CN103634027A - 超宽带信号的数字正交调制实时处理方法 - Google Patents

Abstract

本发明技术方案的思路是：一种超宽带信号的数字正交调制实时处理方法，同时对输入的数字基带信号实部和虚部进行4倍并行FIR（Finite Impulse Response，有限脉冲响应）滤波器滤波，然后将滤波器的输出通过多项滤波结构计算得到数字中频信号的偶数序列和奇数序列，从而得到输出的数字中频信号。本发明通过采用4倍并行FIR滤波器滤波，降低了数字正交调制实时处理的工作频率，可在FPGA上实现超宽带信号的数字正交调制实时处理。

Description

超宽带信号的数字正交调制实时处理方法

技术领域

本发明属于数字信号实时处理技术领域，特别涉及一种超宽带信号的数字正交调制实时处理方法。

背景技术

数字正交调制是将数字基带信号变换为数字中频信号的过程，该过程包含对数字基带信号的补零插值、低通抗镜像滤波和数字混频三个环节。这种调制方式克服了传统模拟正交调制过程中存在的I/Q两路不正交、幅相平坦度水平低、随温度等环境因素敏感的缺点，可显著提高输出信号质量。

超宽带信号的数字正交调制实时处理方法的难点是研究能够在FPGA（FieldProgrammable Gate Array，现场可编程门阵列）上实现的高数据率实时处理方法。例如，针对1GHz（gigahertz，千兆赫）超带宽信号的数字正交调制时，设计数字基带信号的采样频率为1.2GHz，数字中频信号的采样频率为2.4GHz，中心频率为1.8GHz。对数字基带信号做2倍补零插值后，需要实时实现的低通抗镜像滤波器的工作频率为2.4GHz，即使采用多项滤波的方式将低通抗镜像滤波器的实时工作频率从2.4GHz降低两倍至1.2GHz，也难以在高性能FPGA上实时实现。因此，有必要研究新的超宽带信号的数字正交调制实时处理方法，解决该技术瓶颈问题。

发明内容

本发明的目的是：提出一种超宽带信号的数字正交调制实时处理方法。

本发明技术方案的思路是：一种超宽带信号的数字正交调制实时处理方法，同时对输入的数字基带信号实部和虚部进行4倍并行FIR（Finite ImpulseResponse，有限脉冲响应）滤波器滤波，然后将滤波器的输出通过多项滤波结构计算得到数字中频信号的偶数序列和奇数序列，从而得到输出的数字中频信号。

本发明技术方案是：一种超宽带信号的数字正交调制实时处理方法，包括下述步骤：

设y_I(m)和y_Q(m)分别为输入的数字基带信号的实部和虚部，采样频率为f_s，f_s>1GHz，其中，m＝0,1,2,…；设x(n)为输出的数字中频信号，采样频率为2f_s，中心频率为1.5f_s，其中，n＝0,1,2,…；对y_I(m)和y_Q(m)同时进行4倍并行FIR滤波器滤波，对滤波后的信号x′(2m)和x′(2m+1)进行多项滤波，即可得到x(n)，其中，具体的包括：

①数字基带信号实部y_I(m)的4倍并行FIR滤波器滤波

当输入是数字基带信号实部y_I(m)，滤波器系数是g(2m)，输出为x′(2m)；

用下式计算输出x′(2m)的0相分量：

x′(2(4p))＝y_I(4p)*g(2(4p))+y_I(4p+3)*g(2(4p+1))*δ(p-1)+    (公式一)

y_I(4p+2)*g(2(4p+2))*δ(p-1)+y_I(4p+1)*g(2(4p+3))*δ(p-1)

用下式计算输出x′(2m)的1相分量：

x′(2(4p+1))＝y_I(4p+1)*g(2(4p))+y_I(4p)*g(2(4p+1))+    公式二

y_I(4p+3)*g(2(4p+2))*δ(p-1)+y_I(4p+2)*g(2(4p+3))*δ(p-1)

用下式计算输出x′(2m)的2相分量：

x′(2(4p+2))＝y_I(4p+2)*g(2(4p))+y_I(4p+1)*g(2(4p+1))+    (公式三)

y_I(4p)*g(2(4p+2))+y_I(4p+3)*g(2(4p+3))*δ(p-1)

用下式计算输出x′(2m)的3相分量：

x′(2(4p+3))＝y_I(4p+3)*g(2(4p))+y_I(4p+2)*g(2(4p+1))+    (公式四)

y_I(4p+1)*g(2(4p+2))+y_I(4p)*g(2(4p+3))

