CN103633442A - 相控阵列、相干源阵列、天线阵列以及用于控制它们的系统 - Google Patents

Abstract

一种用于控制多单元天线阵列的系统，其包含多个单元，每个单元都被设置成用于接收来自信号源的信号，其中，多个单元中的每个单元都包括频率锁定模块，该频率锁定模块被设置成用于锁定每个单元接收的信号的频率。另外，该系统还包含相位控制模块，该相位控制模块与每个频率锁定模块进行通信以控制每个单元接收的信号的相位。

Description

相控阵列、相干源阵列、天线阵列以及用于控制它们的系统

技术领域

本发明涉及一种用于控制天线阵列的系统，并且特别地但不排它地涉及一种被设置成用于控制多单元天线阵列、相控阵列、或采用双锁相环基础结构的相干源阵列的系统。

背景技术

多单元天线是具有多个辐射单元的天线，其中，每个辐射单元被设置成用于辐射信号。这些天线的辐射单元可以通过电控的方式来导引信号，而无需对其进行物理的调节。近年来，工程师和研究者已经试图处理和控制每个单元的信号，例如通过高频部件进行相位和幅度控制或在基带中进行DSP控制，使得该多单元天线阵列能够在无线电、电信、计算机、医疗设备和和其它电子应用中实现各种功能。

尽管进行了这些尝试，但是多单元天线阵列的操作是有限的。部分地说，这归因于如下事实：每个单元内用于处理和控制信号的部件在其操作过程中受老化以及环境因素的影响，并因此导致在成功地执行特定任务时产生相位误差以及信号处理和控制问题。

发明内容

根据本发明的一个方面，提供了一种相控天线阵列，其包括：一个或多个相控源单元，相位检测器阵列和被设置成用于结合相控源单元和相位检测器阵列的控制器单元。

在一个实施例中，一个或多个相控源单元加上新型相位检测器阵列构成双环路锁相环（PLL）装置。

这些实施例的至少其中之一是有利的，原因在于，双环路PLL结构阵列不仅能够在单个模块上提供频率和相位控制而且还能在整个系统之间实现多PLL的同步来充当一组相干源阵列。另外，其在系统级别上的低成本精确相位控制使其自身在相控阵列的应用上成为更好的候选。

在另一个实施例中，提供了一种新型的双环路PLL基础结构，其包括PLL环路以及微控制器单元（MCU）控制的相位检测器阵列（PDA）环路。该装置被设置成通过减少部件老化以及环境问题的影响来提供频率和相位两者的实时校准。

根据本发明的第二方面，提供了一种用于控制多单元天线阵列的系统，其包含多个单元，其中的每个单元都被设置成用于从信号源发射信号，其中，多个单元中的每个单元包括频率锁定模块，该频率锁定模块被设置成用于锁定通过每个单元发射的信号的频率；并且该系统还包含相位控制模块，该相位控制模块与每个频率锁定模块进行通信以控制通过每个单元发射的信号的相位。

在第二方面的一个实施例中，该相位控制模块被设置成通过以下方式控制每个单元发射的信号的相位：确定每个单元发射的每个信号的相位调节值；以及，应用该相位调节值以调节该信号的相位。

在第二方面的一个实施例中，该相位控制模块在低频率上使用低成本移相电路以在高频率上调节该信号的相位以产生相移信号。

在第二方面的一个实施例中，该相位调节值是通过使用相位差确定的，该相位差是通过比较多单元天线阵列的两个或者多个单元的信号的相位确定的。

在第二方面的一个实施例中，所述的两个或多个单元在多单元天线阵列中是彼此相邻的。

在第二方面的一个实施例中，该移相电路将相移信号反馈到频率锁定模块中。

在第二方面的一个实施例中，信号分频器电路（功率分配器电路）被布置在多个单元中的每个单元的频率锁定模块和相位控制模块之间，以用于将多个单元中每个单元的信号导向该相位控制模块。

