CN103997209A - 脉冲电流检测 - Google Patents

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Abstract

提供了用于检测电流的系统和方法。电流源配置为生成电流并且脉冲检测使能信号被生成。根据检测使能信号对跨电阻检测机构的检测电压进行采样，其中检测电压代表电流的度量。系统包括电流源和电流检测单元。电流源配置为生成电流。电流检测单元耦连到电流源并且配置为生成脉冲检测使能信号并且根据脉冲检测使能信号对跨电阻检测机构的检测电压进行采样。

Description

脉冲电流检测
技术领域
本发明涉及调节器（regulator）电路，并且更具体地，涉及检测（sensing）电流。
背景技术
在高性能数字系统中使用的、诸如微处理器和图形处理器的常规设备可基于处理的工作量而具有变化的电流需求。例如，当逻辑块在停顿之后重启时或当新请求发起诸如新图像的生成的大计算时，电流需求可能显著增加。相反，当逻辑块成为空闲时电流需求可能显著减少。当电流需求增加并且没有充足的功率时，提供到设备的供电电压可能掉到临界电压电平之下，潜在地使设备无法正确运行。当电流需求减少并且提供到设备的供电电压上升到临界电压电平之上时，设备内的电路可能无法正确运行并甚至可能遭到破坏。
常规的多相切换调节器是在供电电源和设备之间相接的电功率转换设备，对设备提供电流并对电流需求的改变做出响应以维持供电电压电平。然而，常规多相切换调节器依靠大电感器用于电压转换，并且大电感器限制了常规多相切换调节器对电流需求中的显著改变（即电流瞬变）做出快速响应的能力。典型的30A相位的常规多相切换调节器可使用0.5μH的电感器用于电压转换。电流响应被限制在di/dt=V/L，对于V=11V（将12V输入降到1V供电电压电平）和L=0.5μH，得到22A/μs。提供到设备的电流增加10A将要求至少500ns。此外，脉冲宽度调制切换操作的同步将使常规多相切换调节器的电流响应时间增加若干微秒。当设备的时钟周期小于电流响应时间时，设备可能无法正确运行。500MHz的时钟具有2ns的周期，所以在500ns的电流响应时间期间可出现数百个时钟周期。
因此，存在对改进电压电平的调节和/或与现有技术相关联的其他问题的需求。
发明内容
提供了用于检测电流的系统和方法。电流源配置为生成电流并且脉冲检测使能信号被生成。根据检测使能信号对跨电阻检测机构的检测电压进行采样，其中检测电压代表电流的度量。系统包括电流源和电流检测单元。电流源配置为生成电流。电流检测单元耦连到电流源并且配置为生成脉冲检测使能信号并且根据脉冲检测使能信号对跨电阻检测机构的检测电压进行采样。
附图说明
图1A示出根据一个实施例的电功率转换系统，其包括实现为具有单个电感器的电流停泊（current-parking）切换调节器的电功率转换设备；
图1B示出根据一个实施例的、包括多个电功率转换设备的多相切换调节器；
图1C示出根据一个实施例的、具有分立（split）电感器的电流停泊切换调节器；
图2示出根据一个实施例的、用于提供到负载的电流的脉冲采样的方法的流程图；
图3A示出根据一个实施例的电流停泊切换调节器；
图3B示出根据一个实施例的、控制提供到图3A中示出的电流停泊切换调节器的负载的电流的生成和采样的波形；
图3C示出根据一个实施例的、控制信号和电流的生成和采样的波形，所述信号调节图3A所示的电流停泊切换调节器的负载处的电压电平；
图3D示出根据一个实施例的电流检测单元；
图3E示出根据一个实施例的另一个电流检测单元；
图3F示出根据一个实施例的共栅（common-gate）比较器；
图4A示出根据一个实施例的、图3A中示出的电流停泊切换调节器的上游控制器；
图4B示出根据一个实施例的、控制提供到图3A和4A中示出的电流停泊切换调节器的负载的电流的生成和采样的波形；
图4C示出根据一个实施例的、用于基于对提供到负载的电流的脉冲检测来控制所生成的电流的方法的流程图；
图4D示出根据一个实施例的系统，所述系统包括驱动使用共享的电流源和电流检测单元的两个负载的电流停泊切换调节器；
图5A示出根据一个实施例的、用于调节提供到负载的电压电平的方法的流程图；
图5B示出根据一个实施例的、由电流停泊切换调节器所生成的波形；
图5C示出根据一个实施例的、系统内的电流停泊切换调节器的示图；以及
图6示出例示性系统，其中可实现各先前实施例的各架构和/或功能性。
具体实施方式
电功率转换设备将期望的输出电压电平提供到负载，诸如设备。电功率转换设备将从电源（例如电池或主电源）所接收的功率转换到被提供到负载的供电电压电平。使用电感器将附加电流传递到负载并采用对流过电感器的平均电流进行调制的切换机构调节输出电压电平。电容器耦连在负载和接地之间以存储任何过剩电流（被提供通过电感器的电流和传递到负载的电流之间的差）。
图1A示出根据一个实施例的电功率转换系统100，其包括实现为具有单个电感器L1的电流停泊切换调节器的电功率转换设备120。电功率转换设备120可以是多相切换调节器的一个相，如图1B所示。电功率转换设备120配置为通过对从电源108所接收的功率进行转换来在负载110处提供期望的输出电压电平（VL）。电功率转换设备120包括电流控制机构和电压控制机构。电流控制机构耦连到电源108和控制器105，并且可操作为控制流过电感器L1的电流IL1的平均值并确保跨多相切换调节器的多个相提供最小电流。例如，如所示，电流控制机构可包括一个或多个第一切换机构M1和一个或多个第二切换机构M2。切换机构M1和M2每个可包括例如N型功率金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）和/或其他切换机构。虽然为了易于理解而示出单个切换机构M1和M2，但将理解的是，可并行连接多个切换机构M1和M2以增加电流容量、减少传导损耗等。
控制器105配置为将一个或多个控制信号应用到切换机构M1和M2。例如，控制器105可配置为生成脉冲宽度调制（PWM）信号或脉冲频率调制（PFM）信号、PWM和PFM的组合、和/或不同控制信号以根据占空因数选择性地使能切换机构M1和M2。无论具体配置如何，控制器105配置为提供控制信号使得切换机构M1和M2不被并发地使能（即打开）。换句话说，一次仅切换机构M1和M2中的一个被使能。并发地使能切换机构M1和M2以在电源108的供电和接地之间提供直接路径，从而潜在地损坏电功率转换设备120和/或负载110和/或产生不合需要的高功率使用。
