S11”)和插入损失(“S21”)。如图所示，如图B所提供的，利用示例性实施例结构极大地减少图A中的变化。
例如，参考图A，常规滤波器可以具有对于没有配准误差的滤波器的响应851(例如，通信位置适当地放置在设计位置)。但是，如图A所示，-2密尔的微小配准误差产生与预期响应851不同的响应852。类似地，+2密尔的微小配准误差产生与预期响应851不同的响应853。相反，参考图B，沿着任一方向的微小配准误差(例如，-2密尔或+2密尔)在响应中呈现出较少的变化(例如，显示为接近861)。
滤波器经常需要在金属化层(例如，包括射频调谐元件的金属层)中和在相应通信特征到金属化的相对通信位置中具有高精度等级。在印刷电路板和厚膜工艺两者中，金属化层上的金属化的精度(在特征尺寸方面)可以非常好，经常对于所有特征好于+/-1密尔。此外，通信特征的相对布置可以类似地精确。衬底的材料(例如，塑料、陶瓷、GaAs、或其他类型的衬底)也会是潜在配准误差的程度的因素。但是，将金属化层配准到通信特征的位置经常会是误差的显著来源，并且通常对于印刷电路板工艺达到+/-3密尔。因为相对于生成通信位置和相应通信特征，金属化层的结构有不同的独立步骤形成，所以会引入可操作地显著缺乏精度。结果，通信特征的通信位置可以沿着给定方向(例如，右、左、上、或下)相对于金属化层的结构系统地移动。在更高的频率下，例如高于6GHz，整个特征尺寸对于这种系统配准误差来说充分地小，从而由于谐振结构的解谐而会极大地降低电路性能。
某些滤波器(例如交指滤波器)可以包括具有特定谐振长度并且在例如结构的一端包括通信特征的金属化结构。通信位置的未对准会导致滤波器的谐振长度的非期望变化，并且会不利地影响滤波器的操作。例如，遭受2密尔配准误差的氧化铝衬底上的6.55GHz滤波器会引起谐振偏移80MHz，这会显著且不利地影响滤波器的响应。
图10示出滤波器的另一示例性实施例。如图10所示，滤波器700可以包括多个金属化层结构(例如，谐振器元件701、702、703)。在图示的实施例中，谐振器元件701具有与谐振器元件600(图6所示)类似的构造，并且类似地包括端口704。以这些相同的方式，谐振器元件703可以是谐振器元件701的倒转物并且具有端口705。附加地，谐振器元件702可以限定半H形延伸部分714，其中两个突片736、737中的每一个可以限定相同的长度，通信特征715、716可以分别被放置在延伸部分714的突片736、737内。此外，在图示的实施例中，延伸部分724、714、734各自被限定为使得在延伸部分和每个谐振器元件的第一横向边缘之间存在圆角过渡(例如791)。这样的圆角过渡可以允许更可重复地生成(例如形成)每个谐振器元件。对于很多制造工艺来说，延伸部分具有尖锐内部拐角(例如图3-图7所示)使得一致地形成谐振器元件变困难并且使得谐振器元件更易于变化。例如，众所周知化学蚀刻在尖锐内部拐角中效率较低，并且会导致对于具有尖锐内部拐角的这些特征来说不完全和不一致的去除。相反，尖锐内部拐角将具有变得过蚀刻并因此变圆角的趋势。但是，故意形成圆角边缘将降低蚀刻不完全或不一致的风险并且产生更一致的图案化。
图11提供图表A和B，对比在6.55GHz处具有约500MHz带宽的常规交指滤波器的响应(图A)与使用与图10所示的示例性滤波器700类似的设计并且包括延伸部分的误差限制特征的滤波器(图B)。已经示出使用AnsoftHFSS对三个常规滤波器和具有误差限制特征的三个滤波器的模拟结果。一个常规滤波器和一个具有误差限制特征的滤波器没有配准误差，其他两个常规滤波器和具有误差限制特征的滤波器包括沿着+和-纵向方向的3密尔配准误差。具体地，图A和B示出三个常规滤波器中每一个和具有误差限制特征的三个滤波器中每一个的输入返回损失(“S11”)和插入损失(“S21”)。如图所示，如图B所提供的，利用示例性实施例结构极大地减少图A中的变化。
