CN104022644A

CN104022644A - 多相电流停泊切换调节器

Info

Publication number: CN104022644A
Application number: CN201310741854.0A
Authority: CN
Inventors: 威廉·J·达利
Original assignee: Nvidia Corp
Current assignee: Nvidia Corp
Priority date: 2013-03-01
Filing date: 2013-12-27
Publication date: 2014-09-03
Also published as: TW201435535A; DE102013114620A1; US9201434B2; TWI529510B; DE102013114620B4; US20140247025A1

Abstract

本公开提供多相电流停泊切换调节器。获得目标电流并基于调节器相位的效率特性计算将目标电流提供到负载所需的调节器相位的数目。调节器相位配置为将目标电流提供到负载。多相电功率转换设备包括至少两个调节器相位以及多相控制单元。多相控制单元配置为获得目标电流、基于调节器相位的效率特性计算将目标电流提供到负载所需的调节器相位的数目、以及配置调节器相位以将目标电流提供到负载。

Description

多相电流停泊切换调节器

技术领域

本发明涉及调节器（regulator）电路，并且，更具体地，涉及多相调节器电路。

背景技术

在高性能数字系统中使用的、诸如微处理器和图形处理器的常规设备可基于处理的工作量而具有变化的电流需求。例如，当逻辑块在停顿之后重启时或当新请求发起诸如新图像的生成的大计算时，电流需求可能显著增加。相反，当逻辑块成为空闲时电流需求可能显著减少。当电流需求增加并且没有充足的功率时，提供到设备的供电电压可能掉到临界电压电平之下，潜在地使设备无法正确运行。当电流需求减少并且提供到设备的供电电压上升到临界电压电平之上时，设备内的电路可能无法正确运行并甚至可能遭到破坏。

常规的多相切换调节器是在供电电源和设备之间相接的电功率转换设备，对设备提供电流并对电流需求的改变做出响应以维持供电电压电平。然而，常规多相切换调节器依靠大电感器用于电压转换，并且大电感器限制了常规多相切换调节器对电流需求中的显著改变（即电流瞬变）做出快速响应的能力。典型的30A相位的常规多相切换调节器可使用0.5μH的电感器用于电压转换。电流响应被限制在di/dt=V/L，对于V=11V（将12V输入降到1V供电电压电平）和L=0.5μH，得到22A/μs。提供到设备的电流增加10A将要求至少500ns。此外，脉冲宽度调制切换操作的同步将使常规多相切换调节器的电流响应时间增加若干微秒。当设备的时钟周期小于电流响应时间时，设备可能无法正确运行。500MHz的时钟具有2ns的周期，所以在500ns的电流响应时间期间可出现数百个时钟周期。

因此，存在对改进电压电平的调节和/或与现有技术相关联的其他问题的需求。

发明内容

提供用于调节负载处的电压的系统和方法。获得目标电流并基于调节器相位的效率特性计算将目标电流提供到负载所需的调节器相位的数目。调节器相位配置为将目标电流提供到负载。多相电功率转换设备包括至少两个调节器相位和多相控制单元。多相控制单元配置为获得目标电流、基于调节器相位的效率特性计算将目标电流提供到负载所需的调节器相位的数目、以及配置调节器相位以将目标电流提供到负载。

附图说明

图1A示出根据一个实施例的电功率转换系统，其包括实现为具有单个电感器的电流停泊（current-parking）切换调节器的电功率转换设备；

图1B示出根据一个实施例的、具有分立（split）电感器的电流停泊切换调节器；

图1C示出根据一个实施例的、包括多个电功率转换设备的多相切换调节器；

图1D示出根据一个实施例的、用于配置多相切换调节器的方法的流程图；

图2A示出根据一个实施例的、切换调节器的单个相位的效率作为相电流函数的示图；

图2B示出根据一个实施例的、应基于每相位电流所使能的活动相位的最优数目的示图；

图2C示出根据一个实施例的、活动相位的最优数目与总电流的示图；

图2D示出根据一个实施例的、活动相位的效率作为总电流的函数的示图；

图3A示出根据一个实施例的电流停泊切换调节器；

图3B示出根据一个实施例的、控制提供到图3A中示出的电流停泊切换调节器的负载的电流的部分的波形；

图3C示出根据一个实施例的、用来配置多相切换调节器内的下游控制器的不同电压范围；

图3D示出根据一个实施例的、用于使用多相切换调节器调节被提供到负载的电压电平的方法的另一流程图；

图4A示出根据一个实施例的、图3A中示出的电流停泊切换调节器的上游控制器；

图4B示出根据一个实施例的、图3A中示出的电流停泊切换调节器的另一上游控制器；

图5示出根据一个实施例的、系统内的电流停泊切换调节器的示图；以及

图6示出在其中可实现各先前实施例的各架构和/或功能性的示例性系统。

具体实施方式

电功率转换设备将期望的输出电压电平提供到负载，诸如设备。电功率转换设备将从电源（例如电池或主电源）所接收的功率转换到被提供到负载的供电电压电平。使用电感器将附加电流传递到负载并采用对流过电感器的平均电流进行调制的切换机构调节输出电压电平。电容器耦连在负载和接地之间以存储任何过剩电流（被提供通过电感器的电流和传递到负载的电流之间的差）。

图1A示出根据一个实施例的电功率转换系统100，其包括实现为具有单个电感器L1的电流停泊切换调节器的电功率转换设备120。电功率转换设备120可以是多相切换调节器的一个相，如图1C所示。电功率转换设备120配置为通过对从电源108所接收的功率进行转换来在负载110处提供期望的输出电压电平（V_L）。电功率转换设备120包括电流控制机构和电压控制机构。电流控制机构耦连到电源108和控制器105，并且可操作为控制流过电感器L1的电流I_L1的平均值并确保跨多相切换调节器的多个相提供最小电流。例如，如所示，电流控制机构可包括一个或多个第一切换机构M1和一个或多个第二切换机构M2。切换机构M1和M2每个可包括例如N型功率金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）和/或其他切换机构。虽然为了易于理解而示出单个切换机构M1和M2，但将理解的是，可并行连接多个切换机构M1和M2以增加电流容量、减少传导损耗等。