在第二方面的一个实施例中，该信号分频器电路还被设置成用于将信号导向辐射单元。

在第二方面的一个实施例中，放大电路（功率放大器电路）被布置在该信号分频器和该辐射单元之间，以通过该辐射单元控制该信号用于辐射的功率。

在第二方面的一个实施例中，调制器被布置在信号分频器电路和该辐射单元之间，以对带有数据信息的信号进行调制。

在第二方面的一个实施例中，频率锁定模块包括锁相环合成器。

在第二方面的一个实施例中，该相位控制模块包括移相器电路、相位检测器阵列和处理器。

在第二方面的一个实施例中，该相位检测器阵列被设置成通过比较两个或多个信号来检测两个或多个信号之间的相位差。

在第二方面的一个实施例中，该处理器被设置成通过使用两个或多个信号之间的相位差来确定相位调节值。

在第二方面的一个实施例中，该处理器被设置成通过确定被施加到该信号上的相移来确定相位调节值，以便于最小化两个或多个信号之间的相位差。

在第二方面的一个实施例中，该处理器通过计算被施加到该信号上的相移来确定相位调节值，以便于调节该信号的相位以达到优化相位。

在第二方面的一个实施例中，已优化的相位是这样的一种相位，其特征在于，由辐射单元所辐射的信号被导引到所需方向。

在第二方面的一个实施例中，两个或多个信号是两个或多个相邻的单元的信号。

在第二方面的一个实施例中，该信号源是公共参考信号源。

在第二方面的一个实施例中，该频率锁定模块循环运行。

在第二方面的一个实施例中，该相位控制模块循环运行。

根据本发明的第二方面，提供了一种相控天线阵列，其包括：

频率锁定环路，其被设置成用于锁定正在通过该天线阵列发射的信号的频率；以及

相位控制环路，其被设置成用于调节该信号的相位。

在第三方面的一个实施例中，该频率锁定环路被设置成用于在该相位天线阵列的多个信道（辐射单元）的每个信道中进行操作。

在第三方面的一个实施例中，该相位控制环路被设置成通过将该信号的相位与相邻信道的信号的相位进行比较来调节多个信道中每个信道的信号的相位。

在第三方面的一个实施例中，该相位控制环路被设置成用于移动该信号的相位以控制任意两个或多个相邻信道之间的相位差。

在第三方面的一个实施例中，当该天线阵列发射信号时，该信号被设置成被导引到所需方向上。

在第三方面的一个实施例中，该相位控制环路包括处理器，该处理器被设置成用于控制移相电路以调节该信号的相位。

这个实施例的优点在于，相控发射机阵列可以具有很好的LO波束成型的性能，并且可以实现因为阵列因子故障而导致的误差的自动补偿。因为使用了低成本的模拟可连续变化的相位控制，所以与其它的波束成型技术相比，当实施波束成型时，在本文中基于相干源阵列的双环路PLL结构可提供相当多的实际的优点。

附图说明

下面将参考附图并通过实例来描述本发明的实施例，其中：

图1A是示出射频（RF）相移技术的图；

图1B是示出中频（IF）相移技术的图；

图1C是示出本地振荡器（L0）相移技术的图；

图2是示出N–单元相控阵列发射机的示意图；

图3是示出根据本发明的一个实施例的n-单元相干源阵列的示意图；

图4是根据本发明的另一个实施例的双环路基础结构的框图；

图5A是单个路径相位控制的框图；

图5B是多个路径相位控制的框图；

图6A是主板上的晶体振荡器的示意图；

图6B是一个发射机单元的示意图；

图6C是一种相位检测模块的示意图；

图7是示出示例性低频移相器（LFPS）的性能的曲线图；

图8是示出所测量的单个路径相位噪声的屏幕打印输出图；

图9示出了当被配置成如图6C中所示时，相对于模拟设备AD8302相位检测器的相位差曲线的理想输出电压的曲线图；

图10是示出该相位检测块的所测得的以及理想的性能的曲线图；

图11是阵列测量设备组装的示意图；

图12示出了暗室内4x1发射机阵列测量的一个实施例的照片；

图13是在相位辐射模式性能下所进行的模拟和测量的曲线图；

图14是示出在相位辐射模式中所测量的实际元件故障补偿的曲线图；

图15是示出用于LTE TDD BPSK、QPSK、16-QAM和64-QAM调制的EVM测试的星座图。

具体实施方式

包括相控阵列的多单元天线阵列，被设置成通过改变天线发射的或接收的信号的相对相位来提供波束成型和电子引导能力。为了实现宽带相控阵列，在每个单元中都需要实时延迟。然而，如果信号带宽足够窄，可以作出这样的近似，即，等于频域中的线性相移的实时延迟可以通过在中心频率上的恒定相移来实现。

参考图1（a）、（b）和（c），相移技术一般可以分为三种类型：

（a）RF相移：如图1（a）所示，本实施例在每个RF信号路径中通过RF移相器实现所需要的窄带相移。这些实施例将面临成本过高以及对整个系统敏感度减弱的缺点；

（b）IF相移：如图1（b）所示，在本实施例中，所发射的信号的延迟和幅度可以在基带处使用数字处理器进行调节。然后其可以充当与LO信号一起上变换的IF信号，其涉及大量部件，特别是昂贵的高取样率数字至模拟转换器（DAC）/模拟至数字变换器（ADC），这将增加该系统的总成本以及将面临数字处理中的性能瓶颈；以及,

（c）LO相移：如图1（c）所示，在本实施例中，该相移直接在LO信号路径上实施，这样做的优点在于，可以相对简单地确保各元件的增益不随相移改变，并且由于该混频器对LO信号的低灵敏度，使得它在移相器的线性、噪声系数以及带宽方面要求很低，因此，LO波束成型涉及LO相移结构，所以这些实施例通常更适合于实施相控阵列。

然而，在相控阵结构中，在基于LO的相移方案的理解的基础上，以下这些技术确实遇到不同的挑战。比如，集中式多相锁相环（PLL）技术具有很高的成本的LO信号馈电网络，其中多个相位被相干地分配到多个前端。尽管LO相移技术在每个前端的混频器之前在每个单元中使用单个相位旋转器，其仍然存在很大的馈电网络的瓶颈。并且当元件的数量增加时，由于馈电网络输入端的固定功率，在每个前端的输出功率会降低。

注入锁定振荡器（ILO）阵列结构采用注入锁定技术来跟踪在某个频率范围内的相位。然而，因为受所注入信号的功率以及振荡器的Q值限制，所以这种注入锁定频率范围相对较小。为了提高锁定范围，耦合振荡器阵列将耦合振荡器阵列单元之间的相互注入信号的衰减减到最小。不幸的是，随着阵列尺寸的增加，这个方案会遭受相位-噪声性能的潜在的快速下降，特别是当振荡器阵列单元经受频率失调时，由于时间、供电电压以及温度（PVT）的变化，相位-噪声性能会潜在的快速下降。

参考图3,其示出了一个用于控制多单元天线阵列的系统的实施例，其包含：多个单元，其中的每个单元都被设置成用于从信号源发射信号，其中，多个单元中的每个单元都包括频率锁定模块，该频率锁定模块被设置成用于锁定每个单元发射的信号的频率；并且该系统还包含相位控制模块，该相位控制模块与每个频率锁定模块进行通信，以控制每个单元发射的信号的相位。