与常规电功率转换设备相反，电功率转换设备120除电流控制机构以外包括电压控制机构。电压控制机构耦连在电流控制机构（处于电感器L1的下游末端）和负载110之间并可操作为控制VL。电流控制机构配置为生成“停泊”在电感器L1中的电流IL1。电压控制机构可操作为控制传递到电容器C1的电感器电流IL1的量。这样，电压控制机构包括一个或多个切换机构M3和一个或多个切换机构M4。切换机构M3和M4每个可包括例如N型平面金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）和/或其他切换机构。虽然为了易于理解而示出单个切换机构M3和M4，但将理解的是，可并行连接多个切换机构M3和M4以增加电流容量、减少传导损耗等。
常规电功率转换设备不包括切换机构M3和M4，所以电感器L1将代替地直接耦连到电容器C1和负载110。流过电感器L1并且不被负载110所消耗的任何过剩电流在电容器C1上累积，并且由负载110所汲取的、超过由电感器L1所提供的电流的任何电流由电容器C1来提供。电感器L1抵制电流的改变，从而防止当负载110的电流需求增加时在电感器L1中存储的能量全部立即释放到负载110。电感器的该属性与电容器C1的存储能力一起使VL在稳态运行期间（即当负载110的电流需求相对恒定时）能够足够稳定。然而，在VL中存在一些“脉动（ripple）”，其取决于电感器L1的大小、电容器C1的大小和/或控制器105的切换频率以及其他因素。总地来讲，随着电感器L1的大小的增加，稳态运行（即在负载110处近似恒定的电流需求）期间的输出脉动成比例地减少。因此，可将电感器L1的大小定制得足够大以提供用于负载110的不波动到期望供电电压范围之外的VL。然而，如先前所说明的，常规电功率转换设备典型地无法足够快地对负载110的电流需求的改变做出响应。当负载110的电流需求变化时，减少VL处脉动所需的大电感的L1增加响应时间，产生较大电压偏差。被包括在电功率转换设备120中的电压控制机构使能对负载110的电流需求的改变的较快响应时间，而不必减小电感器L1的大小，其可能使VL处的电压脉动增加。
与切换机构M1和M2相反，跨切换机构M3和M4的电压可以大致小于跨电感器L1的压降。例如，在电感器L1的下游处所供应的电压可以大致等于负载110处的输出电压。因为切换机构M3和M4正切换较低的电压，所以与切换机构M1和M2相比，可从诸如“平面”MOS晶体管的较低电压设备中构建切换机构M3和M4。与诸如功率MOSFET的较高电压设备相比，可典型地以较高频率对较低电压设备进行切换。因此，与切换机构M1和M2相比，对于切换机构M3和M4，由于切换所导致的功率损耗降低。因此比起切换机构M1和M2，可以以大致较高的频率对切换机构M3和M4进行切换。
切换机构M3和M4可被包含在集成电路中，从而与使用分立部件相比潜在地减少所使用的空间和/或降低成本。例如，切换机构M3和M4可与负载110实现在同一集成电路上，可与负载110集成在同一封装上的单独裸片上，或可集成在单独封装上。切换机构M3和M4在典型的数字集成电路处理中可实现为标准电压“核心”晶体管，或者切换机构M3和M4在典型的集成电路处理中可实现为较高电压厚氧化物输入输出晶体管。在优选实施例中，切换机构M4是P型平面MOSFET，切换机构M3是N型平面MOSFET。然而，本领域普通技术人员将理解的是，两种类型MOSFET中的任何一种可用于任何采用适合的栅极驱动电路的切换机构而不脱离本公开的范围。
控制器105可进一步配置为将一个或多个控制信号应用到电压控制机构。例如，控制器105可配置为将控制信号提供到切换机构M3和M4。与提供到切换机构M1和M2的控制信号一样，提供到切换机构M3和M4的控制信号可利用PWM、PFM、bang-bang（继电控制）控制和/或任何其他合适的控制模式以选择性地使能切换机构M3或切换机构M4。在一些实施例中，耦连到切换机构M3和M4的控制信号可与耦连到切换机构M1和M2的控制信号至少部分地同步。在其他实施例中，耦连到切换机构M3和M4的控制信号可与耦连到切换机构M1和M2的控制信号异步。此外，可以以不同于耦连到切换机构M1和M2的控制信号的频率来提供耦连到切换机构M3和M4的控制信号。
无论耦连到切换机构M3和M4的控制信号的具体配置如何，控制器105可配置为选择性地使能切换机构M3并禁止切换机构M4以禁止到负载110的电流IL1的流动。具体来讲，通过使能切换机构M3并禁止切换机构M4，流过电感器L1的瞬时电感器电流IL1转向（divert）经过切换机构M3到接地，而非被传递到电容器C1。相反，通过使能切换机构M4并禁止切换机构M3，大致所有的流过电感器L1的瞬时电感器电流IL1（较小晶体管传导损耗、电感器绕组电阻等）被提供到电容器C1。
控制器105可使用PWM或PFM对电压控制机构进行切换或使用bang-bang技术。不论哪种情况，占空因数（DF）均确定平均被供应到电容器C1的电感器电流IL1的部分。占空因数的范围可从0-100%，其中0%与切换机构M4被禁止（即关闭）并且切换机构M3被使能的状态相对应，100%与切换机构M4被使能并且切换机构M3被禁止的状态相对应。改变占空因数因此改变电容器C1的充电/放电时序—较高的占空因数使到电容器C1和负载110的电流增加。
电容器C1使被提供经过切换机构M4的方波供电电流平滑以生成提供到负载110的ILoad。根据占空因数和电感器电流IL1，将ILoad提供到负载110，如下：ILoad=DF x IL1。与切换机构M1和M2一样，控制信号被提供到切换机构M3和M4使得切换机构M3和M4不被并发地使能以避免在负载110和接地之间提供直接路径（即跨电容器C1短路）。
在稳态运行期间，切换机构M3被禁止并且切换机构M4被使能，使得大致所有的电感器电流IL1被提供到负载110作为ILoad。切换机构M1和M2被选择性地使能（“切换”）以控制电感器电流IL1，从而控制VL。通过该方式，如果提供到负载110的电压（VL）是常量，那么被提供经过切换机构M4的电流大致等于电感器电流IL1。