控制器105配置为将一个或多个控制信号应用到切换机构M1和M2。例如，控制器105可配置为生成脉冲宽度调制（PWM）信号或脉冲频率调制（PFM）信号、PWM和PFM的组合、和/或不同控制信号以根据占空因数选择性地使能切换机构M1和M2。无论具体配置如何，控制器105配置为提供控制信号使得切换机构M1和M2不被并发地使能（即打开）。换句话说，一次仅切换机构M1和M2中的一个被使能。并发地使能切换机构M1和M2以在电源108的供电和接地之间提供直接路径，从而潜在地损坏电功率转换设备120和/或负载110和/或产生不合需要的高功率使用。

与常规电功率转换设备相反，电功率转换设备120除电流控制机构以外包括电压控制机构。电压控制机构耦连在电流控制机构（处于电感器L1的下游末端）和负载110之间并可操作为控制V_L。电流控制机构配置为生成“停泊”在电感器L1中的电流I_L1。电压控制机构可操作为控制传递到电容器C1的电感器电流I_L1的量。这样，电压控制机构包括一个或多个切换机构M3和一个或多个切换机构M4。切换机构M3和M4每个可包括例如N型平面金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）和/或其他切换机构。虽然为了易于理解而示出单个切换机构M3和M4，但将理解的是，可并行连接多个切换机构M3和M4以增加电流容量、减少传导损耗等。

常规电功率转换设备不包括切换机构M3和M4，所以电感器L1将代替地直接耦连到电容器C1和负载110。流过电感器L1并且不被负载110所消耗的任何过剩电流在电容器C1上累积，并且由负载110所汲取的、超过由电感器L1所提供的电流的任何电流由电容器C1来提供。电感器L1抵制电流的改变，从而防止当负载110的电流需求增加时在电感器L1中存储的能量全部立即释放到负载110。电感器的该属性与电容器C1的存储能力一起使V_L在稳态运行期间（即当负载110的电流需求相对恒定时）能够足够稳定。然而，在V_L中存在一些“脉动（ripple）”，其取决于电感器L1的大小、电容器C1的大小和/或控制器105的切换频率以及其他因素。总地来讲，随着电感器L1的大小的增加，稳态运行（即在负载110处近似恒定的电流需求）期间的输出脉动成比例地减少。因此，可将电感器L1的大小定制得足够大以提供用于负载110的不波动到期望供电电压范围之外的V_L。然而，如先前所说明的，常规电功率转换设备典型地无法足够快地对负载110的电流需求的改变做出响应。当负载110的电流需求变化时，减少V_L处脉动所需的大电感的L1增加响应时间，产生较大电压偏差。被包括在电功率转换设备120中的电压控制机构使能对负载110的电流需求的改变的较快响应时间，而不必减小电感器L1的大小，其可能使V_L处的电压脉动增加。

与切换机构M1和M2相反，跨切换机构M3和M4的电压可以大致小于跨电感器L1的压降。例如，在电感器L1的下游处所供应的电压可以大致等于负载110处的输出电压。因为切换机构M3和M4正切换较低的电压，所以与切换机构M1和M2相比，可从诸如“平面”MOS晶体管的较低电压设备中构建切换机构M3和M4。与诸如功率MOSFET的较高电压设备相比，可典型地以较高频率对较低电压设备进行切换。因此，与切换机构M1和M2相比，对于切换机构M3和M4，由于切换所导致的功率损耗降低。因此比起切换机构M1和M2，可以以大致较高的频率对切换机构M3和M4进行切换。

切换机构M3和M4可被包含在集成电路中，从而与使用分立部件相比潜在地减少所使用的空间和/或降低成本。例如，切换机构M3和M4可与负载110实现在同一集成电路上，可与负载110集成在同一封装上的单独裸片上，或可集成在单独封装上。切换机构M3和M4在典型的数字集成电路处理中可实现为标准电压“核心”晶体管，或者切换机构M3和M4在典型的集成电路处理中可实现为较高电压厚氧化物输入输出晶体管。在优选实施例中，切换机构M4是P型平面MOSFET，切换机构M3是N型平面MOSFET。然而，本领域普通技术人员将理解的是，两种类型MOSFET中的任何一种可用于任何采用适合的栅极驱动电路的切换机构而不脱离本公开的范围。

控制器105可进一步配置为将一个或多个控制信号应用到电压控制机构。例如，控制器105可配置为将控制信号提供到切换机构M3和M4。与提供到切换机构M1和M2的控制信号一样，提供到切换机构M3和M4的控制信号可利用PWM、PFM、bang-bang（继电控制）控制和/或任何其他合适的控制模式以选择性地使能切换机构M3或切换机构M4。在一些实施例中，耦连到切换机构M3和M4的控制信号可与耦连到切换机构M1和M2的控制信号至少部分地同步。在其他实施例中，耦连到切换机构M3和M4的控制信号可与耦连到切换机构M1和M2的控制信号异步。此外，可以以不同于耦连到切换机构M1和M2的控制信号的频率来提供耦连到切换机构M3和M4的控制信号。

无论耦连到切换机构M3和M4的控制信号的具体配置如何，控制器105可配置为选择性地使能切换机构M3并禁止切换机构M4以禁止到负载110的电流I_L1的流动。具体来讲，通过使能切换机构M3并禁止切换机构M4，流过电感器L1的瞬时电感器电流I_L1转向（divert）经过切换机构M3到接地，而非被传递到电容器C1。相反，通过使能切换机构M4并禁止切换机构M3，大致所有的流过电感器L1的瞬时电感器电流I_L1（较小晶体管传导损耗、电感器绕组电阻等）被提供到电容器C1。

控制器105可使用PWM或PFM对电压控制机构进行切换或使用bang-bang技术。不论哪种情况，占空因数（DF）均确定平均被供应到电容器C1的电感器电流I_L1的部分。占空因数的范围可从0-100%，其中0%与切换机构M4被禁止（即关闭）并且切换机构M3被使能的状态相对应，100%与切换机构M4被使能并且切换机构M3被禁止的状态相对应。改变占空因数因此改变电容器C1的充电/放电时序—较高的占空因数使到电容器C1和负载110的电流增加。

电容器C1使被提供经过切换机构M4的方波供电电流平滑以生成提供到负载110的I_Load。根据占空因数和电感器电流I_L1，将I_Load提供到负载110，如下：I_Load=DFxI_L1。与切换机构M1和M2一样，控制信号被提供到切换机构M3和M4使得切换机构M3和M4不被并发地使能以避免在负载110和接地之间提供直接路径（即跨电容器C1短路）。