在参照图3的实施例中，当系统300在图3所示的实施例中用于控制天线阵列时，系统300也可以被称作相控阵列或n单元相干源阵列，并且可以采用该系统来控制其它类型的多单元天线。

在本实施例中，可以作为相干信号源的实例的信号源302，基于间接控制的相控源方法，通过低频相移方案，可以实现LO波束成型。这种方法具有较低的成本，同时还向天线单元310提供了恒定的输出功率，而无需引入有损耗的馈电网络，同时在锁定范围上也没有限制。此外，在本实例中，该系统包括MCU控制的双环路基础结构312，其中，对于由PVT变化所造成的任何相位误差以及部件老化和温度影响问题，都可以实时地进行监控、校准和调节。因此，作为相控阵列的应用，本实施例提供了各种优点。

在本说明书的以下部分中，在用于控制多单元天线阵列或也称为相干源发射机阵列的系统的设计中，系统层面和电路层面的分析将在下面详细描述。同样会描述相控阵列的原理，以及对用于控制多单元阵列的系统的体系结构的进行介绍。

此外，也将说明该系统的各个模块，接着是通过该系统的实施例来实现的相控阵列的应用以及实验结果。

在本实施例中，参照图3提供了一种系统300，其用于控制被作为相控阵发射机实施的多单元天线阵列。在本实例中，该发射机由很多的辐射单元310构成，并且每个辐射单元310都带有移相器304。通过调节每个辐射单元310发出的信号的相位来获得相长干涉，从而在所需的方向上形成波束。电子相移无需天线的实际的机械的重新定向就可以实现波束导引，这有助于扩展相控阵列在实践中的应用。

图2示出了一个简化的线性n单元相控阵列发射机200，其由n个串联地等距隔开并且通过馈电网络204进行电互连的天线单元，该馈电网络204提供了恒定的相邻相位差Δφ_B，以便于在θ_B的方向上获得被导引的主波束。根据本发明人的研究理论，假定天线各单元都具有相同的各向同性辐射性能，该阵列的这种辐射波瓣图为：

$F\left(\mathrm{\θ}\right)=\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_i{e}^{\mathrm{ji}(\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}d\sin \mathrm{\θ}\·\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_B)}---\left(1\right)$

其中，

并且θ_B是主波束的方向，当|F(θ)|从中取得其最大值时，可以推导出：

$\sin {\mathrm{\θ}}_B=\frac{\mathrm{\λ}}{2\mathrm{\πd}}\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_B$

or

${\mathrm{\θ}}_B=\arcsin \left(\frac{\mathrm{\λ}}{2\mathrm{\πd}}\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_B\right)---\left(2\right)$

因此，只有当相邻天线单元之间的间隔距离被固定为d时，人们可通过改变相邻单元的相位差Δφ_B来操控阵列206的主波束θ_B。除了在所需的方向上集中功率，在其它的方向θ（θ≠θ_B）上，|F(θ)|很小，甚至为零，这确保了在没有成为目标的接收机处的较低的干扰功率。如果提供加权幅度供电，而不是统一的一种，即，在（1）处所示的a_i≠a_j,i≠j，那么在旁瓣处可以实现更好的抑制。采用波束成型和电子波束导引技术的相控阵列可以抑制干扰信号，干扰信号的到达方向不同于所需信号的到达方向。多极化阵列甚至可以抑制与所需信号到达方向相同但是极化状态不同的干扰信号。这些性能使得相控阵列可以改善无线通信系统的容量。

在用于控制多单元阵列的系统300的一个实施例中，在该系统被应用于控制相干源阵列之后，多元件阵列可以被称为相干源阵列。在一些示例性的实施例中，对相干源阵列的体系结构进行了深入讨论。接着是对系统层面的特性分析的详细说明。

在本实施例中，n单元相干源阵列的基础结构的实例被示于图3中。在输入端口306处，每个单元共享共同的参考信号308，该公共参考信号在进入基于PLL的频率合成器314之前会通过低频移相器304（LFPS）。在本实例中，高频率的合成器的输出信号将被分为三个路径：

-第一路径，其具有主要功率，该输出信号作为LO信号316进入上变频器；

-第二路径，其具有微小的功率，该输出信号进入反馈路径，用于在PLL环路（第一环路）内进行相位比较以用于相位和频率控制318；以及

-第三路径使320通向相位检测器阵列（PDA）322以用于实时相位校准（第二环路）。

在经包含数据信息的IF信号调制之后，所得到的RF信号将通过带通滤波器（BPF）326，并且随后在最后阶段被可变增益放大器（VGA）328放大。放大后的信号，将最终馈送到天线阵列以用于发射。由于公共参考信号的存在，来自所有单元的RF信号都是相干的，从而可以用微处理单元（MCU）或处理器324来实现可控制的波束成型。

如前所述，通过双环路PLL结构，相控阵列的实例实现了LO波束成型，该结构借助于PDA提供了一种成本较低的频率和相位控制。此外，由于灵活的结构设计，相控阵列的这种实施例可以支持可变数量的具有稳定加权发射功率的辐射单元，以满足不同应用的要求。双环路结构的详细说明以及具有潜在应用的波束成型的实现将在下面进行更详细的描述。