总之，电流控制机构配置为生成在电感器L1中停泊并经电压控制机构计量到负载110的电流IL1。因为应用到切换机构M3和M4的电压电平是低（即负载110的供电电压），所以切换机构M3和M4可实现为快速、价廉的平面晶体管并可以以很高的频率（例如300MHz）运行，允许对负载110处的电流瞬变的很快响应。当负载110处的电流需求改变时（即非稳态运行），可控制电压控制机构的切换机构M3和M4以通过增加或减少被计量到负载110的电流IL1的量来对电流需求的改变做出快速响应。一般地，电流控制机构的切换频率由于使用不同类型的切换机构而比电压控制机构的切换频率慢。
电功率转换设备120中的集总元件CP表示电感器L1的下游侧上的寄生电容。每当切换机构M3和M4被切换，寄生电容CP充电到负载电压VL（当切换机构M4被使能时）并随后放电到接地（当切换机构M3被使能时）。因此，对于切换机构M3和M4的每个切换循环，
EP＝(CP)VL 2
能量EP通过对寄生电容CP进行充电和放电而被消散。
在电功率转换设备120的典型实施例中，电感器L1是表面安装的0.5uH30A电感器，切换机构M3和M4位于封装上，并且电容器C1是片上（on-chip）和封装上（on-package）的旁路电容。电容器CP包括电感器L1和切换机构M3和M4之间的过孔、板迹线和封装迹线的电容。在典型应用中，电容CP可能总计约500pF。如果CP=500pF并且VL=1V，那么EP是500pJ。对于300MHz的切换频率，150mW被消散在对CP进行充电和放电上。当电功率转换设备120的电流控制机构和电压控制机构配置为调节器的多个相中的一个时，对于由于累积的寄生电容而消散的总能量，EP按相的数目缩放。
该切换功率随着切换机构M3和M4的切换频率（fs）的增加而增加。希望以高频率对切换机构M3和M4进行切换以使所要求的C1的大小最小化，由下面的公式可见
C 1 = I L 1 ( 1 - DF ) f S V R
其中DF是切换机构M4的占空因数并且VR是VL的脉动电压。
例如采用30A的相电流、300MHz的频率以及20mV的脉动电压，所要求的电容C1是每相5uF。C1典型地跨封装上的许多较小电容器分布，以给出低串联电感并根据切换频率提供平坦阻抗。增加切换频率减小了所要求的C1的大小，但以切换功率EP的增加为代价。
诸如电功率转换设备120的电流停泊切换调节器的优点是C1是所需的仅有的滤波电容。作为对比，不包括切换机构M3和M4的常规电功率转换设备依靠大（数百μF）滤波电容以对低频（典型地300kHz）脉动进行滤波。
图1A中示出的电源108、控制器105、切换设备M1和M2和电感器L1的配置典型地称为“buck（降压）”转换器。虽然在该buck转换器的上下文中描述电功率转换设备120，但本领域普通技术人员将理解的是，所描述的调节被提供到负载110的电压的技术可应用到其他“切换模式”功率转换电路，包括但不限于前向转换器、半桥转换器、全桥转换器、反激转换器和/或其变体。
图1B示出根据一个实施例的、包括电功率转换设备120的多相切换调节器150。电功率转换设备120中的每一个是六相切换调节器的一相。每个电功率转换设备120配置为针对六相中的一相通过对从电源108所接收的功率进行转换来在负载110处提供期望的输出电压电平（VL）。单个控制器可用来确定电功率转换设备120中的每一个，或者每个电功率转换设备120可包括专用控制器105（如图1B所示）。单个滤波电容器C1可被不同电功率转换设备120所共享，而非在电功率转换设备120中的每一个中包括滤波电容C1。可采用具有分立电感器的电流停泊切换调节器或常规电功率转换设备来替换电功率转换设备120中的一个或多个。
图1C示出根据一个实施例的电功率转换系统160，其包括被实现为具有分立电感器的电流停泊切换调节器的电功率转换设备180。与图1A中示出的电功率转换设备120相比，电功率转换设备180包括第一电感器L11，所述第一电感器L11与第二电感器L2串联耦连以形成分立电感器。将电感器分立降低了由于第一电感器L11的下游侧上的寄生电容CPA所导致的损耗。
电功率转换设备180可以是多相切换调节器的一相。电功率转换设备180配置为通过对从电源108所接收的功率进行转换来在负载170处提供期望的输出电压电平（VL）。电功率转换设备180包括电流控制机构和电压控制机构。电流控制机构耦连到电源108，并且控制器165可配置为以与控制器105相同的方式生成控制信号，并且控制器165可操作为控制流过电感器L11的电流IL11和流过电感器L2的电流IL2的平均值。例如，如所示，切换机构M11和M12分别以与先前所描述的切换机构M1和M2相同的方式配置并可操作。类似地，切换机构M13和M14分别以与先前所描述的切换机构M3和M4相同的方式配置并可操作。电容器C11实施与电容器C1大致相同的功能。
使用两个不同电感器L11和L2以形成分立电感器减少了切换能量，使得寄生电容的容量落在电感器L11和L2之间，示出为第一寄生电容CPA。在一个实施例中，L11是印刷电路板上（例如分立部件）的0.5μH30A的第一电感器，第二电感器L2是包封负载170的封装中的1nH的电感器。第一寄生电容CPA包括第一电感器L11和第二电感器L2之间的过孔、板迹线和封装迹线的电容。第一寄生电容CPA可以是近似490pF。第二寄生电容CPB主要包括切换机构M13和M14的漏电容并可以是近似10pF。如果CPB=10pF并且VL=1V，那么EP是10pJ，并且对于500MHz的切换频率，5mW被消散在对CPB进行充电和放电上。
对于电容器C11，500MHz的切换频率允许使用0.5μF的电容器（在一些实施例中实现为较小电容器的分布式阵列）。可通过围绕承载电流IL2的迹线或块集成铁氧体磁环（ferrite bead）、或通过简单地在与接地回路的合适距离处使迹线运转（使第二电感器L2成为平面空心电感器）来形成第二电感器L2的1nH的电感。由L2和第一寄生电容CPA所形成的振荡回路的谐振频率fr=230MHz。因此，只要切换机构M13和M14的切换频率与fr相比是高的，则第一寄生电容CPA的电容被高效地与切换节点VL隔离。因为第一寄生电容CPA位于第一电感器L11和第二电感器L2之间，所以CPA是隔离的并且是无损的。任何过剩电流存储在由第一电感器L11和第二电感器L2所形成的分立电感器中。
脉冲电流采样