在稳态运行期间，切换机构M3被禁止并且切换机构M4被使能，使得大致所有的电感器电流I_L1被提供到负载110作为I_Load。切换机构M1和M2被选择性地使能（“切换”）以控制电感器电流I_L1，从而控制V_L。通过该方式，如果提供到负载110的电压（V_L）是常量，那么被提供经过切换机构M4的电流大致等于电感器电流I_L1。

总之，电流控制机构配置为生成在电感器L1中停泊并经电压控制机构计量到负载110的电流I_L1。因为应用到切换机构M3和M4的电压电平是低（即负载110的供电电压），所以切换机构M3和M4可实现为快速、价廉的平面晶体管并可以以很高的频率（例如300MHz）运行，允许对负载110处的电流瞬变的很快响应。当负载110处的电流需求改变时（即非稳态运行），可控制电压控制机构的切换机构M3和M4以通过增加或减少被计量到负载110的电流I_L1的量来对电流需求的改变做出快速响应。一般地，电流控制机构的切换频率由于使用不同类型的切换机构而比电压控制机构的切换频率慢。

电功率转换设备120中的集总元件CP表示电感器L1的下游侧上的寄生电容。每当切换机构M3和M4被切换，寄生电容CP充电到负载电压V_L（当切换机构M4被使能时）并随后放电到接地（当切换机构M3被使能时）。因此，对于切换机构M3和M4的每个切换循环，

E_{P} = (CP) V_{L}^{2}

能量E_P通过对寄生电容CP进行充电和放电而被消散。

在电功率转换设备120的典型实施例中，电感器L1是表面安装的0.5uH30A电感器，切换机构M3和M4位于封装上，并且电容器C1是片上（on-chip）和封装上（on-package）的旁路电容。电容器CP包括电感器L1和切换机构M3和M4之间的过孔、板迹线和封装迹线的电容。在典型应用中，电容CP可能总计约500pF。如果CP=500pF并且V_L=1V，那么E_P是500pJ。对于300MHz的切换频率，150mW被消散在对CP进行充电和放电上。当电功率转换设备120的电流控制机构和电压控制机构配置为调节器的多个相中的一个时，对于由于累积的寄生电容而消散的总能量，E_P按相的数目缩放。

该切换功率随着切换机构M3和M4的切换频率（f_s）的增加而增加。希望以高频率对切换机构M3和M4进行切换以使所要求的C1的大小最小化，由下面的公式可见

C_{1} = \frac{I_{L 1} (1 - DF)}{f_{S} V_{R}}

其中DF是切换机构M4的占空因数并且V_R是V_L的脉动电压。

例如采用30A的相电流、300MHz的频率以及20mV的脉动电压，所要求的电容C1是每相5uF。C1典型地跨封装上的许多较小电容器分布，以给出低串联电感并根据切换频率提供平坦阻抗。增加切换频率减小了所要求的C1的大小，但以切换功率E_P的增加为代价。

诸如电功率转换设备120的电流停泊切换调节器的优点是C1是所需的仅有的滤波电容。作为对比，不包括切换机构M3和M4的常规电功率转换设备依靠大（数百μF）滤波电容以对低频（典型地300kHz）脉动进行滤波。

图1A中示出的电源108、控制器105、切换设备M1和M2和电感器L1的配置典型地称为“buck（降压）”转换器。虽然在该buck转换器的上下文中描述电功率转换设备120，但本领域普通技术人员将理解的是，所描述的调节被提供到负载110的电压的技术可应用到其他“切换模式”功率转换电路，包括但不限于前向转换器、半桥转换器、全桥转换器、反激转换器和/或其变体。

图1B示出根据一个实施例的电功率转换系统160，其包括被实现为具有分立电感器的电流停泊切换调节器的电功率转换设备180。与图1A中示出的电功率转换设备120相比，电功率转换设备180包括第一电感器L11，所述第一电感器L11与第二电感器L2串联耦连以形成分立电感器。将电感器分立降低了由于第一电感器L11的下游侧上的寄生电容CPA所导致的损耗。

电功率转换设备180可以是多相切换调节器的一相。电功率转换设备180配置为通过对从电源108所接收的功率进行转换来在负载170处提供期望的输出电压电平（V_L）。电功率转换设备180包括电流控制机构和电压控制机构。电流控制机构耦连到电源108，并且控制器165可配置为以与控制器105相同的方式生成控制信号，并且控制器165可操作为控制流过电感器L11的电流I_L11和流过电感器L2的电流I_L2的平均值。例如，如所示，切换机构M11和M12分别以与先前所描述的切换机构M1和M2相同的方式配置并可操作。类似地，切换机构M13和M14分别以与先前所描述的切换机构M3和M4相同的方式配置并可操作。电容器C11实施与电容器C1大致相同的功能。

使用两个不同电感器L11和L2以形成分立电感器减少了切换能量，使得寄生电容的容量落在电感器L11和L2之间，示出为第一寄生电容CPA。在一个实施例中，L11是印刷电路板上（例如分立部件）的0.5μH30A的第一电感器，第二电感器L2是包封负载170的封装中的1nH的电感器。第一寄生电容CPA包括第一电感器L11和第二电感器L2之间的过孔、板迹线和封装迹线的电容。第一寄生电容CPA可以是近似490pF。第二寄生电容CPB主要包括切换机构M13和M14的漏电容并可以是近似10pF。如果CPB=10pF并且V_L=1V，那么E_P是10pJ，并且对于500MHz的切换频率，5mW被消散在对CPB进行充电和放电上。

对于电容器C11，500MHz的切换频率允许使用0.5μF的电容器（在一些实施例中实现为较小电容器的分布式阵列）。可通过围绕承载电流I_L2的迹线或块集成铁氧体磁环（ferrite bead）、或通过简单地在与接地回路的合适距离处使迹线运转（使第二电感器L2成为平面空心电感器）来形成第二电感器L2的1nH的电感。由L2和第一寄生电容CPA所形成的振荡电路的谐振频率f_r=230MHz。因此，只要切换机构M13和M14的切换频率与f_r相比是高的，则第一寄生电容CPA的电容被高效地与切换节点V_L隔离。因为第一寄生电容CPA位于第一电感器L11和第二电感器L2之间，所以CPA是隔离的并且是无损的。任何过剩电流存储在由第一电感器L11和第二电感器L2所形成的分立电感器中。