双环路PLL结构的实例

一种用于在开环相控源阵列的每个单元中进行相位控制的方法，可以创建查找表，以便于相位间进行切换。单环路的方法在没有误差检测以及补偿能力的情况下提供了一种离散的相位变化，其可能会由于部件老化和环境问题而导致性能严重下降。因此，当涉及到相控阵列的实施时，它可能会失效。如图4所示，在本实施例中，该系统采用的是双环路结构，以便于向第一环路402提供的相位和频率进行控制；随后，在操作期间自始至终，通过第二环路404，它也可以实现相位校准，调整或移动。因此，它可以检测和补偿部件特性随着时间变化而受到的影响，从而给出准确的相位控制性能。

1）第1环路：在本实施例中，PLL合成器406由参考分频器、具有电荷泵的相位检测器、环路滤波器、压控振荡器（VCO）和主分频器构成，该合成器作为第一环路402进行工作。根据本发明人关于PLL方面研究的一个理论，如果假定PLL已经锁定以及在不久的将来保持锁定，可建立如下的用于本系统的线性数学模型：

图4中每个元件的相位传递函数H_n(s)将输入信号的相位θ_1,n'与第n个相位检测器的输出信号的相位θ_2,n'联系起来：

$H_n\left(s\right)=\frac{{{\mathrm{\Θ}}_{2,n}}^{\′}\left(s\right)}{{{\mathrm{\Θ}}_{1,n}}^{\′}\left(s\right)},(n=\mathrm{1,2}...N)---\left(3\right)$

通过涉及图4中单个构造块的传递函数，等式（3）可以表示为：

$H_n\left(s\right)=\frac{{{\mathrm{\Θ}}_{2,n}}^{\′}\left(s\right)}{{{\mathrm{\Θ}}_{1,n}}^{\′}\left(s\right)}=\frac{K_{0,n}{K}_{d,n}{F}_n\left(s\right)/M_n}{s+K_{0,n}{K}_{d,n}{F}_n\left(s\right)/M_n}---\left(4\right)$

除了相位传递函数，误差传递函数H_e,n(s)被定义为

$H_{e,n}\left(s\right)=1-H_n\left(s\right)=\frac{s}{s+K_{0,n}{K}_{d,n}{F}_n\left(s\right)/M_n}---\left(5\right)$

在选择无源超前-滞后滤波器作为环路滤波器之后，其传递函数为

$F_n\left(s\right)=\frac{1+s{\mathrm{\τ}}_{2,n}}{1+s({\mathrm{\τ}}_{1,n}+{\mathrm{\τ}}_{2,n})}---\left(6\right)$

其中，τ_1,n＝R_1,nC_n，并且τ_2,n＝R_2,nC_n。将等式（6）代入等式（4），可以得到：

$H_n\left(s\right)=\frac{\frac{K_{0,n}{K}_{d,n}}{M_n}\frac{1+s{\mathrm{\τ}}_{2,n}}{{\mathrm{\τ}}_{1,n}+{\mathrm{\τ}}_{2,n}}}{s^2+s\frac{1+K_{0,n}{K}_{d,n}{\mathrm{\τ}}_{2,n}/M_n}{{\mathrm{\τ}}_{1,n}+{\mathrm{\τ}}_{2,n}}+\frac{K_{0,n}{K}_{d,n}/M_n}{{\mathrm{\τ}}_{1,n}+{\mathrm{\τ}}_{2,n}}}---\left(7\right)$

如果根据电路和控制理论中的常规实践使用标准形式书写传递函数的分母，可以具有如下形式：

${\mathrm{\ω}}_{n,n}=\sqrt{\frac{K_{0,n}{K}_{d,n}}{M_n({\mathrm{\τ}}_{1,n}+{\mathrm{\τ}}_{2,n})}},{\mathrm{\ζ}}_n=\frac{{\mathrm{\ω}}_{n,n}}{2}({\mathrm{\τ}}_{2,n}+\frac{M_n}{K_{0,n}{K}_{d,n}})---\left(8\right)$

其中,ω_n,n为固有频率，并且ζ_n为阻尼系数。将这些替换插入等式（7）之后，可以得到以下的相位传递函数：

$H_n\left(s\right)=\frac{s{\mathrm{\ω}}_{n,n}(2{\mathrm{\ζ}}_n-\frac{{\mathrm{\ω}}_{n,n}}{K_{0,n}{K}_{d,n}/M_n})}{s^2+2s{\mathrm{\ω}}_{n,n}{\mathrm{\ζ}}_n+{\mathrm{\ω}}_{n,n}^2}---\left(9\right)$

如果PLL系统具有高的增益环路，其中最实用的PLLs为K_0,nK_d,n/M_n》ω_n,n，使得等式（9）可以变成：

$H_n\left(s\right)\≈\frac{2s{\mathrm{\ω}}_{n,n}{\mathrm{\ζ}}_n+{\mathrm{\ω}}_{n,n}^2}{s^2+2s{\mathrm{\ω}}_{n,n}{\mathrm{\ζ}}_n+{\mathrm{\ω}}_{n,n}^2}---\left(10\right)$

类似地，误差传递函数H_e,n(s)将如下表示：

$H_{e,n}\left(s\right)\≈\frac{s^2}{s^2+2s{\mathrm{\ω}}_{n,n}{\mathrm{\ζ}}_n+{\mathrm{\ω}}_{n,n}^2}---\left(11\right)$

原则上，如果给予每个单元具有相同值的固有频率ω_n,n和阻尼系数ζ_n，对于所有的单元来说可以得到相同的传递函数。然而，在实际中，我们可以通过建立相同的环路滤波器以及通过设置相同的分裂系数来实现，即，R₁＝R₂＝...＝R_n＝R,(n＝1,2...N)并且M₁＝M₂＝...＝M_n＝M,(n＝1,2...N)。因此，我们可以得到：