图1A所示的控制器155可以配置为基于所生成的电流IL1的量调节电流控制机构。因此，电流检测单元可以配置为对电流IL1进行采样并且提供到控制器105的输入。电流检测单元包括耦连到电感器L1的下游端的电阻检测机构以对VD进行采样。VD的电平与电流IL1相对应。电流检测单元可以将VD的样本提供到控制器105。类似地，包括耦连到图1C所示的电感器L2的下游端的电阻检测机构的电流检测单元可以将VD的样本提供到控制器165。
图2示出根据一个实施例的、用于被提供到负载110或170的电流的脉冲采样的方法的流程图200。在步骤205，电流源配置为生成电流IL1或IL2。在步骤210，生成脉冲检测使能信号。在步骤215，根据检测使能信号对跨电阻检测机构的电压进行采样。该电压与电流IL1或IL2相对应。
现在将关于各种可选架构和特征阐述更示例性的信息，前述框架根据用户意愿可以采用或可以不采用所述各种可选架构和特征来实现。应强烈注意的是，下面的信息出于示例性目的而被阐述，并且不应视为以任何方式加以限制。任何下面的特征可被可选地包含，排斥或不排斥所描述的其他特征。
常规的电流检测技术连续地对与电流相对应的电压进行采样。功率在连续采样期间被消耗。典型地通过测量跨检测电阻器的电压来测量电流。如果切换调节器的相位可以携载0和30A之间的电流i，并且使用5mOhm检测电阻器，则检测电压VR将在0和150mV之间。在峰电流处，检测电阻器将消散4.5W，造成显著的效率损耗并且可能需要大的部件来消散所生成的热量。
在检测电阻器中所消散的功率可以通过不连续地检测电流来大大降低。相反，代表电流的度量的检测电压可以仅当需要时被检测。在电压不被检测期间，检测电阻器可被旁路。更具体地，脉冲使能信号可以用来仅在脉冲期间对检测电压进行采样而非连续地对检测电压进行采样以测量电流。
脉冲可以确保当切换机构M1被使能时（即当电流IL1被生成时）或当切换机构M1被使能并且切换机构M4被禁止时（即当电流IL1被生成并且电流IL1的一部分没有正在被提供到负载110时）对检测电压（例如VD）进行采样。对于脉冲采样来说，与连续采样相比，采样期间的功率消耗被降低。此外，与配置为实施连续采样的电路相比，实施脉冲检测所需要的电阻检测机构的大小可以被降低。
图3A示出根据一个实施例的电功率转换系统300内的电流停泊切换调节器302。尽管图3A中示出了单个电感器L1，但是如先前结合图1C所描述的，可以包括第二电感器。上游控制器305配置为生成耦连到切换机构M1和M2的栅极的信号，所述信号使能和禁止切换机构M1和M2。当切换机构M1被使能时，电流源（即电感器L1）耦连到电源108，当切换机构M2被禁止时，电流源从电流宿解耦或隔离。当切换机构M2被使能时，电流源耦连到电流宿，当切换机构M1被禁止时，电流源从电源108解耦或隔离。上游控制器305使能和禁止切换机构M1和M2以生成电流IL1。在一个实施例中，上游控制器305配置为PWM控制器。
上游控制器305可配置为实施电流模式控制，因为如结合图1B所描述的，当多个电压控制机构配置为在不同相位进行操作以调节VL时，上游控制器305调节相电流的和而非下游的电压电平。上游控制器305可配置为通过基于在电感器L1的下游侧处检测电流IL1控制IL1的生成来调节绝对电感器电流IL1。
电流检测单元315耦连到电感器L1的下游侧并且接收来自上游控制器305和下游控制器310的输入信号。输入信号指示何时使能切换机构M1以及何时禁止切换机构M4。输入信号还可以指示何时将使能切换机构M3。如结合图3D和3E所详细描述的，电流检测单元315通过检测跨电阻机构的VD处的电压电平来检测电流IL1。检测电压的电平代表电流的度量并且被提供到上游控制器305。上游控制器305使用所检测的电压电平来生成使能和禁止切换机构M1和M2的信号以生成电流IL1。
图3B示出根据一个实施例的、控制电路IL1的生成和采样的波形318。由上游控制器305生成的第一信号使能/禁止切换机构M1（即驱动NMOS晶体管的栅极）。在电流检测单元315内生成的检测使能信号可以当切换机构M1被使能时搏动以对电压进行采样。电流IL1在切换机构M1被使能的同时增加并且在切换机构M1被禁止的同时减小。
上游控制305可以配置为PWM控制器，其当振荡器生成上升沿时使能切换机构M1并且当由电流检测单元315所检测的电压达到阈值时禁止切换机构M1。电流检测仅当切换机构M1被使能（典型地3us PWM周期中的250ns）时才需要并且仅在切换机构M1被使能的时间结尾附近。因此，在一个实施例中，电流检测单元315内的电阻检测机构可在除3us PWM周期的100ns外的时间内被旁路，与连续采样相比，将功率消散降低到功率消散的1/30，从4.5到150mW。
可以通过保持检测带宽比要求高得多来进一步降低功率。例如，以200MHz进行操作的数字控制器仅需要5ns一次的电流样本。如果可以在500ps中获得样本，则甚至当切换机构M1被使能时，也可以通过以10%的占空因数置位检测使能信号来操作电流检测单元315内的电阻检测机构，将检测功率进一步到降低15mW。
除当切换机构M1被使能时使检测使能信号搏动之外，电流检测单元315还可以配置为基于由下游控制器310生成的第一信号和第二信号使检测使能信号搏动。
返回参考图3A，在一个实施例中，下游控制器310是bang-bang控制电路，其配置为将负载110处的电压电平VL保持在最小电压电平（Vmin）和最大电压电平（Vmax）之间的指定电压范围内。例如，当VL的标称电压电平是1伏特并指定20mV的脉动时，Vmin指定为.99V，Vmax指定为1.01V。
下游控制器310配置为生成耦连到切换机构M3和M4的栅极的信号，所述信号使能和禁止切换机构M3和M4。当切换机构M3被使能时，电流源（即电感器L1）耦连到电流宿（即接地），当切换机构M3被禁止时，电流源从电流宿解耦或隔离。当切换机构M4被使能时，电流源耦连到负载110，当切换机构M4被禁止时，电流源从负载110处解耦或隔离。
在一个实施例中，如图3A所示，切换机构M3是N型平面MOS晶体管，切换机构M4是P型平面MOS晶体管。由下游控制器310所生成的信号配置为防止切换机构M3和M4的漏极上的重叠（overlap）电流和过电压。具体来讲，一次仅使能切换机构M3和M4中的一个。
在使能切换机构M4之前禁止切换机构M3，以确保切换机构M3和M4二者均被禁止时的“停滞时间（dead-time）”。切换机构M3和M4的漏极的寄生电容在停滞时间期间由电流IL1所充电，并且当跨寄生电容的电压达到VL时切换机构M4被使能，使得电流不从负载110流到电感器L1。切换机构M3被禁止的时刻以及切换机构M4被使能的时刻之间的停滞时间被控制，以允许电感器L1在切换机构M4被使能之前将切换机构M4的漏极充电到VL。停滞时间还确保当切换机构M4被使能时切换机构M3被禁止，以避免来自负载110的击穿电流经过切换机构M4和M3到接地。