图1C示出根据一个实施例的、包括多相控制单元125和电功率转换设备120的多相切换调节器150。图1B中示出的电功率转换设备180可替换图1C中示出的电功率转换设备120中的一个或多个。电功率转换设备120中的每一个是八相切换调节器中的一个相位。在一个实施例中，每个电功率转换设备120配置为通过转换接收自电源108的、用于八个相位中的一个相位的功率来在负载110处提供期望的输出电压电平（V_L）。示出为多相控制单元125的单个控制器可用来控制电功率转换设备120中的每一个。多相控制单元125配置为接收来自每个电功率转换设备120内的专用控制器105的信息并配置每个控制器105以生成提供到负载100的总电流。

单个滤波电容器C1、或滤波电容器的并联组合可被不同电功率转换设备120所共享，而非在电功率转换设备120中的每一个中包括滤波电容器C1。此外，电功率转换设备120中的一个或多个可被具有分立电感器的电流停泊切换调节器或常规电功率转换设备所替换。

在任何时间点，多相控制单元125具有需要传递到负载110的目标上游电流I_TU。多相切换调节器150的不同相位（即电功率转换设备120）配置为生成近似于I_TU的总电流。每个相位内的电流控制机构中的一个或多个配置为生成电流I_TU的至少一部分，使得激活的相位的组合汲取电流（I_U）近似于电流I_TU。

例如，当I_TU=100安培并且每个相位可配置为生成I_L1=30安培时，4个不同相位被激活。具体来讲，电功率转换设备120（0）、120（1）、120（2）内的电流控制机构中的每一个配置为生成I_L1=30安培并且电功率转换设备120（0）、120（1）、120（2）中的切换机构M4配置为将30安培提供到负载110。3个相位提供100安培中的90安培。第四相位，电功率转换设备120（3）配置为生成其余10安培。电功率转换设备120（3）可配置为生成I_L1=30安培并且电压控制机构可配置为通过交替地使能和禁止切换机构M3和M4来提供I_L1的30安培中的10安培作为I_LOAD。其余电功率转换设备120（4）到120（7）可由多相控制单元125所解除激活。

将相位中的3个的电压控制机构的配置为“打开（on）”（即使能切换机构M4并禁止切换机构M3）改进了多相切换调节器150的效率，因为由于切换所导致的损耗减少。激活的相位的仅一个电压控制机构配置为切换以提供其余电流。电功率转换设备120的电流生成的效率取决于生成的电流I_P的不同的量而变化。因此，为了高效递送目标电流I_TU，被激活的相位数目可取决于相位的效率特性。在先前示例中，与小于或大于30安培的生成的较低效率相比，当I_L1=30安培时，相位可以以95%的峰值效率进行操作。

可以以交错（stagger）的方式激活相位内的两个或更多个电流控制机构以在上游切换循环（即在其期间切换机构M1和M2被交替地使能和禁止的循环）期间的所有点处将I_U保留在I_TU之上。多相控制单元125可配置为使用电流模式控制以配置激活的相位以使其每个传递I_Pmax的峰值电流，其中

I_{P \max} = \frac{(1 + R / N) I_{TU}}{N}

每相位电流I_P是总目标电流I_TU的1/N。为了计算激活的相位的一个循环的峰值电流，I_P乘以1+R/N，其中R是一个相位的脉动电流（安培）。当激活多个相位以生成I_U时，有效脉动减小N倍，因为相位以交错的方式生成电流I_P。换句话说，通过将由每个活动相位所产生的电流I_P交织（interleave）来生成I_U。

图1D示出根据一个实施例的、用于配制多相切换调节器150的方法的流程图130。在步骤135，由多相切换调节器150接收目标电流I_TU。在步骤140，多相切换调节器150计算将目标电流提供到负载110所需的相位的数目。在一个实施例中，基于相位的功率转换效率特性计算活动相位的数目（N）。在步骤145，配置N个相位（即至少一个相位）以将目标电流提供到负载110。

现在将关于各种可选架构和特征阐述更示例性的信息，前述框架根据用户意愿可以采用或可以不采用所述各种可选架构和特征来实现。应强烈注意的是，下面的信息出于示例性目的而被阐述，并且不应视为以任何方式加以限制。任何下面的特征可被可选地包含，排斥或不排斥所描述的其他特征。

图2A示出根据一个实施例的、诸如电功率转换设备120或180的切换调节器的单个相位的功率转换效率e（I_P）作为相电流I_P（即由相位所提供的电流I_LOAD）的函数的示图200。在低电流处，固定的开销导致低效率。在高电流处，传导损耗增加，降低效率。针对示图200中示出的特定曲线，功率转换效率在10安培的相电流I_P处最大达到90%。

如果N个相位是活动的，每个承载电流I_P，那么附加相位应在任何的时间通电以最大化功率转换效率。在一个实施例中，多相控制单元125配置为计算活动相位的数目N以优化功率转换效率。此外，每个活动相位将电流I_P提供到负载110的开始时间可交错360/N度以最小化脉动。

图2B示出根据一个实施例的、应基于每相位电流I_P所激活的活动相位的最优数目（N）的示图220。单个相位的激活是最优的，直到相电流达到约16安培为止。随后第二相位被激活—使得两个相位中的每一个生成8安培（即总电流16安培）。随着电流需求增加，两个相位斜升（ramp up）以生成更多电流，直到I_P针对两个相位中的每一个达到13.6安培为止。当I_P达到13.6安培时，第三相位被激活—使得三个相位中的每一个生成近似9.1安培（即总电流27.3安培）。当I_P达到12.6安培时，第四相位被激活—使得四个相位中的每一个生成近似9.45安培（即总电流37.8安培）。当I_P达到12.4安培时，第五相位被激活—使得五个相位中的每一个生成近似9.9安培（即总电流49.6安培）。随着电流需求的增加，附加相位被激活以满足需求并同时优化功率转换效率。类似地，随着电流需求减少，相位基于每相位电流I_P被解除激活并同时优化功率转换效率。

图2C示出根据一个实施例的、用于最大化功率转换效率的活动相位的最优数目N对比激活的相位的组合电流汲取I_U的示图240。在一个实施例中，多相控制单元125使用根据I_TU返回N的查找表使用调整以解释脉动的示图240计算活动相位的数目N。在可替代实施例中，通过实施梯度搜索计算相位的最优数目N。由多相控制单元125通过测量N个相位被激活的功率转换效率、随后激活的相位数目增加或减少1、并再次测量功率转换效率来实施梯度搜索。多相控制单元125使用具有较高功率转换效率的激活的相位的配置。

