KR102327815B1

KR102327815B1 - 부하 변조 기반 빔공간 mimo 전송 방법 및 장치

Info

Publication number: KR102327815B1
Application number: KR1020150147570A
Authority: KR
Inventors: 홍승은; 김일규; 방승찬
Original assignee: 한국전자통신연구원
Priority date: 2014-10-29
Filing date: 2015-10-22
Publication date: 2021-11-18
Also published as: KR20160052333A

Abstract

부하 변조 기반 빔공간 MIMO 전송 방법 및 장치가 개시된다. 빔공간 MIMO 전송 장치는, 복수의 허수 임피던스 소자를 각각 포함하는 복수의 임피던스 로딩 회로, 공간 다중화 OFDM 샘플에 대응하여 복수의 허수 임피던스 소자의 로딩 값을 계산하는 빔공간 MIMO 제어부, 그리고 소정의 캐리어 주파수를 가지는 제1 신호를 생성하는 RF 체인부를 포함할 수 있다.

Description

부하 변조 기반 빔공간 MIMO 전송 방법 및 장치{METHOD AND APPARTUS FOR BEAM-SPACE MULTI-INPUT MULTI-OUTPUT TRANSMISSION BASED LOAD-MODULATION}

본 발명은 부하 변조 기반 빔공간 MIMO 전송 방법 및 장치에 관한 것이다.

최근에 모바일 스마트 기기 및 서비스의 진화로 인해 초연결(Hyper Connection) 사회로 진입하고 있으며, 빅데이터 시대로 진입하고 있다. 이로 인해, 모바일 트래픽은 매년 2배씩 증가하고 있으며 향후 10년 뒤에는 1,000배 이상 증가할 것으로 예상된다. 이러한 급격한 모바일 트래픽의 증가로 인해, 모바일 망 사업자의 부담이 가중되고 있다.

일반적으로 무선 네트워크의 용량(Capacity)은 스펙트럼 대역폭, 주파수 효율, 그리고 셀 밀도를 통해 결정된다. 최근 새로운 주파수 대역의 확보하기 위해 밀리미터파를 활용하고자 하는 연구가 진행 중이지만, 이보다 소형셀의 대량 설치와 주파수 효율 제고가 더욱 우선 실현될 것으로 예상된다. 소형셀의 설치를 쉽게 할 수 있도록 소형 기지국의 필요성이 더욱 대두하고 있으며, 주파수 효율 측면에서는 MIMO(Multi-Input Multi-Output) 기술을 효율적으로 실현할 필요가 있다. 하지만, MIMO를 실현하기 위해서는 기지국 및 단말에서는 안테나의 수만큼 다수의 RF 체인(RF chain)을 설치해야 하므로, 경제적 비용 및 하드웨어 측면에서 구현의 어려움이 있다. 또한 다수의 안테나 배치로 인해 공간적인 제약이 발생하게 되어, 기존 MIMO 기술을 소형 기지국 및 단말에 적용하는데 한계가 있다.

본 발명이 해결하고자 하는 과제는 콤팩트한 안테나와 주파수 효율을 극대화할 수 있는 빔공간 MIMO 전송 방법 및 장치를 제공하는 것이다.

본 발명이 해결하고자 하는 다른 과제는 RF 체인의 복잡도를 최소화한 빔 공간 MIMO 전송 방법 및 장치를 제공하는 것이다.

본 발명의 실시예에 따르면, 빔공간 MIMO 전송 장치가 제공된다. 상기 빔공간 MIMO 전송 장치, 복수의 안테나 엘리먼트에 각각 연결되는 복수 허수 임피던스 소자를 포함하는 복수의 임피던스 로딩 회로, 빔공간 MIMO(Multi-Input Multi-Output) 위한 공간 다중화 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)샘플에 대응하여 상기 복수의 허수 임피던스 소자의 로딩 값을 계산하고, 상기 계산한 로딩 값을 상기 복수의 임피던스 소자에 설정하는 빔공간 MIMO 제어부, 그리고 소정의 캐리어 주파수를 가지는 제1 신호를 생성하여 상기 복수의 임피던스 로딩 회로로 전송하는 RF 체인부를 포함할 수 있다.