类似地，切换机构M4被禁止的时刻和切换机构M3被使能的时刻之间的停滞时间被控制以使切换机构M4的漏极在切换机构M3被使能之前免于被IL1充电得太高。切换机构M4被禁止的时刻以及切换机构M3被使能的时刻之间的停滞时间还确保当切换机构M3被使能时切换机构M4被禁止，以避免来自负载110的击穿电流经过切换机构M4和M3到接地。
图3C示出根据一个实施例的、控制第一和第二信号和电流IL1的生成和采样的波形320，该第一和第二信号调节图3A所示的电流停泊切换调节器的负载110处的电压电平。由使能/禁止切换机构M1的上游控制器305生成M1使能信号。由下游控制器310生成信号D以控制电压控制机构的操作并且信号D的占空因数是下游控制器310的占空因数。具体地，信号D控制电流的被提供到负载110的部分并且因此与电流IL1的由负载110所消耗的部分相对应。信号D用来生成第一信号和第二信号。
由下游控制器310输出的第一信号控制（即使能和禁止）切换机构M4，第二信号控制切换机构M3。当切换机构M4是P型MOS晶体管时，第一信号的反相版本耦连到P型MOS晶体管的栅极。为了理解图3C中示出的波形315，示出反相的第一信号。当第一信号的反相版本是高时，切换机构M4被使能，当第一信号的反相版本是低时，切换机构M4被禁止。类似地，当第二信号是高时切换机构M3被使能，当第二信号是低时切换机构M3被禁止。
针对使能切换机构M3的第一信号和使能切换机构M4的第二信号可使用单独的延迟。此外，针对第一和/或第二信号的上升跃迁和下降跃迁可使用不同的延迟。延迟控制当切换机构M3和M4二者均被禁止（即当反相第一信号和第二信号被取非时）以及电流源从负载解耦并从电流宿解耦时停滞时间的持续期。切换机构M3被禁止的时刻和切换机构M4被使能的时刻之间的“使能”停滞时间的持续期可能不同于切换机构M4被禁止的时刻和切换机构M3被使能的时刻之间的“禁止”停滞时间的持续期。
“禁止”停滞时间发生在切换机构M4被第一信号所禁止的时刻和检测使能信号被置位和/或切换机构M3被第二信号所使能的时刻之间。“使能”停滞时间发生在切换机构M3被第二信号所禁止的时刻和切换机构M4被第一信号所使能的时刻之间。在禁止和使能停滞时间期间，切换机构M3和M4被禁止（即当反相的第一信号和第二信号被取非时）。因此，电流源从电流宿和负载二者解耦。使能停滞时间可以比禁止停滞时间长，以由电流IL1对电流源和电压控制机构之间的切换机构M3和M4的漏极处的寄生电容进行充电。当切换机构M4是N型MOS晶体管时，第一信号的反相版本耦连到切换机构M4的栅极。
在电流检测单元315内生成的检测使能信号可以在切换机构M1被使能、切换机构M4被禁止并且在切换机构M3被使能之前的时刻（即当M1使能和第一信号二者都被置位并且第二信号被取非时）搏动以对电压进行采样。使检测使能信号搏动终止禁止停滞时间，因为电流检测单元315将电流转向经过电阻检测机构到电流宿以对电压进行采样。在另一个实施例中，如在图3C中由交替的检测使能和交替的第二信号所示的，在电流检测单元315内生成的检测使能信号可以在切换机构M1被使能、切换机构M4被禁止并且在切换机构M3已经被使能之后的时刻搏动以对电压进行采样。延迟脉冲以在切换机构M3被使能之后对电压进行采样，这样避免当切换机构M3被首次使能时发生的任何电流瞬变，以使得在交替的检测使能的脉冲期间所采样的电压更准确地反映电流IL1。在一个实施例中，如由交替的第二信号所示的，在引导电流经过电阻检测机构的脉冲期间禁止切换机构M3。交替的第二信号可以根据反相交替的检测使能信号和第二信号的逻辑与产生。
检测使能信号可以在电压被采样之后以及直到第二信号被取非为止保持被置位。可替代地，检测使能信号可以当电压被采样时被置位，并且随着第二信号被置位被取非。在一些情况下，诸如当负载110的电流需求为高时，下游控制器310可以不足够频繁地禁止切换机构M4，以使得检测使能信号可以根据需要频繁搏动以将样本提供到上游控制器305。因此，下游控制器310可以配置为周期性地禁止切换机构M4足够长时间用于检测使能信号搏动并且对电压进行采样。
图3D示出根据一个实施例的电流检测单元315。电流检测单元315接收来自上游控制器305和下游控制器310的输入（例如电流和电压使能信号），所述输入由电流检测控制器320用来生成检测使能信号。电阻器R操作为电阻检测机构并且与旁路机构M8并行耦连。电阻检测机构和旁路机构与切换机构M3串联耦连。在一个实施例中，旁路机构M8是具有低于电阻检测机构的电阻的NMOS晶体管。当不使检测使能信号搏动（即当检测使能信号被取非时）并且切换机构M3被使能时，旁路机构被使能。当使检测使能信号搏动（并且切换机构M3被使能）时，对检测电压VR进行采样并且比较器318将VR与参考电压（Vref）相比较以确定是否已经达到用于相位的最大电流。比较的结果是被提供到上游控制器305的电流的度量。
电阻器R可以用与旁路机构M8并行耦连的（总是被使能的）一个或多个晶体管代替。如图3B所示，电流检测单元315可以与检测使能信号一起使用。如在电流检测单元315中所示的包括电阻检测机构和旁路机构的电流检测结构可以用来对检测电压进行采样以提供电流的度量。例如，电流检测结构可以插入切换结构M4和负载110之间以检测由负载110所消耗的电流。当不使检测使能信号搏动以对检测电压进行采样时（即当检测使能信号被取非时）旁路机构将被使能，并且在切换机构M4被使能期间检测电压（VL）将被采样。尽管在电压调节器的上下文内示出了电流检测结构，但是电流检测结构可以用来检测其他电路中的电流。检测通过根据检测使能信号即当需要电流的度量时对检测电压进行采样以非连续的方式实施。
图3E示出根据一个实施例的另一个电流检测单元325。电流检测单元325可以代替在图3A所示的电流停泊切换调节器302中的电流检测单元315使用。电流检测单元325接收来自上游控制器305和下游控制器310的输入（例如电流和电压使能信号），所述输入由电流检测控制器322用来生成检测使能信号。切换机构M9由检测使能信号控制以引导电流经过电阻检测机构（即电阻器R）。切换机构M9和电阻检测机构与切换机构M3并行耦连。在一个实施例中，切换机构M9是电阻检测机构并且电阻器R被省略。在又一个实施例中，切换机构M9和电阻器串联形成电阻检测机构。在这后两个实施例中，在耦连到切换机构M3的切换机构M9的上部终端处检测VR。电阻检测机构具有高于切换机构M3的电阻并且跨电阻检测机构对VR进行采样。