例如，参考图A，常规滤波器可以具有对于没有配准误差的滤波器的响应751(例如，通信位置适当地放置在设计位置)。但是，如图A所示，-3密尔的微小配准误差产生与预期响应751不同的响应752。类似地，+3密尔的微小配准误差产生与预期响应751不同的响应753。相反，参考图B，沿着任一方向的微小配准误差(例如，-3密尔或+3密尔)在响应中呈现出较少的变化(例如，显示为接近761)。
图11A示出图10中所示的示例性滤波器700的测量的响应结果的图。类似于图11的图B，与图A相比，图11A示出，沿任一方向具有微小配准误差(例如，-3密尔或+3密尔)的滤波器之间的响应(例如，显示为接近771)的变化减小。
如本文所述，本发明的某些实施例试图减小会由于在金属化层结构(例如，谐振器元件)中通信特征的未对准通信位置而产生的配准误差。在某些实施例中，谐振器元件可以被设计成具有误差限制特征，其中系统地布置的通信特征具有抵消效果以降低任意配准误差的影响。以类似的方式，在某些实施例中，谐振器元件可以被设计成具有误差限制特征，该误差限制特征在谐振器元件的第一端和通信特征的通信位置之间产生偏离(例如，缺少直线路径)以降低由于配准误差引起的对谐振器元件的射频特性变化的影响。
图12和图12A示出限定误差限制特征的示例性导电层(例如，分别为谐振器元件1000、900)，该误差限制特征被设计成在导电层的第一端和通信特征的通信位置之间产生偏离(例如，缺少直线虚拟路径)以降低配准误差的影响。在图示的实施例中，误差限制特征限定切除部分，该切除部分限定导电层的已经被移除的区域。例如，如上所述，虚拟路径可以被限定在导电层的第一端和通信特征的通信位置之间以通过虚拟路径的偏离来至少部分地降低对射频特性的影响。
如图12所示，谐振器元件1000包括限定倒置“U”形的切除部分1008。在图示的实施例中，谐振器元件1000包括第一通信特征1001。通信特征1001定位在切除部分1008和谐振器元件1000的第一端1006之间。以此方式，谐振器元件1000设计成使得在第一端1006和通信特征1001的通信位置之间没有直接虚拟路径。例如，虚拟路径(等同于谐振器元件1000的有效长度)沿着图12中所示的线“DLA”和“DLB”绕过切除部分1008。
类似地，图12A示出谐振器元件900，谐振器元件900也包括限定倒置“U”形的切除部分908。但是，在图示的实施例中，谐振器元件900包括第一通信特征901和第二通信特征902。两个通信特征901、902都定位在切除部分908和谐振器元件900的第一端906之间。因此，类似于谐振器元件1000，形成非直接虚拟路径。
通过定位切除部分，例如图12中所示的切除部分中的一个，谐振器元件结构可以降低沿纵向方向的配准误差的影响，这是因为由于通过将通信特征1001放置成接近切除部分的端部(例如，以与参照图2C所述的延伸部分类似的方式)所引起的几何形状，误差产生的影响降低。附加地，通过在通信特征的两侧都限定切除部分，也可以考虑沿横向方向的配准误差。例如，沿横向方向的-2密尔配准误差将在通信特征的左侧上产生更短的有效长度，但是将在通信特征的右侧上产生更长的有效长度。因此，采用单个通信特征，即使在不存在一致配准误差的情况下也可以减少横向变化。
以这些相同的方式，使用切除部分(例如图12和图12A中所示的示例性实施例)允许有类似的益处，而不会扩大谐振器元件的范围(即，与例如各自限定延伸的图3-图6的实施例的范围相比)。例如，当与包括延伸部分204的图2的示例性谐振器元件相比时，示例性谐振器元件900和1000具有较小的范围，即没有延伸部分。尽管显示为“U”形，但是本发明的某些实施例的切除部分可以是任意形状。