图2D示出根据一个实施例的、N个活动相位的功率转换效率作为总电流I_U的函数的示图260。当在沿示出总电流I_U的轴的每点处最优数目N个相位被激活时，示图260产生。在一个实施例中，多相控制单元125配置为跟踪正被激活或解除激活的相位的瞬变相应，并命令其他被激活的相位一直将总电流I_U维持在目标电流I_TU之上。

下游控制

在操作期间，I_TU源自相位（即电功率转换设备120）的组合电流汲取I_U、测量的下游占空因数（DDF）以及由多相控制单元125所获得的目标占空因数D_T。I_P和DDF是由相位所提供的、作为对多相控制单元125的输入的测量的量。可由多相控制单元125使用每相DDF和I_U值来计算组合的DDF和I_U。可由功率管理软件提供目标占空因数D_T作为对多相切换调节器150的输入。可在负载110所需求的电流预期增加之前命令低D_T。当负载110的功耗是稳态或期望其下降时使用近似统一的D_T。

图3A示出根据一个实施例的、多相切换调节器150中的一个相位、电功率转换系统300内的电流停泊切换调节器302。多相控制单元125提供目标电流（I_T）和将目标占空因数指定为对每个相位中的上游控制器305的输入的占空因数控制（DFC）。多相控制单元125还可将激活信号（未示出）提供到每个相位以分别激活和解除激活每个相位。

上游控制器305配置为生成耦连到切换机构M1和M2的栅极的信号，所述信号使能和禁止切换机构M1和M2。当切换机构M1被使能时，电流源（即电感器L1或L11）耦连到电源108，当切换机构M2被禁止时，电流源从电流宿解耦或隔离。当切换机构M2被使能时，电流源耦连到电流宿，当切换机构M1被禁止时，电流源从电源108解耦或隔离。上游控制器305使能和禁止切换机构M1和M2以生成电流I_L1或I_L11。

上游控制器305可配置为实施电流模式控制，因为如结合图1C所描述的，当多个电压控制机构配置为在不同相位进行操作以调节V_L时，上游控制器305调节相电流的和而非下游的电压电平。虽然在一些实施例中，上游控制器305可配置为调节绝对电感器电流I_L1或I_L11，但在一些情况下，调节电感器电流I_L1或I_L11的、由负载110或170所消耗的部分是可行的。

上游控制器305从下游控制器310接收信号D。信号D控制电压控制机构的操作并与下游控制器310的占空因数相对应。具体来讲，信号D控制电流的被提供到负载110或170的部分，并因此与电流I_L1或I_L11的、由负载110或170所消耗的部分相对应。当D是高时，切换机构M4被使能以将电感器L1的下游侧耦连到负载110。

在一个实施例中，下游控制器310是bang-bang控制电路，其配置为将负载110处的电压电平V_L保持在最小电压电平（Vmin）和最大电压电平（Vmax）之间的指定电压范围内。例如，当V_L的标称电压电平是1伏特并指定20mV的脉动时，Vmin指定为.99V，Vmax指定为1.01V。当多个电流停泊切换调节器302使用在诸如图1C中示出的多相切换调节器150的多相切换调节器中时，可由多相控制单元125针对每相指定不同电压范围。

下游控制器310配置为生成耦连到切换机构M3和M4的栅极的信号，所述信号使能和禁止切换机构M3和M4。当切换机构M3被使能时，电流源（即电感器L1）耦连到电流宿（即接地），当切换机构M3被禁止时，电流源从电流宿解耦或隔离。当切换机构M4被使能时，电流源耦连到负载110，当切换机构M4被禁止时，电流源从负载110处解耦或隔离。

在一个实施例中，如图3A所示，切换机构M3是N型平面MOS晶体管，切换机构M4是P型平面MOS晶体管。由下游控制器310所生成的信号配置为防止切换机构M3和M4的漏极上的重叠（overlap）电流和过电压。具体来讲，一次仅使能切换机构M3和M4中的一个。

在使能切换机构M4之前禁止切换机构M3，以确保切换机构M3和M4二者均被禁止时的“停滞时间（dead-time）”。切换机构M3和M4的漏极的寄生电容在停滞时间期间由电流I_L1所充电，并且当跨寄生电容的电压达到V_L时切换机构M4被使能，使得电流不从负载110流到电感器L1。切换机构M3被禁止的时刻以及切换机构M4被使能的时刻之间的停滞时间被控制，以允许电感器L1在切换机构M4被使能之前将切换机构M4的漏极充电到V_L。停滞时间还确保当切换机构M4被使能时切换机构M3被禁止，以避免来自负载110的击穿电流经过切换机构M4和M3到接地。

类似地，切换机构M4被禁止的时刻和切换机构M3被使能的时刻之间的停滞时间被控制以使切换机构M4的漏极在切换机构M3被使能之前免于被I_L1充电得太高。切换机构M4被禁止的时刻以及切换机构M3被使能的时刻之间的停滞时间还确保当切换机构M3被使能时切换机构M4被禁止，以避免来自负载110的击穿电流经过切换机构M4和M3到接地。

当功率初始应用到电功率转换系统300时，V_L是0并且需要许多纳秒以将电容器C1充电到Vmin和Vmax之间的电压。下游控制器310可配置为在上游控制器305开始生成电流I_L1之前，使用在启动时打开的辅助供电电压V_ST进行操作。当电流源启动时切换机构M4被使能以对C1进行充电。在一个实施例中，辅助供电电压不用于下游控制器310，并且下游控制器310配置为禁止切换机构M3以及使能切换机构M4直到V_L达到Vmax为止。

图3B示出根据一个实施例的第一和第二信号的波形，所述第一和第二信号控制被提供到图3A中示出的电流停泊切换调节器302的负载110的、电感器电流I_L1的部分。在一个实施例中，非重叠的使能信号包括第一信号和第二信号。第一信号控制（即使能和禁止）切换机构M4，第二信号控制切换机构M3。当切换机构M4是P型MOS晶体管时，第一信号的反相版本耦连到P型MOS晶体管的栅极。为了理解图3B中示出的波形315，示出反相的第一信号。当第一信号的反相版本是高时，切换机构M4被使能，当第一信号的反相版本是低时，切换机构M4被禁止。类似地，当第二信号是高时切换机构M3被使能，当第二信号是低时切换机构M3被禁止。