$\frac{{{\mathrm{\Θ}}_{2,1}}^{\′}\left(s\right)}{{{\mathrm{\Θ}}_{1,1}}^{\′}\left(s\right)}=\frac{{{\mathrm{\Θ}}_{\mathrm{2,2}}}^{\′}\left(s\right)}{{{\mathrm{\Θ}}_{\mathrm{1,2}}}^{\′}\left(s\right)}=\frac{{{\mathrm{\Θ}}_{2,n}}^{\′}\left(s\right)}{{{\mathrm{\Θ}}_{1,n}}^{\′}\left(s\right)},(n=\mathrm{1,2}...N)---\left(12\right)$

因为所有的单元共享相同的参考信号，如果适度地不考虑移相器的作用，我们可以使所有的输入信号的相位相同，即，Θ_1,1(s)＝Θ_1,2(s)＝Θ_1,n(s),(n＝1,2...N)。用于参考分频器的传递函数是：

$H_{R,n}\left(s\right)=\frac{{{\mathrm{\Θ}}_{1,n}}^{\′}\left(s\right)}{{\mathrm{\Θ}}_{1,n}\left(s\right)}=\frac{1}{R},(n=\mathrm{1,2}...N)---\left(13\right)$

使得Θ_1,1'(s)＝Θ_1,2'(s)＝Θ_1,n'(s),(n＝1,2...N)，随后我们可以从等式（12）得到的结果，即，Θ_2,1'(s)＝Θ_2,2'(s)＝Θ_2,n'(s),(n＝1,2...N)。所以主分频器的传递函数是：

$H_{M,n}\left(s\right)=\frac{{{\mathrm{\Θ}}_{2,n}}^{\′}\left(s\right)}{{\mathrm{\Θ}}_{2,n}\left(s\right)}=\frac{1}{M},(n=\mathrm{1,2}...N)---\left(14\right)$

使得Θ_2,1(s)＝Θ_2,2(s)＝Θ_2,n(s),(n＝1,2...N)，这是指输出信号的频率可以被同步成相同的，因为频率正是相位的导数。

2）第2环路：在本实施例中，为了控制多单元阵列的相邻单元之间的相位差，优选地是另一个环路404，其涉及了移相器以便于在参考频率上产生相位差。这是因为如果保持相同的频率，那么PLL不能提供相位控制。如果由于移相器在时间t＝0时应用相位阶跃，那么相位信号θ_1,n(t)为阶跃函数，

θ_1,n(t)＝u(t)·ΔΦ_n    （15）

其中，u(t)是阶跃函数，并且ΔΦ_n是到第n个单元的相位阶跃的尺寸。

对于拉普拉斯变换Θ_1,n(s)来说，可以得到：

${\mathrm{\Θ}}_{1,n}\left(s\right)=\frac{\mathrm{\Δ}{\mathrm{\Φ}}_n}{s}---\left(16\right)$

因此，该相位误差θ_e,n从下式得到：

${\mathrm{\Θ}}_{e,n}\left(s\right)=H_{e,n}\left(s\right)\·{\mathrm{\Θ}}_{1,n}\left(s\right)=H_{e,n}\left(s\right)\·\frac{\mathrm{\Δ}{\mathrm{\Φ}}_n}{s}---\left(17\right)$

将等式（11）代入等式（17）得到

${\mathrm{\Θ}}_{e,n}\left(s\right)=\frac{s^2}{s^2+2s{\mathrm{\ω}}_{n,n}{\mathrm{\ζ}}_n+{\mathrm{\ω}}_{n,n}^2}\·\frac{\mathrm{\Δ}{\mathrm{\Φ}}_n}{s}---\left(18\right)$

再次在稳定状态的情况下，根据拉普拉斯变换的终值定理，人们可以使最终的相位误差θ_e,n(∞)接近零，其可以推断出

${\mathrm{\θ}}_{e,n}(\∞)=\underset{s\→0}{\lim }s{\mathrm{\Θ}}_{e,n}\left(s\right)=0---\left(19\right)$

PLL在锁定状态下的瞬间相位阶跃响应向我们示出了PLL的跟踪性能，其是以这样的形式，即，输出信号的相位可以随着输入参考信号的相位的变化而改变。

因此，如果在具有频率f_ref的参考信号处通过移相器来施加ΔΦ_n，并且由于这种跟踪性能，该输出信号的相位差是ΔΦ'_n，根据等式（13）和（14），在稳定状态的情况下，可以得到的关系为：

$\frac{\mathrm{\Δ}{{\mathrm{\Φ}}_n}^{\′}}{M_n}=\frac{\mathrm{\Δ}{\mathrm{\Φ}}_n}{R_n}---\left(20\right)$

使得人们可以通过在参考频率上提供很小的相移ΔΦ_n来获得在高频率上的很大的相移ΔΦ_n'（这通常是在10MHz数量级），其中M>>R。然后，该相位检测器阵列检测相邻单元的输出信号之间的相位差，然后表示θ_d,n-1＝ΔΦ_n'-ΔΦ_n-1',(n＝2,3...N)的误差电压由MCU进行检测。基于该相位信息，MCU将发送直流控制电压以控制移相器以用于实现相移。图5示出了在单路径和多路径上的相位控制过程。根据图5（a）所示，目标θ₁首先被设置到MCU，并且向相移器提供初始控制V_c。然后，在通过MCU将所检测的相位差θ_d,1与θ₁比较后，将提供在控制电压上进行的调节ΔV_c。这将重复进行，直到实现θ_d,1＝θ₁。根据图5（b）所示，如果将路径1作为参考，多个路径的相位控制被完成的顺序是路径2、路径3直到路径n。在这种方式中，可以实现在相位控制性能上的持续监控以及可以实现精细的调节。