图13示出与图12中所示类似的谐振器元件的集合形式的示例性实施例以形成交指滤波器1100。如图13所示，滤波器1100可以包括谐振器元件1101、1102和1103。谐振器元件1101具有与谐振器元件1000类似的构造并且增加端口1104。谐振器元件1103可以是谐振器元件1101的倒转物并且具有端口1105。附加地，每个谐振器元件1101、1102、1103可以分别包括设置成在谐振器元件的第一端和通信特征的通信位置之间生成偏离(例如，缺少直线虚拟路径)以降低配准误差的影响的切除部分1111、1121、1131。因此，由于配准误差引起的虚拟路径距离的变化可以至少部分地被由切除部分1111、1121和1131所产生的虚拟路径的偏离所抵消。
图14提供图表A和B，对比在6.55GHz处具有约500MHz带宽的常规交指滤波器的相应(图A)与使用与图13所示的示例性滤波器1100类似的设计并且包括切除部分的误差限制特征的滤波器(图B)。已经示出使用AnsoftHFSS对三个常规滤波器和具有误差限制特征的三个滤波器的模拟结果。一个常规滤波器和一个具有误差限制特征的滤波器没有配准误差，其他两个常规滤波器和具有误差限制特征的滤波器包括沿着+和-纵向方向的3密尔配准误差。具体地，图A和B示出三个常规滤波器中每一个和具有误差限制特征的三个滤波器中每一个的输入返回损失(“S11”)和插入损失(“S21”)。如图所示，如图B所提供的，利用示例性实施例结构极大地减少图A中的变化。
例如，参考图A，常规滤波器可以具有对于没有配准误差的滤波器的响应1151(例如，通信位置适当地放置在设计位置)。但是，如图A所示，-3密尔的微小配准误差产生与预期响应1151不同的响应1152。类似地，+3密尔的微小配准误差产生与预期响应1151不同的响应1153。相反，参考图B，沿着任一方向的微小配准误差(例如，-3密尔或+3密尔)在响应中呈现出较少的变化(例如，显示为接近1161)。
图14A示出图13中所示的示例性滤波器1100的测量的响应结果的图。类似于图14的图B，与图A相比，图14A示出，沿任一方向具有微小配准误差(例如，-3密尔或+3密尔)的滤波器之间的响应(例如，显示为接近1171)的变化减小。
图15示出示出另一示例性金属化层结构(例如，谐振器元件1200)，该金属化层结构被设计成在谐振器元件1200的第一端1206和通信特征1201、1202的通信位置之间产生偏离(例如，缺少直线虚拟路径)以降低配准误差的影响。在图示的实施例中，谐振器元件1200包括两个误差限制特征。例如，谐振器元件1200包括切除部分1208和延伸部分1207。延伸部分1207从谐振器元件1200的范围纵向向外延伸(例如，从谐振器元件结构1200的边缘1209纵向向外)。谐振器元件1200包括在延伸部分1207上的第一通信特征1201和位于切除部分1208与谐振器元件结构1200的第一端1206之间的第二通信特征1202。因此，由于配准误差引起的虚拟路径距离的变化会至少部分地被由切除部分1208生成的虚拟路径的偏离和第一通信特征1201、第二通信特征1202的通信位置的几何形状所抵消。这样的实施例还可以减少由于配准误差引起的谐振器元件的射频特性的变化。
在某些实施例中，谐振器元件可以在靠近通信特征处包括更宽的端部(例如，谐振器元件结构靠近通信特征的部分可以从谐振器元件的原始范围横向向外延伸)。例如，具有切除部分的任意谐振器元件(例如，图12、图12A、图13和图15中所示的谐振器元件)可以得益于靠近切除部分的第二端加宽(例如，横向延伸)，例如可以补偿在谐振电流最高的点处较窄的谐振器元件的任意损失。
在某些实施例中，可以提供制造谐振器的方法。在这样的实施例中，该方法可以包括提供如本文中任意实施例所述的具有第一导电层和第二导电层的谐振器。附加地，该方法还可以包括根据本文所述的任意实施例或实施例组合形成至少一个通信特征。
由此，本文所述的示例性实施例允许使用导电层上的误差限制特征以减小由于配准误差引起的导电层的射频特性的变化。实际上，如本文所述，误差限制特征可以多种方式减小由于配准误差引起的射频特性的变化。