상기 복수의 임피던스 로딩 회로는 각각 저항 성분을 제외한 상기 복수의 허수 임피던스 소자만으로 구성될 수 있다.

상기 제1 신호는 상기 공간 다중화 OFDM 샘플에 변동하지 않는 고정의 크기 및 위상을 가지는 사인파일 수 있다.

상기 빔공간 MIMO 제어부는, 상기 공간 다중화 OFDM 샘플에 대한 정보, 서로 직교하는 기초 빔에 대한 정보, 상기 복수의 안테나 엘리먼트의 기하학적 구조에 대한 정보를 고려하여, 상기 복수의 안테나 엘리먼트 각각으로 유입되는 전류를 계산하는 빔공간 매핑부, 그리고 상기 계산된 전류를 이용하여, 상기 복수의 허수 임피던스 소자의 로딩 값을 계산하는 로드 변조기 제어부를 포함할 수 있다.

상기 빔공간 매핑부는 상기 공간 다중화 OFDM 샘플을 소정의 시간만큼 지연시키는 지연부를 포함할 수 있으며, 상기 소정의 시간은, 상기 빔공간 매핑부가 상기 전류를 계산하는 시간, 상기 로드 변조기 제어부가 상기 로딩 값을 계산하는 시간, 그리고 상기 복수의 임피던스 로딩 회로가 상기 로딩 값을 출력하는데 걸리는 시간을 고려하여 설정될 수 있다.

빔공간 MIMO 전송 장치는 상기 RF 체인부와 상기 복수의 임피던스 로딩 회로 사이에 각각 연결되는 복수의 스위치를 더 포함할 수 있으며, 상기 빔공간 매핑부는 상기 소정의 시간을 고려하여 상기 복수의 스위치의 스위칭을 동기화할 수 있다.

상기 RF 체인부는 임피던스 매칭 회로를 포함할 수 있으며, 상기 빔공간 매핑부는 상기 계산한 로딩 값을 이용하여 상기 임피던스 매칭 회로의 임피던스 값을 설정할 수 있다.

상기 RF 체인부는, 상기 제1 신호를 생성하는 오실레이터, 그리고 상기 제1 신호의 크기를 증폭하는 전력 증폭기를 포함할 수 있다.

상기 RF 체인부는 상기 제1 신호의 크기를 감쇄시키는 감쇄기를 더 포함할 수 있으며, 상기 빔공간 매핑부는 상기 공간 다중화 OFDM 샘플이 속한 빔공간 신호 벡터의 크기를 정규화하며, 상기 정규화된 빔공간 신호 벡터의 크기에 대응하여 감쇄기를 제어할 수 있다.

상기 빔공간 매핑부는 채널의 상태를 더 고려에 하여, 상기 전류를 계산할 수 있다.

상기 복수의 허수 임피던스 소자는 pi-type 구조 또는 T-type 구조를 가질 수 있다.

본 발명의 다른 실시예에 따르면, 복수의 안테나 엘리먼트에 각각 연결되는 부하를 변조하여 빔공간 신호를 생성하는 빔공간 MIMO(Multi-Input Multi-Output) 전송 방법이 제공된다. 상기 빔공간 MIMO 전송 방법은, 상기 복수의 안테나 엘리먼트 각각에 복수의 허수 임피던스 소자를 제공하는 단계, 복수의 데이터 스트림을 이용하여, 빔공간 MIMO(Multi-Input Multi-Output) 위한 공간 다중화 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)샘플을 생성하는 단계, 상기 공간 다중화 OFDM 샘플에 대응하여, 상기 복수의 허수 임피던스 소자의 로딩 값을 계산하는 단계, 상기 계산한 로딩 값을 상기 복수의 허수 임피던스 소자에 설정하는 단계, 그리고 소정의 캐리어 주파수를 가지는 제1 신호를 생성하여, 상기 복수의 안테나 엘리먼트 및 상기 복수의 허수 임피던스 소자로 전송하는 단계를 포함할 수 있다.

상기 로드는 저항 성분을 제외한 상기 복수의 허수 임피던스 소자만으로 구성될 수 있다.