在一些实施例中，如果在相控阵列相邻的天线单元之间存在适当的相位差和位置间隔，相控阵列具有将其主波束导引到所需方向θ_B上的功能。在这种应用中，通过在低频率上产生较小的相移来提供在高频率上的较大的相移的方式来提供相位可控制的LO信号，相控阵列可以实现波束成型。当与传统的相控阵列中的其它相移方法进行比较时，这种方法可显著地降低相移的成本。另外，可以容易地在低频率上进行连续可变的相移，使得通过我们这种方法获得的在高频率上的连续可变的相移具有最小化相位量化误差的优点，这种误差主要是由离散相移引起的。虽然变容二极管类型的移相器的分辨率受限于控制电压的精度，而控制电压的精度由MCU的RAM的大小来决定，例如在一个实例中，RAM的大小是12比特，当在低频率上进行非常精细的相移时，它仍然能够满足波束成型的分辨率的要求。因此，其可以实现具有高分辨率的准确的波束成型的应用。

如图3所示，在发射路径中，MCU控制的VGA可以向阵列单元提供均匀功率馈电以实现高阵列增益，同样可以提供用于实现旁瓣抑制的不均匀功率的馈电，后者更适合于通信容量更重要的应用。另外，因为通过仅仅控制相位激励而无需影响主要波束，辐射图的零值也可以在非所需的方向上形成，相控阵列的这种特性也是实现这种零控制应用的一种良好的选择。

在该相位阵列属于有源相控阵列的这种实施例中，由于部件老化问题和其它原因，该相位阵列可能遭受有源发射/接收（T/R）模块故障。然而，与无源阵列相比较，有源阵列中的模块故障不具有灾难性的后果，但通常表示为辐射图的恶化。为了在替换故障T/R模块之前弥补这种恶化，而且由于其相移和功率控制的能力，可以导出一些技术。在该阵列的这种实施例中，通过应用上述的相矢量旋转的方法，可以实现这样一种实际的故障补偿应用。

通过具有如下示出的示例性展示结果的相控阵列的实施例，一些上述应用可以实现。

为了说明本发明的一个实施例，四-单元相控发射机阵列已经通过采用电子部件来构造。在本节中，将对发射机的一个实施例的体系结构进行讨论。接着是发射机中一些主要部件的性能分析。

单路径发射机的示意图在图6中示出，并且关于发射机中的每个部件的详细描述将以如下的LO路径电路、IF路径电路、RF路径电路和MCU的顺序进行描述。

LO路径电路

1.晶体振荡器：如图6（a）所示，在主板中，26MHz参考信号是通过具有超高温稳定性和非常低的相位噪声电平的TCXO型的晶体（XTAL）振荡器602产生的。该信号在作为参考信号进入频率合成器之前被分成四个具有相等长度的路径604，并且在每个路径上加入了用于与其后阶段隔离的缓冲放大器。

2.低频移相器（LFPS）：在频率合成器实现连续可变的相移之前，在参考信号上使用变容二极管型的移相器（SMV1247）606，该移相器是由MCU通过直流控制电压进行控制的。经测量并且在图7中示出了，在参考频率上的较小的相移将在高频率上产生0°到360°的相移。低频移相器的准确性可以通过其数据表中电容与反向电压信息的比较来进行验证。因为在低频率上很小的相移仅需小范围的电容变化，所以可以对低频移相器进行十分线性地控制。由于MCU具有内部的12比特DAC模块，所以可以获得0.53mV控制电压的分辨率。

3.频率合成器：如图6（b）所示，PLL合成器（ADF4350）608由参考分频器610、具有电荷泵614的相位比较器612、VCO616以及主要的小数-N分频器610构成。如果R和M由MCU进行适当地设置，借助于所涉及的外部无源三阶环路滤波器，该频率合成器可以将输出信号锁定到2.395GHz。应该通过优化无源环路滤波器来对噪声和锁定时间之间的折衷进行考虑，以便于给出可接受的相位噪声电平。图8示出了发射机的这种实施例的两个单路径模块的所测得的相位噪声。从性能方面来看，如迹线1和迹线2分别标记的那样，可以看出这两个模块具有类似的相位噪声性能。与其数据表中ADF4350的标准相位噪声电平相比，我们所测得的单路径相位噪声性能是可以接受的。

4.相位检测器阵列：如图6（b）所示，来自PLL合成器的2.395GHz的LO信号通过功率分配器（WP4R）将被分成两/三（两个是用于处于两端的单元，以及三个是用于该阵列的其它单元）路径，一个路径是在Tx路径上的上变频，而其它的是用于反馈环路中的相位检测。在我们的系统中，相位检测涉及到相位检测器阵列的新型概念，该相位检测器阵列是由测量相邻的LO信号之间的相位差的双边相位检测块构成。图6（c）示出了相位检测块的示意图。来自端口S1和S2的信号由1：2功率分配器进行分配，随后馈送给相位检测器（AD8302）618。相位检测的精度的改进以及360度的最大的检测范围的实现需要两个芯片，因为单个芯片AD8302在用于接近0°以及±180°的相位检测时具有较大的误差，并且它具有的最大检测范围也只有180°。芯片A抽取试样S1和S2，而芯片B抽取试样S2和S1的90°延迟模型。根据单一的芯片AD8302在其数据表的误差分析，暗示了由于具有恶性误差人们应该避免检测范围接近0°和±180°。图9示出了相对于相位差响应的理想的输出电压，并且可以看出，如果总检测范围从-180°-180°至225°-135°之间变化，其仍然保持360°的相位检测，总检测范围可以被分为四个子范围，每个子范围都涉及了单个AD8302芯片的精确相位检测，同时另外一个芯片的输出电压用于子范围选择。例如，如果V_a≤0.45V，那么芯片B的输出电压应该用作检测的电压，因为它的误差在该范围内是很小的。然而如果V_b≥1.35V，芯片A的输出电压应该用作检测的电压。因此，225°-135°的全范围可通过以下方式获得：