例如，限定延伸部分的误差限制特征能够实现将通信位置和相应通信特征定位在对称图案中以在通信特征的一致未对准情况下减小由于配准误差引起的射频特性的变化。如果通信位置和通信特征相对于导电层的中心轴被对称地定位在延伸部分上，则沿横向方向的一致未对准的影响可以被抵消并因此降低(例如，图2B中所示)。但是，附加地，如果通信位置和通信特征沿纵向方向对称地定位在延伸部分上(例如图3中所示)，则可以应用一致未对准的相同原理，并且沿纵向方向的这种一致未对准的影响可以被抵消以减小导电层的射频特性的变化。
参考图2A和图2C示出并描述误差限制特征可以减小由于配准误差引起的射频特性变化的另一示例性方式。具体地，使用限定延伸部分的误差限制特征并将通信位置和相应通信特征定位在延伸部分上，可以由于现在用于限定导电层的有效长度的几何形状而减小由配准误差引起的射频特性的变化。例如，参考图2A，通过使有效长度(例如，表示电流路径)在延伸部分上“拐弯”，沿纵向方向的任意未对准可以引起有效长度的整体长度的变化较小，因此引起对导电层的射频特性变化的影响较小。为进一步增强减小由沿纵向方向未对准引起的导电层射频特性的变化的效果，通信位置(和相应通信特征)可以在某些情况下(参考图2C)被定位成进一步朝上，以使得在延伸部分上有效长度“拐弯”达到更大的角度。这种通过几何形状降低对配准误差的敏感度可以在某些情况下通过将通信特征的名义通信位置放置在导电层的频率极值点处或附近而获得。
参考图12示出并描述误差限制特征可以减小由于配准误差引起的射频特性变化的另一示例性方式。具体地，使用限定位于导电层的第一端和通信位置(和通信特征)之间的切除部分的误差限制特征，可以由于切除部分的对称性和用于限定有效长度的几何形状而引起射频特性的变化减小。例如，参考图12，切除部分1008可以相对于谐振器元件1000的中心轴被对称地限定。附加地，切除部分1008可以向上延伸，并且在某些情况下超过通信特征1001。以此方式，有效长度(例如，表示电流路径)可以在两侧延伸(例如，参见线DLA和DLB)，以使得沿横向方向的通信特征的任意未对准将被抵消(类似于图2B中通信特征201、202的对称定位)并且对导电层的射频特性的变化的影响降低。但是，附加地，将通过由切除部分1008所生成的有效长度的几何形状来考虑沿纵向方向的通信特征1001的任意未对准。实际上，通过使有效长度(例如表示电流路径)围绕切除部分“拐弯”，沿纵向方向的任意未对准可以引起有效长度的整体长度的变化较小，因此引起对导电层的射频特性变化的影响较小(例如，类似于图2A和图2C)。
如上所述，本文描述的技术还对除滤波器元件之外的特征和对除UWB装置之外的应用是有用的。例如，微波电路可以包括很多类型的匹配和调谐元件，这些元件更普遍地为利用各种平面工艺中的任一种印刷而成。附加地，更高频率的方案可以具有在GaAs(砷化镓)上构建的电路和结构并且具有更小的尺寸。以这些相同的方式，本文描述的技术对于任意谐振结构(例如，陷波滤波器、高通滤波器等)是有用的。
对于朝向越来越高的操作频率的趋势，本文描述的结构和技术可以用于以不昂贵的制造技术实现更高的一致性。本文描述的示例性实施例还可以适用于在倒装芯片上实施的焊接凸点(与过孔相对)和类似技术，其中焊接凸点定位成电连接分开的板或芯片的各层。例如，下层板的顶表面上的焊接凸点可以构造成与上层板的底表面上的接收位置对准。焊接凸点可以被对准以连接板之间和板的层之间的结构。除了焊接凸点之外，可以使用镀层凸点，其中可以实施化学(例如电镀)工艺以指定镀层凸点的位置。其他形式的连接器还可以包括短线凸点和粘结凸点。
相应地，各种示例性实施例可以被应用在各种环境中，其中电连接器相对于衬底上或衬底之间的结构被定位，例如成为面对面构造。由此，本文描述的示例性实施例尽管参照使用过孔来描述，但是可以更一般地在任意类型的电连接点背景内被实施。