当使检测使能信号搏动时，对检测电压VR进行采样并且将其提供到上游控制器305。如在图3C中作为交替的检测使能信号所示的，当切换机构M4被禁止时并且在第二信号被置位之后，可以使检测使能信号搏动，以避免刚好在切换机构M3被使能之后发生的电流瞬变期间测量电流。可以使用第二信号使能切换机构M9并且可以通过反相交替的检测使能信号和第二信号（在图3C中示出为交替的第二信号）的逻辑与使能切换机构M3，以使得在脉冲期间所有电流被转向经过电阻检测机构。在VR已经被采样之后，切换机构M9可以在协助切换机构M3降低电压VD的脉冲之后保持被使能。
在一个实施例中，当切换机构M4被禁止时并且在第二信号被置位以使能切换机构M3之前，使检测使能信号搏动（如在图3C中由检测使能信号和第二信号所示的）。可以通过检测使能信号和第二信号的逻辑或使能切换机构M9，以使得在VR已经被采样之后切换机构M9协助切换机构M3降低电压VD。在一个实施例中，第二信号可以在检测使能信号的脉冲之后被置位500ps以使能切换机构M3。
图3F示出根据一个实施例的共栅比较器330。共栅比较器330可以代替图3D和3E所示的比较器318使用。上游控制器305从电流检测单元315或325接收VR和Vref之间的比较结果。在一个实施例中，VR在0和150mV之间变化。共栅比较器330包括配置为转换模拟信号以生成控制传输晶体管（pass transistor）的栅极的Vref的DAC332。传输晶体管接收VR并且传送VR以当VR大于Vref-Vthreshold时产生指示IL1大于用于相位的最大电流的比较结果，其中Vthreshold是传输晶体管的阈值电压。通门锁存器（pass-gate latch）334采集当检测使能信号搏动时的比较结果以产生被提供到上游控制器305的结果。
当要求实际电流度量-而非仅针对参考值的比较时，传输晶体管和DAC332可以被操作为逐次逼近A/D转换器。例如，可以通过在3ns中操作传输晶体管和DAC332六次来实施6位电流测量以生成电流度量的每个位。
图4A示出根据一个实施例的、图3A中示出的电流停泊切换调节器302的上游控制器305。上游控制器305可配置为提供大于由负载110所消耗的电流的电流IL1的储备量。例如，假定由负载110所消耗的电流是8安培，可通过将IL1维持在10安培的目标电流来提供20%的储备。参考电压Vref被设置为与目标电流相对应的值。VR随着IL1增加而增加并且VR随着IL1减小而减小。当VR大于Vref时，上游控制器305降低IL1。在一个实施例中，Vref基于与负载110相关联的处理工作量而变化。例如，就在发起繁重工作量之前，增加Vref以增加电流。
设置重置触发器415被振荡器425以PWM频率（典型地，300kHz）设置并由指示电流IL1何时大于用于相位的最大电流的电流检测单元315或325所生成的结果重置。触发器415的Q输出驱动电流控制单元405，所述电流控制单元405生成用于电流控制机构的切换机构M1和M2的使能信号。在一个实施例中，电流控制单元405是半桥驱动器。当R输入是低并且振荡器425的输出是高时，Q输出是高。Q输出将留在高直到R输入是高为止。每当R输出是高时（当IL1小于用于相位的最大电流时），Q输出是低。当Q是高时电流控制单元405使能切换机构M1并禁止切换机构M2以增加电流IL1。当Q是低时电流控制单元405禁止切换机构M1并使能切换机构M2以减少电流IL1。由电流控制单元405所生成的使能信号应是非重叠的，使得电源108的输出不短接到接地。被提供到切换机构M1的使能信号可配置为实现自举（bootstrap）电源以生成电源108的电压（例如12V）之上的栅极驱动。
图4B示出根据一个实施例的、控制电流IL1的生成和采样的波形400。由上游控制器305生成的M1使能信号使能/禁止切换机构M1（即驱动NMOS晶体管的栅极）。在电流检测单元315或325内生成的检测使能信号可以搏动以在切换机构M1被使能的同时多次对VR进行采样。电流IL1在切换机构M1被使能的同时增加并且上游控制器305可以配置为当VR的样本指示IL1尚未超过最大电流时生成检测使能信号的另一个脉冲。
在一个实施例中，上游控制器305可以配置为基于VR的至少一个样本预测电流将达到峰值（例如最大电流）的时刻。上游控制器305可以线性插值VR的前两个样本以确定何时生成检测使能信号的脉冲以采集VR的另一个样本。线性插值用来在切换机构M1被使能的同时基于VR的两个或更多个先前样本确定VR将何时等于或超过Vref。
图4C示出根据一个实施例的、用于基于电流的脉冲检测控制所生成的电流IL1的方法的流程图430。在步骤435，电流源配置为生成电流IL1。在步骤438，电压控制机构配置为将所生成的电流IL1的一部分提供到负载110以调节VL。在步骤440，电流检测单元315或325生成脉冲检测使能信号。在步骤445，根据检测使能信号对跨电阻检测机构的检测电压进行采样。检测电压与电流IL1相对应。在步骤450，将检测电压VR（即IL1的度量）提供到上游控制器305。在步骤455，上游控制器305基于IL1的度量调整IL1。
图4D示出根据一个实施例的系统470，系统470包括驱动使用共享的电流源和电流检测单元315或325的、具有独立控制器电压VLA和VLB的两个负载110-A和110-B的电流停泊切换调节器。如图5B所示，单个电感器L1提供电流IL1，其一部分被提供到两个负载110-A和110-B中的每一个。在一个实施例中，电流IL1的一部分不被同时提供到两个负载110-A和110-B。滤波电容器C1A耦连到负载110-A，滤波电容器C1B耦连到负载110-B。单独的下游控制器310-A和310-B以及各自的切换机构M4A和M4B与负载中的每一个相关联。然而，切换机构M3可被下游控制器310-A和310-B所共享。下游控制器310-A和310-B每个可以是下游控制器310。