$V_{\det }=\left\{\begin{array}{cc}{V}_b-2.25,& V_a\≤0.45V\\ V_a-1.35,& V_b\≥1.35V\\ 1.35-V_b,& V_a\≥1.35V\\ 2.25-V_a,& V_b\≤0.45V\end{array}\right.---\left(21\right)$

其中，V_det是检测到的与相位差成比例的电压，并且该电压具有的范围是-1.8V到1.8V。

通过使用图6（c）中所示的运算放大器和比较器电路可以获得V_det，其中，四个比较器是平行的并且分别对应于四个子范围。对于每个比较器来说，如果满足要求，那么比较器输出其V^-所连接的部分，其中，等式（21）满足于这种电路的情况下。否则，比较器的输出端是开路。在每个时间只有一个比较器输出非零电压，这是因为四个子范围从不重叠。为了匹配MCU检测范围，V_det应该借助于运算放大器上移1.8V成为一个非负值。相位检测块的测得的性能被示于图9中，并带有与其理想的性能的比较，并且与其理想的性能达成了一致。然而，由于90°移相器的以及相位检测块中的电压比较器的误差，在边界条件下的相位检测与其它的相位相比具有较大的误差，但是通过消除单个检测器芯片的非常大的误差区域，可以在整个360°的范围内实现±4°内的可接受的误差。

IF路径电路

200MHz的IF信号直接由向量信号发生器（SMU200A）提供。如图6（b）所示，该信号流经VGA（RFDA0045）以用于幅度控制。然后，在其进入上变频器之前通过了带通滤波器（LFB3220MSK1-948）。

RF路径电路

如图6（b）中所示，200MHz的IF信号和2.395GHz的LO信号通过混频器（LT5579）进行混频，以产生用于发射的2.595GHz的RF信号。在通过低通滤波器（FCN3000）和带通滤波器（DEA252593）后，该信号将被MCU控制的VGA（RDA1005L）放大以用于幅度控制。最后，在被驱动级放大器（MGA22003）放大后，该RF信号被发送到天线元件中。

微控制器单元（MCU）

每个发射机单元具有独立的MCU（STM32F207），MCU负责设置PLL合成器并且实施相位控制以及幅度控制。在用于四个微控制器单元的同步的主板上具有另一个MCU。

示例性实验结果

在本实施例中，相控发射阵列具有四个单元，并且通过使用安装在介电常数为ε_r＝4.6高度为h＝1.6mm的FR4印刷电路板（PCBs）上的电子部件来实现该相控阵列。相控发射器阵列被连接到带有奇数馈送端口的4X1的双极化磁电（ME）偶极天线阵列上。暗室设备中的远场阵列测量的方框图被示于图11中。一种膝上型计算机可用作定位器控制器，该计算机被用于改变进行操纵角度以及馈送功率的相控阵列。信号发生器（SMU200A）向该相控阵列提供作为IF信号的基带信号。在通过具有6V的直流电压的电源加电后，该相控阵列发射该信号，该信号由标准的增量喇叭接收，然后由波谱分析仪（E4448A）记录。暗室中4X1相控发射阵列测量的实施例的照片被示于图12中。

如图13所示，在辐射图方面，可以实现仿真和测量的阵列的波束成型性能以及良好的一致性。此外，它也与等式（2）中理论上的波束倾角一致。当相邻相位差从-90°到+90°进行改变时，示出了从-70°到+70°波束倾斜范围。它还示出了发射机阵列的波束成型分辨率的这种实施例，即，带有最小渐进相位差Δφ_B＝10°.的最小的波束倾角θ_B＝2°。

图14描述了使用所应用的相矢量旋转方法的自补偿的实现。当波束倾角θ_B＝8°时，实曲线示出了标准的辐射图。当第二单元不能传输足够的能量而使其旁瓣恶化时，虚曲线显示了辐射图。点曲线示出了使用所应用的相矢量旋转方法的补偿的辐射图。第一和第三单元的相位与其初始值相比改变了15°，并且在其中加入了1.5dB的额外功率。通过牺牲其它的旁瓣只能补偿上部或下部旁瓣的恶化。

在某些情况下，相干地加在一起的基带调制信号将导致信号失真，该信号失真被表现为更高误差的向量幅度（EVM）。因此，相控阵列的EVM测试是必需的并且其对于实际应用来说也是十分重要的。在该发射机的一个实施例中，人们可以使用向量信号发生器（VSG）来产生不同类型的调制的LTETDD IF信号并且可以使用向量信号分析仪（VSA）对EVM值进行测量和计算。图15示出了分别在BPSK、QPSK、16-QAM和64-QAM调制中没有PA的相控阵列的EVM测试的星座图。所计算出的EVM值分别为5.13%、5.15%、5.67%，和5.97%，其中所有都满足8%的3GPP LTE下行链路EVM的最小需求。

由于在高频率上相移的高成本，尤其是对于毫米波（MMW）来说，双环路的基于PLL的频率和相位控制的这种应用是MMW通信系统的良好的候选，这是因为它能够在低频率上实现纯粹地模拟的相移以实现具有精确反馈控制的高频率上的相移。虽然对于相干源阵列的这种应用来说只做了一个S带演示，但是迁移到更高的频率范围将是我们未来的工作。