受益于前文所述和相关附图中呈现的教导的本发明所属领域的技术人员将想到本文阐述的本发明的很多修改和其他实施例。因此，应当理解实施例不限于那些具体公开的实施例，这些修改和其他实施例也包含在本发明的范围内。此外，尽管前文所述和相关附图在元件和/或功能的某些示例性组合背景下描述示例性实施例，但是应当理解在不脱离本申请范围的情况下可以由替换实施例提供元件和/或功能的不同组合。就此而言，例如，除上文明确记载的那些之外，如权利要求书中所阐述，某些或全部实施例也想到元件和/或功能的不同组合。尽管本文采用特定术语，但是这些术语仅在一般描述性的意义上使用，而非为了加以限制。

Claims (14)

1.一种谐振器，所述谐振器包括：
第一导电层，所述第一导电层限定误差限制特征，其中所述第一导电层限定第一端和相对第二端、以及第一横向边缘和相对第二横向边缘，其中所述第一导电层的误差限制特征限定在接近第二端处从所述第一横向边缘横向延伸的延伸部分；
第二导电层；和
至少一个通信特征，所述至少一个通信特征构造成在通信位置处电联接所述第一导电层和所述第二导电层，其中所述通信位置与任意其他通信位置的所述位置无关地定位在所述延伸部分上频率极值点处，以减小由于配准误差引起的所述谐振器的射频特性的变化。
2.根据权利要求1所述的谐振器，其中：
所述延伸部分从所述第一横向边缘和所述第二横向边缘横向延伸，
所述至少一个通信特征包括第一通信特征和第二通信特征，
所述第一通信特征构造成在第一通信位置处将所述第一导电层电联接到所述第二导电层，所述第二通信特征构造成在第二通信位置处将所述第一导电层电联接到所述第二导电层，并且
所述第一通信位置和所述第二通信位置定位在所述延伸部分上。
3.根据权利要求2所述的谐振器，其中所述第一通信位置和所述第二通信位置沿纵向方向非对称地定位在被限定在所述第一端和所述第二端之间的所述第一导电层上。
4.根据权利要求1所述的谐振器，所述延伸部分还限定从所述延伸部分的边缘沿至少一个方向纵向延伸的至少一个突片，并且其中所述通信位置至少部分地定位在所述至少一个突片上。
5.根据权利要求1所述的谐振器，其中所述延伸部分被限定为使得在所述延伸部分和所述第一导电层的所述第一横向边缘之间存在圆角过渡。
6.根据权利要求1所述的谐振器，其中所述延伸部分限定第一部分和第二部分，其中所述第一部分限定在距离所述谐振器的第二端为第一纵向距离处从所述谐振器的所述第一横向边缘横向延伸的顶边缘，其中所述第二部分在所述第一部分的顶边缘上纵向延伸，并且其中所述通信位置至少部分地定位在所述第二部分上，以使得所述通信位置的中心点距离所述谐振器的第二端为第二纵向距离，所述第二纵向距离大于所述第一纵向距离。
7.根据权利要求6所述的谐振器，其中所述谐振器限定从所述谐振器的第一端延伸到所述通信位置的有效长度，并且其中所述通信位置定位在所述延伸部分上以引起所述有效长度在所述延伸部分的所述第一部分和所述第二部分之间拐弯。
8.根据权利要求1所述的谐振器，其中所述延伸部分限定在所述通信位置下方的第一部分和在所述通信位置上方的第二部分，并且其中所述第一部分大于所述第二部分。
9.根据权利要求1-8中任一项所述的谐振器，其中所述第一导电层包括经布置以形成滤波器的三个谐振器元件。
10.一种制造谐振器的方法，所述方法包括：
提供第一导电层，其中所述第一导电层限定误差限制特征，所述误差限制特征构造成减小由于配准误差引起的所述谐振器的射频特性的变化，其中所述第一导电层限定第一端和相对第二端以及第一横向边缘和相对第二横向边缘，其中所述第一导电层的误差限制特征限定在接近第二端处从所述第一横向边缘横向延伸的延伸部分；
提供第二导电层；和
形成至少一个通信特征，其中所述通信特征构造成在通信位置处电联接所述第一导电层和所述第二导电层，其中所述通信位置与任意其他通信位置的所述位置无关地定位在所述延伸部分上频率极值点处，以减小由于配准误差引起的所述第一导电层的射频特性的变化。
11.根据权利要求10所述的方法，其中所述延伸部分从所述第一横向边缘和所述第二横向边缘横向延伸，并且其中形成所述至少一个通信特征包括形成第一通信特征和第二通信特征，其中所述第一通信特征构造成在第一通信位置处将所述第一导电层电联接到所述第二导电层，其中所述第二通信特征构造成在第二通信位置处将所述第一导电层电联接到所述第二导电层，并且其中所述第一通信位置和所述第二通信位置定位在所述延伸部分上。