상기 생성하는 단계는, 상기 복수의 데이터 스트림에 대해서 공간 프리코딩을 통해 공간 다중화 신호를 생성하는 단계, 그리고 상기 공간 다중화 신호에 대해서 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)를 수행하여, 상기 공간 다중화 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)샘플을 생성하는 단계를 포함할 수 있다.

상기 빔공간 MIMO 전송 방법은 상기 공간 다중화 OFDM 샘플을 소정 시간 동안 지연시키는 단계, 그리고 상기 소정의 시간을 상기 제1 신호의 전송 시간과 동기화하는 단계를 더 포함할 수 있다.

본 발명의 또 다른 실시예에 따르면, 빔공간 MIMO 전송 장치가 제공된다. 상기 빔공간 MIMO 전송 장치는, 복수의 안테나 엘리먼트에 각각 연결되는 복수 허수 임피던스 소자를 포함하는 제1 부하 변조부, 복수의 안테나 엘리먼트에 각각 연결되는 복수의 허수 임픽던스 소자를 포함하는 제2 부하 변조부, 빔공간 MIMO(Multi-Input Multi-Output) 위한 공간 다중화 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)샘플에 대응하여 상기 복수의 허수 임피던스 소자의 로딩 값을 계산하고, 상기 계산한 로딩 값을 상기 복수의 임피던스 소자에 설정하는 빔공간 MIMO 제어부, 소정의 캐리어 주파수를 가지는 제1 신호를 생성하는 오실레이터, 상기 제1 신호를 증폭하여 상기 제1 부하 변조부로 전송하는 제1 증폭기, 그리고 상기 제1 신호를 증폭하여 상기 제2 부하 변조부로 전송하는 제2 증폭기를 포함할 수 있다.

상기 제1 및 제2 부하 변조부는 각각 각각 저항 성분을 제외한 상기 복수의 허수 임피던스 소자만으로 구성될 수 있다.

본 발명의 실시예에 따르면, 허수 임피던스 소자만으로 안테나 로딩 회로를구성함으로써, 빔공간 MIMO 전송을 할 수 있다.

본 발명의 다른 실시예에 따르면, 부하 변조 기반으로 빔공간 MIMO 신호를 생성함으로써, RF(Radio Frequency) 체인부를 간단히 구성 할 수 있다.

본 발명의 또 다른 실시예에 따르면, 모듈 형태로 부하 변조부를 구성함으로써, Massive MIMO를 구현할 수 있다.

도 1은 본 발명의 실시예에 따른 부하 변조 기반 빔공간 MIMO 기지국의 하향링크 블록도를 나타내는 도면이다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 빔공간 MIMO 전송 장치를 구체적으로 나타내는 도면이다.
도 3은 안테나 수가 2개인 경우 안테나 회로 분석을 나타내는 도면이다.
도 4는 허수 임피던스 소자들이 T-type 구조를 가지는 경우를 나타내는 도면이다.
도 5는 본 발명의 다른 실시예에 따른 부하 변조부를 나타내는 도면이다.
도 6a 내지 도 6c는 각각 안테나 엘리먼트들의 다양한 배치를 나타내는 도면이다.
도 7은 안테나 수가 N개인 경우 안테나 회로 분석을 나타내는 도면이다.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 빔공간 MIO 전송 장치를 Massive MIMO에 적용한 것을 나타내는 도면이다.

아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.

명세서 전체에서, 단말은(terminal)은 이동 단말(mobile terminal, MT), 이동국(mobile station, MS), 진보된 이동국(advanced mobile station, AMS), 고신뢰성 이동국(high reliability mobile station, HR-MS), 가입자국(subscriber station, SS), 휴대 가입자국(portable subscriber station, PSS), 접근 단말(access terminal, AT), 사용자 장비(user equipment, UE) 등을 지칭할 수도 있고, 단말, MT, AMS, HR-MS, SS, PSS, AT, UE 등의 전부 또는 일부의 기능을 포함할 수도 있다.