在公式一至公式四中，p＝0,1,2,…，表示数据序号，y_I(4p)、y_I(4p+1)、y_I(4p+2)、y_I(4p+3)分别表示输入y_I(m)的第0、1、2、3相分量，g(2(4p))、g(2(4p+1))、g(2(4p+2))、g(2(4p+3))分别表示滤波器系数g(2m)的第0、1、2、3相分量，δ(p-1)表示单位延迟响应。

②数字基带信号虚部y_Q(m)的4倍并行FIR滤波器滤波

当输入是数字基带信号虚部y_Q(m)，滤波器系数是g(2m+1)，输出为x′(2m+1)。

用下式计算输出x′(2m+1)的0相分量：

x′(2(4p)+1)＝y_Q(4p)*g(2(4p)+1)+y_Q(4p+3)*g(2(4p+1)+1)*δ(p-1)+    (公式五)

y_Q(4p+2)*g(2(4p+2)+1)*δ(p-1)+y_Q(4p+1)*g(2(4p+3)+1)*δ(p-1)

用下式计算输出x′(2m+1)的1相分量：

x′(2(4p+1)+1)＝y_Q(4p+1)*g(2(4p)+1)+y_Q(4p)*g(2(4p+1)+1)+    (公式六)

y_Q(4p+3)*g(2(4p+2)+1)*δ(p-1)+y_Q(4p+2)*g(2(4p+3)+1)*δ(p-1)

用下式计算输出x′(2m+1)的2相分量：

x′(2(4p+2)+1)＝y_Q(4p+2)*g(2(4p)+1)+y_Q(4p+1)*g(2(4p+1)+1)+    (公式七)

y_Q(4p)*g(2(4p+2)+1)+y_Q(4p+3)*g(2(4p+3)+1)*δ(p-1)

用下式计算输出x′(2m+1)的3相分量：

x′(2(4p+3)+1)＝y_Q(4p+3)*g(2(4p)+1)+y_Q(4p+2)*g(2(4p+1)+1)+    (公式八)

y_Q(4p+1)*g(2(4p+2)+1)+y_Q(4p)*g(2(4p+3)+1)

在公式五至公式八中，p＝0,1,2,…，表示数据序号，y_Q(4p)、y_Q(4p+1)、y_Q(4p+2)、y_Q(4p+3)分别表示输入y_Q(m)的第0、1、2、3相分量，g(2(4p)+1)、g(2(4p+1)+1)、g(2(4p+2)+1)、g(2(4p+3)+1)分别表示滤波器系数g(2m+1)的第0、1、2、3相分量。

在公式一至公式八中，每个滤波器的实时计算频率为0.25f_s，可在FPGA上实时实现。滤波器g(m)可采用低通抗镜像滤波器实现，滤波器阶数越长数字正交调制的效果越好，但消耗的FPGA资源也相应增加。在实际应用时，根据需要确定滤波器阶数。实验结果表明，当滤波器g(m)阶数为47阶，数值如下时效果最佳：

g(0)＝g(47)＝-30，g(1)＝g(46)＝-12，g(2)＝g(45)＝74，g(3)＝g(44)＝33，g(4)＝g(43)＝-148，g(5)＝g(42)＝-74，g(6)＝g(41)＝260，g(7)＝g(40)＝144，g(8)＝g(39)＝-421，g(9)＝g(38)＝-258，g(10)＝g(37)＝644，g(11)＝g(36)＝434，g(12)＝g(35)＝-950，g(13)＝g(34)＝-702，g(14)＝g(33)＝1371，g(15)＝g(32)＝1115，g(16)＝g(31)＝-1976，g(17)＝g(30)＝-1785，g(18)＝g(29)=2935，g(19)＝g(28)=3016，g(20)＝g(27)＝-4822，g(21)＝g(26)＝-6086，g(22)＝g(25)＝11305，g(23)＝g(24)=32767。

③滤波后的信号x′(2m)和x′(2m+1)的多项滤波

将信号x′(2m)和x′(2m+1)进行如下多项滤波结构计算得到数字中频信x(n)号的偶数序列x(2m)和奇数序列x(2m+1)，从而得到输出的数字中频信号。

$\left\{\begin{array}{c}x\left(2m\right)={(-1)}^m\×x^{\′}\left(2m\right)\\ x(2m+1)={(-1)}^m\×x^{\′}(2m+1)\end{array}\right.$ (公式九)