经证明，使用所制造和测量的四单元阵列的演示，已经实现了双环路的基于PLL的相干源阵列。使用所得的理论上的波束导引等式描述了基本相控阵列原理。这些实施例的优势在于，对于34°的总操纵范围来说，发射机中所采用的双环路低成本频率和相位控制方法实现了2°的良好的波束导引分辨率，并且在所测得的、所模拟的以及理论上的波束倾斜性能之间达成良好的一致性。通过应用相位器旋转方法演示了单元故障补偿。实际的LTE调制下的EVM测试效果也满足3GPP的要求。

本领域技术人员将认识到，在不偏离如宽泛描述的本发明的精神或范围的情况下，可以对本发明进行多种如具体实施例所示的变形和/或修改。因此应在所有方面将本实施例考虑为说明性的而非限制性的。

除非另外指明，此处所包含的对现有技术的任何引用都不应该被理解为是对所述信息为公知常识的承认。

Claims (27)

1.一种用于控制多单元天线阵列的系统，包括：

多个单元，每个单元被设置成用于接收来自信号源的信号，其中所述多个单元中的每个单元都包括频率锁定模块，所述频率锁定模块被设置成用于锁定每个所述单元接收的所述信号的所述频率；以及

相位控制模块，其与每个所述频率锁定模块进行通信，以控制每个所述单元接收的所述信号的所述相位。

2.根据权利要求1所述的系统,其中，所述相位控制模块被设置成通过如下步骤对每个所述单元接收的所述信号的所述相位进行控制：

确定每个所述单元接收的每个所述信号的相位调节值；以及，

应用所述相位调整值来调节所述信号的所述相位。

3.根据权利要求2所述的系统，其中，所述相位控制模块使用移相电路来调节所述信号的所述相位以产生相移信号。

4.根据权利要求3所述的系统，其中，所述相位调节值是通过使用相位差进行确定的，所述相位差是通过比较多单元天线阵列的两个或多个单元的所述信号的所述相位进行确定的。

5.根据权利要求4所述的系统，其中所述多单元天线阵列中的所述的两个或多个单元彼此邻近。

6.根据权利要求3所述的系统，其中，所述移相电路将所述相移信号反馈到所述频率锁定模块中。

7.根据权利要求1所述的系统，其中，信号分频器电路被布置在所述多个单元中的每个单元的所述频率锁定模块与所述相位控制模块之间，用于将所述多个单元中的每个单元的所述信号导入到所述相位控制模块中。

8.根据权利要求7所述的系统，其中，所述信号分频器电路还被设置成用于将所述信号导入到辐射单元中。

9.根据权利要求8所述的系统，其中，放大电路被布置在所述信号分频器和所述辐射单元之间，以通过所述辐射单元放大用于辐射的所述信号。

10.根据权利要求7所述的系统，其中，调制器被布置在所述信号分频器电路和所述辐射单元之间以调制带有数据信息的所述信号。

11.根据权利要求1所述的系统，其中，所述频率锁定模块包括锁相环合成器。

12.根据权利要求1所述的系统，其中，所述相位控制模块包括移相器电路、相位检测器阵列和处理器。

13.根据权利要求12所述的系统，其中，所述相位检测器阵列被设置成通过比较所述两个或多个信号来检测所述两个或多个信号之间的相位差。

14.根据权利要求13所述的系统，其中，所述处理器被设置成通过使用两个或多个信号之间的所述相位差来确定所述的相位调节值。

15.根据权利要求14所述的系统，其中，所述处理器被设置成通过确定被施加到所述信号上的相移来确定所述相位调节值，以使两个或多个信号之间的所述相位差最小化。

16.根据权利要求14所述的系统，其中所述处理器通过计算被施加到所述信号上的相移来确定所述相位调节值，以移动所述信号的所述相位以达到优化相位。

17.根据权利要求16所述的系统，其中，所述的优化相位是一种相位，其可使辐射单元所辐射的所述信号被导入到所需方向。

18.根据权利要求13所述的系统，其中，所述两个或多个信号是两个或多个相邻的单元的所述信号。

19.根据权利要求1所述的系统，其中，所述信号源是公共参考信号源。

20.根据权利要求1所述的系统，其中，所述频率锁定模块循环运行。

21.根据权利要求1所述的系统，其中，所述相位控制模块循环运行。

22.一种相位天线阵列，包括：

频率锁定环，其被设置成用于锁定正在由所述天线阵列发射的信号的所述频率；以及

相位控制环路，其被设置成用于调节所述信号的所述相位。

23.根据权利要求22所述的相位天线阵列；其中，所述频率锁定环被设置成用于在所述相位天线阵列的多个信道的每个信道中进行操作。

24.根据权利要求23所述的相位天线阵列，其中，所述相位控制环路被设置成通过将所述信号的所述相位和相邻信道的信号的所述相位进行比较，来调节所述多个信道中的每个信道的所述信号的所述相位。

25.根据权利要求22所述的相位天线阵列，其中，所述相位控制环路被设置成用于调节所述信号的所述相位以控制任意两个或多个相邻信道之间的所述相位差。

26.根据权利要求24所述的相位天线阵列，其中，当所述天线阵列发射信号时，所述信号被设置成被导入到所需方向上。

27.根据权利要求26所述的相位天线阵列，其中，所述相位控制环路包括处理器，所述处理器被设置成用于控制移相电路以调节所述信号的所述相位。

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