또한, 기지국(base station, BS)은 진보된 기지국(advanced base station, ABS), 고신뢰성 기지국(high reliability base station, HR-BS), 노드B(node B), 고도화 노드B(evolved node B, eNodeB), 접근점(access point, AP), 무선 접근국(radio access station, RAS), 송수신 기지국(base transceiver station, BTS), MMR(mobile multihop relay)-BS, 기지국 역할을 수행하는 중계기(relay station, RS), 기지국 역할을 수행하는 고신뢰성 중계기(high reliability relay station, HR-RS) 등을 지칭할 수도 있고, ABS, 노드B, eNodeB, AP, RAS, BTS, MMR-BS, RS, HR-RS 등의 전부 또는 일부의 기능을 포함할 수도 있다.

한편, 본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802시스템, 3GPP 시스템, 3GPP LTE 시스템 및 3GPP2 시스템 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예들 중 본 발명의 기술적 사상을 명확히 드러내기 위해 설명하지 않은 단계들 또는 부분들은 상기 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다. 이하의 설명에서 사용되는 특정(特定) 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.

이제 본 발명의 실시예에 따른 부하 변조 기반 빔공간 MIMO 전송 방법 및 장치에 대하여 설명한다.

도 1은 본 발명의 실시예에 따른 부하 변조 기반 빔공간 MIMO 기지국의 하향링크 블록도를 나타내는 도면이다.

도 1에 나낸 바와 같이 본 발명의 실시예에 따른 부하 변조 기반 빔공간 MIMO 기지국(1000)은 베이스밴드부(100) 및 빔공간 MIMO 전송 장치(200)를 포함한다.

베이스밴드(Baseband)부(100)는 복수의 데이터 스트림에 대해서 공간 프리코딩(Spatial Precoding)을 통해 공간 다중화 신호를 생성하고, 공간 다중화 신호들 각각에 대해서 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)를 수행한다. 즉, 베이스밴드부(100)는 LTE 베이스밴드 기능을 수행한다.

베이스밴드부(100)는 IFFT를 통해 주파수 도메인의 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 신호들을 시간 도메인의 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 신호들로 변환한다. IFFT의 입력은 주파수 도메인의 QAM 신호들로서 서브캐리어별로 생성된 QAM 신호들의 합으로 표현되는 OFDM 심볼들이다. 여기서, OFDM 심볼 구간 길이는 서브캐리어간 간격의 역수가 되며, LTE의 경우 1/15kHz = 66.7us를 갖는다. IFFT의 출력은 하나의 OFDM 심볼이 30.72MHz(15kHz * 2048=30.72MHz)로 샘플링되어 생성된 시간 도메인에서의 OFDM 샘플들이다. 즉, IFFT에 의해 32.5ns(1/30.72MHz)의 OFDM 샘플들이 생성된다. 하나의 OFDM 샘플값은 복소 값을 갖게 되므로 I와 Q값으로 분할된다. OFDM 샘플의 I 또는 Q 값은 일반적으로 각각 12 ~ 14비트로 표현되는 변이를 갖는다. 이하에서는 베이스밴드부(100)에서 출력되는 OFDM 샘플들을 '공간 다중화 OFDM 샘플들'이라 한다.

이와 같이 베이스밴드부(100)에서 출력되는 공간 다중화 OFDM 샘플들은 32.5ns로 빨리 출력되므로, 아래에서 설명하는 바와 같이 본 발명의 실시예에 따른 빔공간 MIMO 전송 장치(200)는 시간 지연 및 동기화 동작이 필요하다.

도 1에 나타낸 바와 같이 빔공간 MIMO 전송 장치(200)는 빔공간 MIMO 제어부(210), RF 체인부(220), 부하 변조부(230) 및 콤팩트 안테나부(240)를 포함한다. 이러한 빔공간 MIMO 전송 장치(200)의 구체적인 구성 및 동작에 대해서는 아래의 도 2를 참조하여 상세히 설명한다.

도 2는 본 발명의 실시예에 따른 빔공간 MIMO 전송 장치(200)를 구체적으로 나타내는 도면이다.

도 2에 나타낸 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 빔공간 MIMO 제어부(210)는 빔공간 매핑부(211), 로드 변조기 제어부(212) 및 동적 임피던스 매칭부(213)를 포함한다.

빔공간 매핑부(211)는 베이스밴드부(100)로부터 공간 다중화 OFDM 샘플들(OFDM Samples)을 입력 받으며 빔공간 상으로 매핑시킨다.