本发明的有益效果是：本发明通过采用4倍并行FIR滤波器滤波，降低了数字正交调制实时处理的工作频率，可在FPGA上实现超宽带信号的数字正交调制实时处理。采用本发明时，数字基带信号实部y_I(m)的4倍并行FIR滤波器滤波、数字基带信号虚部的4倍并行FIR滤波器滤波和滤波后的信号x′(2m)和x′(2m+1)的多项滤波，三种滤波运算可构成流水线处理方式实现，从而达到实时处理目的。

附图说明

图1是本发明的原理流程示意图；

图2为数字基带信号实部的4倍并行FIR滤波器滤波结构；

图3为数字基带信号虚部的4倍并行FIR滤波器滤波结构；

图4为1GHz带宽输入数字基带信号；

图5为1GHz带宽输出数字中频信号。

具体实施方式

下面结合附图对本发明进行进一步说明。

图1是本发明的原理流程示意图。如图所示，对输入的数字基带信号实部和虚部同时进行4倍并行FIR滤波器滤波，再将滤波后的信号进行多项滤波，得到输出的数字中频信号。在步骤的实施上，可以同时进行数字基带信号实部和虚部的4倍并行FIR滤波器滤波，因此可以节约运算时间。4倍并行FIR滤波器滤波和多项滤波能够形成流水线方式实现，因此可实现实时处理。

图2为数字基带信号实部的4倍并行FIR滤波器滤波结构。该结构滤波器可在FPGA上实时实现，按照0相、1相、2相和3相四路同时输出滤波后信号。

图3为数字基带信号虚部的4倍并行FIR滤波器滤波结构。该结构滤波器可在FPGA上实时实现，按照0相、1相、2相和3相四路同时输出滤波后信号。

图4和图5是进行仿真实验的结果，采用FPGA实现。

图4为1GHz带宽输入数字基带信号。数字基带信号的带宽为1GHz，时宽为4μs，采样频率为1.2GHz，四个子图由上至下、由左至右分别为信号实部、信号虚部、归一化信号幅频特性和相频特性。

图5为1GHz带宽输出数字中频信号。该信号以图3所示的数字基带信号作为输入，采用本发明超宽带信号的数字正交调制实时处理方法得到的输出数字中频信号，该中频信号中心频率为1.8GHz，采样频率为2.4GHz，四个子图由上至下、由左至右分别为信号实部、信号虚部、归一化信号幅频特性和相频特性，输出结果与理论结果一致，表明本发明所提超宽带信号的数字正交调制实时处理方法的正确性。

以上所述的本发明实施方式，并不构成对本发明保护范围的限定，任何在本发明精神和原则之内所作的修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的权利要求保护范围之内。

Claims (2)

1.一种超宽带信号的数字正交调制实时处理方法，其特征在于，包括下述步骤：

设y_I(m)和y_Q(m)分别为输入的数字基带信号的实部和虚部，采样频率为f_s，f_s>1GHz，其中，m＝0,1,2,…；设x(n)为输出的数字中频信号，采样频率为2f_s，中心频率为1.5f_s，其中，n＝0,1,2,…；对y_I(m)和y_Q(m)同时进行4倍并行FIR滤波器滤波，对滤波后的信号x′(2m)和x′(2m+1)进行多项滤波，即可得到x(n)，其中，FIR是Finite Impulse Response，即有限脉冲响应，具体的包括：

①数字基带信号实部y_I(m)的4倍并行FIR滤波器滤波：

当输入是数字基带信号实部y_I(m)，滤波器系数是g(2m)，输出为x′(2m)；

用下式计算输出x′(2m)的0相分量：

x′(2(4p))＝y_I(4p)*g(2(4p))+y_I(4p+3)*g(2(4p+1))*δ(p-1)+    (公式一)

y_I(4p+2)*g(2(4p+2))*δ(p-1)+y_I(4p+1)*g(2(4p+3))*δ(p-1)

用下式计算输出x′(2m)的1相分量：

x′(2(4p+1))＝y_I(4p+1)*g(2(4p))+y_I(4p)*g(2(4p+1))+    (公式二)

y_I(4p+3)*g(2(4p+2))*δ(p-1)+y_I(4p+2)*g(2(4p+3))*δ(p-1)

用下式计算输出x′(2m)的2相分量：

x′(2(4p+2))＝y_I(4p+2)*g(2(4p))+y_I(4p+1)*g(2(4p+1))+    (公式三)

y_I(4p)*g(2(4p+2))+y_I(4p+3)*g(2(4p+3))*δ(p-1)