由下游控制器310-A和310-B所生成的D输出信号DA和DB被组合以给予负载110-A运行优先权。在一个实施例中，负载110-A是最重要的或最高电流的负载。当DA是高时，切换机构M4A被使能，将电流源耦连到负载110-A，并且切换机构M4B和M3均被禁止。当切换机构M4A被使能时，电流IL1被提供到电容器CA1，VLA斜升而VLB斜降。当DA是低时DB可以是高，使能切换机构M4B并禁止切换机构M4A和M3。当切换机构M4B被使能时，电流IL1被提供到电容器C1B，VLB斜升而VLA斜降。当DA和DB均是低时，切换机构M3被使能并且切换机构M4A和M4B均被禁止，导致电流IL1“停泊”在电感器L1中，同时VLA和VLB斜降。系统550的有效占空因数是由DA和DB的逻辑“或”所形成的信号的占空因数。
因为一次仅使能切换机构M4A和M4B中的一个，所以单个电流检测单元315或325可以用来测量电流IL1并且将VR提供到上游控制器305。类似地，单个电流检测单元315或325可以用在图1B的多相切换调节器150中，所以电阻检测机构和比较器可以跨所有相位共享。可替代地，可以为每个相位提供单独的电流检测机构，以使得用于每个相位的电感器中的电流可以独立地被控制。
图5A示出根据一个实施例的、用于使用下游控制器310（或包括下游控制器的控制器105或165）调节被提供到负载110或170的电压电平的方法的另一流程图500。在步骤502，初始化电压控制机构中的切换机构。具体来讲，禁止切换机构M3并使能切换机构M4。在另一实施例中，辅助供电电压VST被提供到下游控制器，并采用在电源108将供电电压提供到电流源之前将辅助供电提供到下游控制器的步骤来替换步骤502。
在步骤505，上游控制器305（或控制器105或165）配置电流控制机构以生成通过电感器L1的电流IL1。电流控制机构可配置为提供大于负载110或170所需的平均电流的电流。在步骤510，下游控制器配置电压控制机构以将电流的一部分提供到负载110或170以调节负载110处的电压电平VL。在步骤515，下游控制器确定VL是否大于Vmax，并且如果是，那么在步骤525，切换电压控制机构，以将电流源从负载110或170解耦并将电流源（即电感器L1）耦连到电流宿（即接地）以将IL1的较小部分提供到负载110或170以降低VL。在步骤525之后，下游控制器返回到步骤515。
如果在步骤515，VL不大于Vmax，那么在步骤530，下游控制器确定VL是否小于Vmin。如果VL小于Vmin，那么在步骤535下游控制器配置电压控制机构，以将电流源耦连到负载110或170并将电流源从电流宿解耦以将IL1的较大部分提供到负载110或170以增加VL。在步骤535之后，下游控制器返回到步骤515。否则，当VL不大于Vmax并且不小于Vmin时（即VL在由Vmin和Vmax所限界的范围内），那么下游控制器返回到步骤515。
电流的被提供到负载110或170的部分由信号D所确定，所述信号D由下游控制器310生成。信号D交替地使能第一切换机构M4，允许电流的一部分流到负载110或170，同时禁止第二切换机构M3，并随后使能第二切换机构以将电感器L1（或用于电功率转换设备180的L2）拉到接地，同时禁止第二切换机构以将负载110或170与电感器隔离。响应于电流瞬变，下游控制器310快速地增加或减少电流的被提供到负载110或170的部分，并将电压电平VL维持在由Vmin和Vmax所限界的预定范围内。具体来讲，当VL大于Vmax时，D变成低以使电流转向离开负载170，当VL小于Vmin时，D变成高以使负载170得到电流。
图5B示出根据一个实施例的、由电流停泊切换调节器302所生成的波形550。上游控制器是将电流IL1维持在最大电流以下的PWM控制器（如图4A所示）。下游控制器可以是bang-bang控制器，其配置为将VL维持在由Vmin和Vmax所限界的范围内。
顶部迹线是信号D的占空因数（DF），其随着电流IL1（第三迹线）的减少而增加以将恒定的电流提供到负载。第二迹线是由耦连到切换机构M1（M1使能）的上游控制器305所生成的使能控制信号的第一信号。当M1栅极为高时，通过电感器L1的电流IL1由于电感器L1的上游侧连接到（12V）电源108而陡峭地斜升。当M1栅极为低时，电流IL1由于电感器L1的上游侧通过切换机构M2连接到GND而缓慢地衰减。
在产生波形550的仿真中，存在在5μs处的负载电流ILoad从20A到23A的电流瞬变以及在12μs处的目标占空因数从0.7到0.77的阶跃变化。电流瞬变导致占空因数DF的阶跃增加和下游控制器310（实现为bang-bang控制器）的工作频率的阶跃减少，但电压VL留在由Vmin和Vmax所限界的范围中。
图5C示出根据一个实施例的、包括电流停泊切换调节器的系统560。系统560中的电流停泊切换调节器可以分别是图1A和1C中示出的电功率转换设备120和180中的一个，或图3A和4A中示出的电流停泊切换调节器中的一个。
电源108耦连到具有电感器L1的电流停泊切换调节器的电流控制机构和电压控制机构。在可替代实施例中，电源108耦连到具有电感器L11和L2的电流停泊切换调节器的电流控制机构和电压控制机构。上游控制器305配置为生成通过电感器L1的电流。下游控制器510可以是下游控制器310，并配置为调节负载处即电路580处的电压电平。在一个实施例中，下游控制器510配置为将电路580处的电压电平维持在由Vmin和Vmax所限界的预定范围内。
电感器L1位于包封电路580的封装570外。第二电感器L2（未示出）可位于封装570内，与第一寄生电容CPA相比降低第二寄生电容CPB，如结合图1C所描述的。第二电感器L2、切换机构M3和M4（或M13和M14）以及电容器C1（或C11）可被制造作为包括电路580的裸片575的一部分。在一个实施例中，第二电感器L2平面空心电感器以及切换机构M3和M4（或M13和M14）是平面MOS晶体管。
电流检测单元315或325耦连在下游控制器510和上游控制器305之间。虽然图5C中示出具有分立电感器的电流停泊切换调节器的单个相，但具有分立电感器的电流停泊切换调节器的多个相或一个或多个电流停泊切换调节器的组合可与一个或多个常规电功率转换设备来一起使用以对电路580进行供电。
图6示出在其中可实现各先前实施例的各架构和/或功能性的示例性系统600。如所示，提供了系统600，其包括至少一个连接到通信总线602的中央处理器601。通信总线602可使用任何合适的协议来实现，诸如外围部件互连（PCI）、PCI-Express、AGP（加速图形端口）、超传输、或任何其他总线或点对点通信协议。系统600还包括主存储器604。控制逻辑（软件）和数据存储在可采取随机存取存储器（RAM）形式的主存储器604中。