针对使能切换机构M3的第一信号和使能切换机构M4的第二信号可使用单独的延迟。此外，针对第一和/或第二信号的上升跃迁和下降跃迁可使用不同的延迟。延迟控制当切换机构M3和M4二者均被禁止（即当反相第一信号和第二信号被取非时）以及电流源从负载解耦并从电流宿解耦时停滞时间的持续期。切换机构M3被禁止的时刻和切换机构M4被使能的时刻之间的“使能”停滞时间的持续期可能不同于切换机构M4被禁止的时刻和切换机构M3被使能的时刻之间的“禁止”停滞时间的持续期。

“禁止”停滞时间发生在切换机构M4被第一信号所禁止的时刻和切换机构M3被第二信号所使能的时刻之间。“使能”停滞时间发生在切换机构M3被第二信号所禁止的时刻和切换机构M4被第一信号所使能的时刻之间。在禁止和使能停滞时间期间，切换机构M3和M4被禁止（即当反相的第一信号和第二信号被取非时）。因此，电流源从电流宿和负载二者解耦。使能停滞时间可以比禁止停滞时间长，以由电流I_L1对电流源和电压控制机构之间的切换机构M3和M4的漏极处的寄生电容进行充电。当切换机构M4是N型MOS晶体管时，第一信号的反相版本耦连到切换机构M4的栅极。

如先前结合图3A所说明的，上游控制器305可配置为基于由负载110所消耗的电感器电流I_L1的部分控制电流控制机构，所述电感器电流I_L1的部分与由下游控制器310所生成的信号D的占空因数相对应。因此，信号D被提供为上游控制器305的输入。上游控制器305可包括配置为使用信号D测量占空因数的占空因数测量单元以生成DDF。在一个实施例中，下游控制器310配置为生成用于输出到上游控制器305的DDF。由上游控制器305（见图3A）提供到多相控制单元125的输出信号DDF是信号D的测量的占空因数。

上游控制器305可由多相控制单元125所配置以提供大于由负载110所消耗的电流的电流I_L1的储备量。例如，假定由负载110所消耗的电流是8安培，可通过将I_L1维持在10安培的目标电流I_T来提供20%的储备。与目标电流相对应的DFC可被多相控制单元125输入到上游控制器305。DDF（即信号D的被测量的下游占空因数）响应于负载110的较高电流需求而增加，并且当DDF高于DFC时，I_L1增加以使用下游控制器310处的较低占空因数（即接近于DFC的占空因数）来将电流提供到负载110。类似地，DDF响应于负载110的较低电流需求而减少，并且当DDF低于DFC时，IL1减少以使用接近于DFC的占空因数来将电流提供到负载110。在一个实施例中，DFC基于与负载110相关联的处理工作量而变化。例如，就在发起繁重工作量之前，减少DFC以增加电流。当使用目标电流来控制电流的生成时，目标电流可就在发起繁重工作量之前增加。上游控制器305可配置为估计电流I_LOAD，如结合图4B所描述的。

如先前结合图1C所说明的，多相控制单元125可配置为通过将一些相位配置为总是打开、将其他相位配置为总是关闭、以及将最少数目的相位配置为对切换机构M3和M4进行切换来最小化切换能量。上游控制器305正采用电流I_L1提供的活动相位可以处于三个状态中的一个：打开、关闭、或切换。在一个实施例中，配置为总是打开的相位数目计算为N_on=I_U/I_Pmax。切换相位的数目是N_sw=I_U/I_Pmin–N_on。其余相位处于关闭，N_off=N–N_on–N_sw。根据I_TU计算最大和最小相位电流：

I_Pmin=I_TU/N并且

I_{P \max} = \frac{(1 + R / N) I_{TU}}{N},

如先前所述。

图3C示出根据一个实施例的、用来配置多相切换调节器150内的下游控制器310的不同电压范围。多相切换调节器150的相位中的每一个中的下游控制器310可以是bang-bang控制电路，所述bang-bang控制电路由多相控制单元125采用由Vmin和Vmax所指定的不同电压范围来配置。为对负载电流瞬变做出响应，如果V_Load>V_hi则总是打开的相位被关闭并当V_Load<V_nom时回到打开。如果V_Load<V_low则总是关闭的相位将打开并当V_Load>V_nom时回到关闭。因此，用于总是打开的相位的Vmax和Vmin是V_hi和V_nom，用于总是关闭的相位的Vmax和Vmin是V_nom和V_low。

当V_Load<V_{low_biasedi}时切换相位i打开，其中V_{low_biasedi}=V_low+V_g+V_i，并当V_Load>V_{hi_biasedi}时关闭，其中V_{hi_biasedi}=V_hi–V_g+V_i。小的保护带V_g设置在切换限制V_{hi_biasedi}和V_{low_biasedi}与硬限制V_hi和V_low之间以避免在极端情况下对总是打开和总是关闭的相位进行切换。为了交错相位的切换，每相位交错电压V_i加到控制切换相位的限制电压Vmin和Vmax。这使V_i高的切换相位偏置（bias）为打开并使V_i低的切换相位偏置为关闭。例如，当V_{hi_biased1}>V_Load>V_{hi_biased0}时，切换相位V_i=1打开并且切换相位V_i=0关闭。用于切换相位的Vmax和Vmin是V_{hi_biasedi}和V_{low_biasedi}。在一个实施例中，V_i是频率等于切换频率、相位360i/N_sw以及量级是V_hi-V_low的小部分的零均值三角波。切换频率通过测量相位0的最后循环的周期来估计。

多相控制单元125设置最小电流目标I_TU以维持当前负载电流之上的储备电流I_h，I_TU=I_Load+I_h。通过每个相位的瞬时电流I_P乘以相位的占空因数DDF来估计负载电流I_Load。

I_{Load} = Σ_{i = 1}^{N} I_{i} DD F_{i}

多相控制单元125保留用于每个相位i的瞬时电流I_P的运行估计。估计可以是接收自上游控制器305的I_P的实际测量，或可以通过在切换点之间进行插值（interpolate）来计算。