用下式计算输出x′(2m)的3相分量：

x′(2(4p+3))＝y_I(4p+3)*g(2(4p))+y_I(4p+2)*g(2(4p+1))+    公式四

y_I(4p+1)*g(2(4p+2))+y_I(4p)*g(2(4p+3))

在公式一至公式四中，p＝0,1,2,…，表示数据序号，y_I(4p)、y_I(4p+1)、y_I(4p+2)、y_I(4p+3)分别表示输入y_I(m)的第0、1、2、3相分量，g(2(4p))、g(2(4p+1))、g(2(4p+2))、g(2(4p+3))分别表示滤波器系数g(2m)的第0、1、2、3相分量，δ(p-1)表示单位延迟响应；

②数字基带信号虚部y_Q(m)的4倍并行FIR滤波器滤波：

当输入是数字基带信号虚部y_Q(m)，滤波器系数是g(2m+1)，输出为x′(2m+1)；

用下式计算输出x′(2m+1)的0相分量：

x′(2(4p)+1)＝y_Q(4p)*g(2(4p)+1)+y_Q(4p+3)*g(2(4p+1)+1)*δ(p-1)+    (公式五)

y_Q(4p+2)*g(2(4p+2)+1)*δ(p-1)+y_Q(4p+1)*g(2(4p+3)+1)*δ(p-1)

用下式计算输出x′(2m+1)的1相分量：

x′(2(4p+1)+1)＝y_Q(4p+1)*g(2(4p)+1)+y_Q(4p)*g(2(4p+1)+1)+    (公式六)

y_Q(4p+3)*g(2(4p+2)+1)*δ(p-1)+y_Q(4p+2)*g(2(4p+3)+1)*δ(p-1)

用下式计算输出x′(2m+1)的2相分量：

x′(2(4p+2)+1)＝y_Q(4p+2)*g(2(4p)+1)+y_Q(4p+1)*g(2(4p+1)+1)+    (公式七)

y_Q(4p)*g(2(4p+2)+1)+y_Q(4p+3)*g(2(4p+3)+1)*δ(p-1)

用下式计算输出x′(2m+1)的3相分量：

x′(2(4p+3)+1)＝y_Q(4p+3)*g(2(4p)+1)+y_Q(4p+2)*g(2(4p+1)+1)+    (公式八)

y_Q(4p+1)*g(2(4p+2)+1)+y_Q(4p)*g(2(4p+3)+1)

在公式五至公式八中，y_Q(4p)、y_Q(4p+1)、y_Q(4p+2)、y_Q(4p+3)分别表示输入y_Q(m)的第0、1、2、3相分量，g(2(4p)+1)、g(2(4p+1)+1)、g(2(4p+2)+1)、g(2(4p+3)+1)分别表示滤波器系数g(2m+1)的第0、1、2、3相分量；

③滤波后的信号x′(2m)和x′(2m+1)的多项滤波：

将信号x′(2m)和x′(2m+1)进行如下多项滤波结构计算得到数字中频信x(n)号的偶数序列x(2m)和奇数序列x(2m+1)，从而得到输出的数字中频信号

$\left\{\begin{array}{c}x\left(2m\right)={(-1)}^m\×x^{\′}\left(2m\right)\\ x(2m+1)={(-1)}^m\×x^{\′}(2m+1)\end{array}\right..$

2.根据权利要求1所述的超宽带信号的数字正交调制实时处理方法，其特征在于，滤波器g(m)采用低通抗镜滤波器实现，并且当滤波器g(m)阶数为47阶时：

g(0)＝g(47)＝-30，g(1)＝g(46)＝-12，g(2)＝g(45)＝74，g(3)＝g(44)＝33，g(4)＝g(43)＝-148，g(5)＝g(42)＝-74，g(6)＝g(41)＝260，g(7)＝g(40)＝144，g(8)＝g(39)＝-421，g(9)＝g(38)＝-258，g(10)＝g(37)＝644，g(11)＝g(36)＝434，g(12)＝g(35)＝-950，g(13)＝g(34)＝-702，g(14)＝g(33)＝1371，g(15)＝g(32)＝1115，g(16)＝g(31)＝-1976，g(17)＝g(30)＝-1785，g(18)＝g(29)=2935，g(19)＝g(28)=3016，g(20)＝g(27)＝-4822，g(21)＝g(26)＝-6086，g(22)＝g(25)＝11305，g(23)＝g(24)=32767。

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