12.根据权利要求10所述的方法，其中所述延伸部分还限定从所述延伸部分的边缘沿至少一个方向纵向延伸的至少一个突片，并且其中所述通信位置至少部分地定位在所述至少一个突片上。
13.根据权利要求10所述的方法，其中所述延伸部分被限定为使得在所述延伸部分和所述第一导电层的所述第一横向边缘之间存在圆角过渡。
14.根据权利要求10-13中任一项所述的方法，其中所述延伸部分限定第一部分和第二部分，其中所述第一部分限定在距离所述谐振器的第二端为第一纵向距离处从所述谐振器的所述第一横向边缘横向延伸的顶边缘，其中所述第二部分在所述第一部分的顶边缘上纵向延伸，并且其中所述通信位置至少部分地定位在所述第二部分上，以使得所述通信位置的中心点距离所述谐振器的第二端为第二纵向距离，所述第二纵向距离大于所述第一纵向距离。
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Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4578656A (en) * 1983-01-31 1986-03-25 Thomson-Csf Microwave microstrip filter with U-shaped linear resonators having centrally located capacitors coupled to ground
CN201503900U (zh) * 2009-09-22 2010-06-09 华南理工大学 一种源端耦合微带滤波器

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US2751558A (en) * 1952-04-02 1956-06-19 Itt Radio frequency filter
US5705966A (en) * 1996-08-02 1998-01-06 I.T.-Tel Ltd. LC-type dielectric strip line resonator
WO2005013411A1 (ja) * 2003-07-30 2005-02-10 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha 帯域阻止フィルタ
US7411474B2 (en) 2005-10-11 2008-08-12 Andrew Corporation Printed wiring board assembly with self-compensating ground via and current diverting cutout
FR2959908B1 (fr) 2010-05-04 2012-06-15 Thales Sa Procede de realisation d'un circuit imprime

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4578656A (en) * 1983-01-31 1986-03-25 Thomson-Csf Microwave microstrip filter with U-shaped linear resonators having centrally located capacitors coupled to ground
CN201503900U (zh) * 2009-09-22 2010-06-09 华南理工大学 一种源端耦合微带滤波器

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