在一个实施例中，由多相控制单元125通过测量负载电压V_Load的导数来估计负载电流I_Load。在任何时间点

I_{Load} = \underset{on phases}{Σ} I_{i} - C_{1} \frac{d V_{L}}{dt}

I_Load由多相控制单元125所使用以计算N并将I_T和DFC的值提供到相位。

图3D示出根据一个实施例的、用于使用多相切换调节器调节负载处的电压的方法的另一流程图330。在步骤135，由多相切换调节器150接收目标电流I_TU。在步骤140，多相切换调节器150基于相位的功率转换效率特性计算将目标电流提供到负载110所需的相位的数目。

在步骤335，N个相位（即至少一个相位）中的电流控制机构配置为通过将输入I_T和DFC提供到每个相位来将目标电流提供到负载110。上游控制器305根据输入I_T配置电流控制机构以生成通过电感器L1的电流I_L1。

在步骤340，下游控制器310配置电压控制机构以将电流的一部分提供到负载110以调节负载110处的电压电平V_L。多相控制单元125可将Vmin和Vmax值提供到每个相位，或可由每个相位基于相位是否被多相控制单元125配置为总是打开、总是关闭、或切换来确定Vmin和Vmax值。

步骤345、350、355和/或360由相位中的每一个来实施以调节负载110处的电压。在步骤345，下游控制器310确定V_L是否大于Vmax，并且如果是，那么在步骤350，对电压控制机构进行切换以将电流源从负载110解耦并将电流源（即电感器L1）耦连到电流宿（即接地）来将I_L1的较小部分提供到负载110以降低V_L。在步骤350之后，下游控制器返回到步骤345。

如果在步骤345V_L不大于Vmax，那么在步骤355，下游控制器310确定V_L是否小于Vmin。如果V_L小于Vmin，那么在步骤360，下游控制器配置电压控制机构以将电流源耦连到负载110并将电流源从电流宿解耦，以将I_L1的较大部分提供到负载110以增加V_L。在步骤360之后，下游控制器310返回到步骤345。否则，当V_L不大于Vmax并且不小于Vmin时（即V_L在由Vmin和Vmax所限界的范围内），下游控制器返回到步骤345。当目标电流改变时，多相控制单元125重复方法，从步骤135开始。

上游控制器

图4A示出根据一个实施例的、图3A中示出的电流停泊切换调节器302的上游控制器305。上游控制器305配置为PWM控制器，所述PWM控制器配置为将DDF维持在由占空因数命令（DFC）所指定的占空因数之上。DFC应足够低使得DDF在上游控制器305的整个周期（即PWM频率的周期）期间留在目标范围中。

设置重置触发器415被振荡器425以PWM频率（典型地，300kHz）设置并被指示DDF何时降到DFC之下的比较器410重置。触发器415的Q输出驱动电流控制单元405，所述电流控制单元405生成用于电流控制机构的切换机构M1和M2的使能信号。在一个实施例中，电流控制单元405是半桥驱动器。当R输入是低并且振荡器425的输出是高时，Q输出是高。Q输出将留在高直到R输入是高为止。每当R输出是高时（当DDF降到DFC之下时），Q输出是低。当Q是高时电流控制单元405使能切换机构M1并禁止切换机构M2以增加电流I_L1。当Q是低时电流控制单元405禁止切换机构M1并使能切换机构M2以减少电流I_L1。由电流控制单元405所生成的使能信号应是非重叠的，使得电源108的输出不短接到接地。被提供到切换机构M1的使能信号可配置为实现自举（bootstrap）电源以生成电源108的电压（例如12V）之上的栅极驱动。

图4B示出根据一个实施例的、电流停泊切换调节器302的上游控制器305的另一版本。电流测量单元422配置为将电流的被提供到负载110的部分—电流I_Load除以DDF以计算电流I_L1。比较器412配置为将计算的电流与从多相控制单元125所接收的、或由电流命令（CC）所指定的目标电流I_T相比较。当计算的电流大于目标电流时重置变成高以降低生成的电流I_L1。

在另一实施例中，电流测量单元422可配置为直接测量I_L1并省略占空因数测量单元420。比较器412将配置为将测量的I_L1与目标电流相比较。当测量的电流I_L1大于目标电流时重置将变成高以降低生成的电流I_L1。

图5示出示出根据一个实施例的、包括电流停泊切换调节器的系统500。系统500中的电流停泊切换调节器可以是图1C中示出的多相切换调节器150。多相控制单元125耦连到每个包括上游相位和下游相位的多个相位。

电源108耦连到每个上游相位中的电流控制机构。每个上游相位内的电感器L1耦连到各自的下游相位。在可替代实施例中，上游相位每个包括电感器L11和L2。活动的N个上游控制器305由多相控制单元125所配置以生成通过电感器L1的电流。下游控制器310由多相控制单元125配置为总是打开、总是关闭、或切换，以对负载处即电路580的电压电平进行调节。在一个实施例中，下游控制器310每个由多相控制单元125所配置以将电路580处的电压电平维持在由各自的Vmin和Vmax值所限界的预定范围内。

电感器L1位于包封电路580的封装570外。第二电感器L2（未示出）可位于封装570内，与第一寄生电容CPA相比降低第二寄生电容CPB，如结合图1B所描述的。第二电感器L2、切换机构M3和M4（或M13和M14）以及电容器C1（或C11）可被制造作为包括电路580的裸片575的一部分。在一个实施例中，第二电感器L2是平面空心电感器，切换机构M3和M4（或M13和M14）是平面MOS晶体管。虽然图5中示出具有单个电感器的电流停泊切换调节器的单个相，但可采用分立电感器实现电流停泊切换调节器的多个相位中的一个或多个。此外，（具有或不具有分立电感器的）一个或多个电流停泊切换调节器的组合可与一个或多个常规电功率转换设备来一起使用以对电路580进行供电

图6示出在其中可实现各先前实施例的各架构和/或功能性的示例性系统600。如所示，提供了系统600，其包括至少一个连接到通信总线602的中央处理器601。通信总线602可使用任何合适的协议来实现，诸如外围部件互连（PCI）、PCI-Express、AGP（加速图形端口）、超传输、或任何其他总线或点对点通信协议。系统600还包括主存储器604。控制逻辑（软件）和数据存储在可采取随机存取存储器（RAM）形式的主存储器604中。

系统600还包括输入设备612、图形处理器606以及显示器608，所述显示器608即常规CRT（阴极射线管）、LCD（液晶显示器）、LED（发光二极管）、等离子显示器等等。可从输入设备612例如键盘、鼠标、触摸板、扩音器等接收用户输入。在一个实施例中，图形处理器606可包括多个着色器模块、光栅化模块等。前述模块中的每一个实际上可布置于单个半导体平台上以形成图形处理单元（GPU）。