系统600还包括输入设备612、图形处理器606以及显示器608，所述显示器608即常规CRT（阴极射线管）、LCD（液晶显示器）、LED（发光二极管）、等离子显示器等等。可从输入设备612例如键盘、鼠标、触摸板、扩音器等接收用户输入。在一个实施例中，图形处理器606可包括多个着色器模块、光栅化模块等。前述模块中的每一个实际上可布置于单个半导体平台上以形成图形处理单元（GPU）。
在本描述中，单个半导体平台可以指单独一个的基于半导体的集成电路或芯片。应注意的是，术语单个半导体平台还可以指具有增强的连通性的多芯片模块，其仿真片上操作，并通过利用常规中央处理单元（CPU）和总线实现方案做出实质的改进。当然，各模块还可根据用户的期望分开地或以半导体平台的各种组合来布置。图5A和5B中分别示出的系统550和500中的一个或多个可被包含在系统600中以对芯片中的一个或多个进行供电。
系统600还可包括二级存储610。二级存储610包括例如硬盘驱动器和/或表示软盘驱动器、磁带驱动器、压缩光盘驱动器、数字通用光盘（DVD）驱动器、记录设备、通用串行总线（USB）闪存的可移动存储驱动器。可移动存储驱动器以公知的方式从可移动存储单元读取和/或写入到可移动存储单元。计算机程序或计算机控制逻辑算法可存储在主存储器604和/或二级存储610中。这类计算机程序当被执行时使得系统600能够实施各种功能。主存储器604、存储610和/或任何其他存储是计算机可读介质的可能的示例。
在一个实施例中，可在以下内容的上下文中实现各先前示图的架构和/或功能性：中央处理器601、图形处理器606、能够具有中央处理器601和图形处理器606二者的能力的至少一部分的集成电路（未示出）、芯片集（即设计为作为用于实施相关功能的单元来工作和出售的集成电路组等）和/或用于此的任何其他集成电路。
还有就是，可在以下内容的上下文中实现各先前示图的架构和/或功能性：通用计算机系统、电路板系统、专用于娱乐目的的游戏机系统、特定于应用的系统和/或任何其他所期望的系统。例如，系统600可采取台式计算机、膝上型计算机、服务器、工作站、游戏机、嵌入式系统和/或任何其他类型的逻辑的形式。还有就是，系统600可采取各种其他设备的形式，包括但不限于个人数字助理（PDA）设备、移动电话设备、电视机等。
进一步地，虽然未示出，但系统600可耦连到网络（例如电信网络、局域网（LAN）、无线网、诸如互联网的广域网（WAN）、对等网络、电缆网络等等）用于通信目的。
虽然上文已描述了各实施例，但应理解的是它们通过仅示例而非限制的方式加以呈现。因此，优选实施例的宽度和范围不应被上文所述的示例性实施例中的任何一个所限制，而应仅根据下面的权利要求和其等同物来加以限定。

Claims (20)

1.一种方法，包括：
配置电流源为生成电流；
生成脉冲检测使能信号；以及
根据所述脉冲检测使能信号对跨电阻检测机构的检测电压进行采样，其中所述检测电压代表对所述电流的度量。
2.根据权利要求1所述的方法，其中所述电阻检测机构包括金属氧化物半导体（MOS）晶体管。
3.根据权利要求2所述的方法，其中所述电阻检测机构进一步包括与所述MOS晶体管串联耦连的电阻器。
4.根据权利要求1所述的方法，其中所述电阻检测机构进一步包括由所述脉冲检测使能信号使能的旁路机构。
5.根据权利要求4所述的方法，其中所述旁路机构包括具有与所述电阻检测机构相比更低的电阻的至少一个MOS晶体管。
6.根据权利要求1所述的方法，其中所述电阻检测机构进一步包括旁路机构并且所述脉冲检测使能信号配置为使能所述电阻检测机构以在使能所述旁路机构之前对所述检测电压进行采样。
7.根据权利要求1所述的方法，其中所述电流的所述生成包括基于所述检测电压交替地使能第一切换机构以将所述电流源耦连到电源同时禁止第二切换机构以将所述电流源从电流宿解耦，并随后基于所述检测电压禁止所述第一切换机构以将所述电流源从所述电源解耦同时使能所述第二切换机构以将所述电流源耦连到所述电流宿。
8.根据权利要求7所述的方法，其中所述脉冲检测使能信号的所述生成包括在所述第一切换机构被使能期间使所述脉冲检测使能信号搏动。
9.根据权利要求8所述的方法，其中所述检测使能信号的所述生成进一步包括：
使所述脉冲检测使能信号搏动以产生第一样本；以及
当所述第一样本指示所述电流尚未达到峰值时，使所述脉冲检测使能信号搏动以产生第二样本。
10.根据权利要求8所述的方法，其中所述检测使能信号的所述生成进一步包括：
使所述脉冲检测使能信号搏动以产生第一样本；
使所述脉冲检测使能信号搏动以产生第二样本；以及
基于所述第一样本和所述第二样本预测所述电流将达到峰值的时刻。
11.根据权利要求7所述的方法，其中所述脉冲检测使能信号的所述生成包括在所述第一切换机构被使能并且所述电流源从负载解耦期间使所述脉冲检测使能信号搏动。
12.根据权利要求1所述的方法，其中当所述电流从负载解耦时所述脉冲检测使能信号被置位。
13.根据权利要求1所述的方法，其中在所述采样之前，所述脉冲检测使能信号使能所述电阻检测机构。
14.根据权利要求1所述的方法，进一步包括基于参考电压和所述检测电压之间的比较调整由所述电流源生成的所述电流的量。
15.根据权利要求14所述的方法，其中所述参考电压根据处理工作量而设置。
16.根据权利要求1所述的方法，其中所述电流大于调节负载处的输出电压电平所需的平均电流。
17.根据权利要求1所述的方法，其中所述电流源包括电感器。
18.一种电功率转换设备，包括：
电流源，其配置为生成电流；以及
电流检测单元，其耦连到所述电流源并且配置为：
生成脉冲检测使能信号；以及
根据所述脉冲检测使能信号对跨电阻检测机构的检测电压进行采样，其中所述检测电压代表所述电流的度量。
19.根据权利要求18所述的电功率转换设备，进一步包括上游控制器，所述上游控制器配置为：
将所述电流源耦连到电源以增加所述电流；以及
将所述电流源从所述电源解耦以减小所述电流。
20.根据权利要求18所述的电功率转换设备，其中在所述电流源耦连到电源期间使所述脉冲检测使能信号搏动以对所述检测电压进行采样。
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