在本描述中，单个半导体平台可以指单独一个的基于半导体的集成电路或芯片。应注意的是，术语单个半导体平台还可以指具有增强的连通性的多芯片模块，其仿真片上操作，并通过利用常规中央处理单元（CPU）和总线实现方案做出实质的改进。当然，各模块还可根据用户的期望分开地或以半导体平台的各种组合来布置。图5中示出的系统500中的一个或多个可被包含在系统600中以对芯片中的一个或多个进行供电。

系统600还可包括二级存储610。二级存储610包括例如硬盘驱动器和/或表示软盘驱动器、磁带驱动器、压缩光盘驱动器、数字通用光盘（DVD）驱动器、记录设备、通用串行总线（USB）闪存的可移动存储驱动器。可移动存储驱动器以公知的方式从可移动存储单元读取和/或写入到可移动存储单元。计算机程序或计算机控制逻辑算法可存储在主存储器604和/或二级存储610中。这类计算机程序当被执行时使得系统600能够实施各种功能。主存储器604、存储610和/或任何其他存储是计算机可读介质的可能的示例。

在一个实施例中，可在以下内容的上下文中实现各先前示图的架构和/或功能性：中央处理器601、图形处理器606、能够具有中央处理器601和图形处理器606二者的能力的至少一部分的集成电路（未示出）、芯片集（即设计为作为用于实施相关功能的单元来工作和出售的集成电路组等）和/或用于此的任何其他集成电路。

还有就是，可在以下内容的上下文中实现各先前示图的架构和/或功能性：通用计算机系统、电路板系统、专用于娱乐目的的游戏机系统、特定于应用的系统和/或任何其他所期望的系统。例如，系统600可采取台式计算机、膝上型计算机、服务器、工作站、游戏机、嵌入式系统和/或任何其他类型的逻辑的形式。还有就是，系统600可采取各种其他设备的形式，包括但不限于个人数字助理（PDA）设备、移动电话设备、电视机等。

进一步地，虽然未示出，但系统600可耦连到网络（例如电信网络、局域网（LAN）、无线网、诸如互联网的广域网（WAN）、对等网络、电缆网络等等）用于通信目的。

虽然上文已描述了各实施例，但应理解的是它们通过仅示例而非限制的方式加以呈现。因此，优选实施例的宽度和范围不应被上文所述的示例性实施例中的任何一个所限制，而应仅根据下面的权利要求和其等同物来加以限定。

Claims

1.一种方法，包括：

获得目标电流；

基于调节器相位的效率特性，计算将所述目标电流提供到负载所需的所述调节器相位的数目；以及

配置所述调节器相位以将所述目标电流提供到所述负载。

2.根据权利要求1所述的方法，其中第一调节器相位配置为将第一电流源耦连到所述负载以提供所述目标电流的第一部分。

3.根据权利要求2所述的方法，其中第二调节器相位配置为将第二电流源耦连到所述负载以及与所述负载解耦以提供所述目标电流的其余部分。

4.根据权利要求2所述的方法，其中所述第二调节器相位当所述负载处的输出电压电平小于最小电压电平时将所述负载耦连到所述第二电流源，并且当所述负载处的输出电压电平大于最大电压电平时将所述负载从所述第二电流源解耦。

5.根据权利要求3所述的方法，其中第三调节器相位配置为将第三电流源从所述负载解耦。

6.根据权利要求5所述的方法，其中所述第三调节器相位进一步配置为仅当所述负载处的所述输出电压电平小于小于所述最小电压电平的第二最小电压电平时将所述第三电流源耦连到所述负载。

7.根据权利要求3所述的方法，其中所述最小电压电平和所述最大电压电平使用每相位交错电压来计算。

8.根据权利要求7所述的方法，其中所述每相位交错电压是三角波。

9.根据权利要求2所述的方法，其中所述第一调节器相位进一步配置为仅当所述负载处的输出电压电平大于最大电压电平时将所述第一电流源从所述负载解耦，并且第二调节器相位配置为仅当所述负载处的所述输出电压电平小于小于所述最大电压电平的最小电压电平时将第二电流源耦连到所述负载。

10.根据权利要求1所述的方法，其中所述目标电流根据处理工作量来设置。

11.根据权利要求1所述的方法，其中提供所述目标电流所需的调节器相位的所述数目的所述计算包括使用所述目标电流访问查找表。

12.根据权利要求1所述的方法，其中提供所述目标电流所需的调节器相位的所述数目的所述计算包括实施梯度搜索。

13.根据权利要求1所述的方法，其中所述目标电流大于调节所述负载处的输出电压电平所需的平均电流。

14.根据权利要求1所述的方法，其中所述电流的所述生成包括：根据所述目标电流和所述调节器相位的所述数目交替地使能第一切换机构以将所述电流源耦连到电源同时禁止第二切换机构以将所述电流源从电流宿解耦，并随后根据所述目标电流和所述调节器相位的所述数目禁止所述第一切换机构以将所述电流源从所述电源解耦同时使能所述第二切换机构以将所述电流源耦连到所述电流宿。

15.根据权利要求1所述的方法，其中所述电流源包括耦连在电压控制机构和电流控制机构之间的电感器。

16.一种多相电功率转换设备，包括：

至少两个调节器相位；以及

多相控制单元，其配置为：

获得目标电流；

基于所述调节器相位的效率特性，计算将所述目标电流提供到负载所需的所述调节器相位的数目；以及

配置所述调节器相位以将所述目标电流提供到所述负载。

17.根据权利要求16所述的多相电功率转换设备，其中所述调节器相位的第一调节器相位配置为将第一电流源耦连到所述负载以提供所述目标电流的第一部分。

18.根据权利要求17所述的多相电功率转换设备，其中所述调节器相位的第二调节器相位配置为将第二电流源耦连到所述负载以及与所述负载解耦以提供所述目标电流的其余部分。

19.根据权利要求18所述的多相电功率转换设备，其中所述第二调节器相位当所述负载处的输出电压电平小于最小电压电平时将所述负载耦连到所述第二电流源，并当所述负载处的所述输出电压电平大于最大电压电平时将所述负载从所述第二电流源解耦。

20.根据权利要求19所述的多相电功率转换设备，其中所述调节器相位的第三调节器相位配置为将第三电流源从所述负载解耦。