빔공간 매핑부(211)는 사용되는 안테나의 기하학적 구조에 기반하여 빔공간을 표현하는 기초 빔(basis beam)들 설정한다. 그리고 빔공간 매핑부(211)는 기초 빔들과 공간적으로 다중화하고자 하는 신호들의 선형 결합을 통해 무선 공간으로 방사되는 최종 빔 패턴을 결정한다. 여기서, 안테나 조향 벡터가 주어지므로, 최종 빔 패턴은 안테나 엘리먼트들(즉, 컴팩트 안테나부(240)의 안테나들)로 유입되는 전류에 의해 결정된다. 안테나 엘리먼트들로 유입되는 전류는 전류 벡터 형태이며, 빔공감 매핑부(211)에 의해 계산된 전류 벡터(current vector)는 로드 변조기 제어부(212)로 입력된다. 한편, 빔공간 매핑부(211)는 채널 상태에 따라 적응적으로 기초 빔들의 개수 및 기초 빔들을 재조정하는 기능을 수행할 수 있다. 빔공간 매핑부(211)가 빔공간 다중화 매핑하는 방법에 대해서는 아래에서 좀 더 상세히 설명한다.

그리고, 빔공간 매핑부(211)는 빔공간 다중화 신호 크기를 정규화하는 기능을 수행 한다. 부하 변조부(230)의 로딩 회로를 구성하는 소자들은 모두 허수 임피던스만으로 구성되므로, 부하 변조부(230)는 신호의 크기를 조정할 수 없다. 따라서, 빔공간 매핑부(211)는 빔공간 상으로 전송하는 다중화 신호들의 최대 전력을 기준으로 전송하고자 하는 다중화 신호들의 전력을 조정한다. 이러한 방법에 대해서는 아래에서 좀 더 상세히 설명한다.

빔공간 매핑부(211)는 입력되는 공간 다중화 OFDM 샘플들을 지연시키고 동기화되는 스위칭 동작을 수행한다. 상기에서 설명한 바와 같이 공간 다중화 OFDM 샘플들은 베이스밴드부(100)로부터 32.5ns로 출력되므로, 이를 지연하는 동작이 필요하다. 따라서, 빔공간 매핑부(211)는 지연부(211a)를 이용하여, 공간 다중화 OFDM 샘플 조합인 빔공간 신호 벡터에 대해서 일정한 시간 지연을 수행한다. 지연부(211a)는 지연 버퍼(delay buffer)에 의해 구현될 수 있다. 지연 버퍼의 깊이(Bd)는 일정한 시간 지연 값 동안 저장할 수 있는 OFDM 샘플 수에 의해 결정된다. 한편, 빔공간 매핑부(211)는 지연부(211a)에서 하나의 OFDM 샘플을 출력할 때 RF 체인부(220) 및 부하 변조부(230)의 스위칭을 지시한다. 이와 같은 빔공간 매핑부(211)의 스위칭 동기화 방법은 아래에서 좀 더 상세히 설명한다.

로드 변조기 제어부(212)는 빔공간 매핑부(211)로부터 안테나 엘리멘트별로 유입되는 전류벡터를 입력 받아, 빔공간 MIMO 동작을 위한 임피던스 로딩 값(LIVs, Loaded Impedance Values)을 계산한다. 임피던스 로딩 값(LIVs)은 부하 변조부(230)의 임피던스 로딩 회로 구성과 관련이 있다. 임피던스 로딩 값(LIVs)의 계산하는 방법에 대해서는 아래에서 상세히 설명한다. 로드 변조기 제어부(212)는 계산한 임피던스 로딩 값을 부하 변조부(230) 및 동적 임피던스 매칭부(213)로 출력한다.

동적 임피던스 매칭부(213)는 로드 변조기 제어부(212)로부터 입력 받은 임피던스 로딩 값(LIVs)을 이용하여, 전체 안테나의 임피던스를 매칭한다. 안테나의 임피던스는 일반적으로 50옴으로 설정되나, 로드 변조기 제어부(212) 및 로드 변조부(230)에 의해 정확히 50옴으로 설정되지 않을 수 있다. 이를 위해, 동적 임피던스 매칭부(213)는 임피던스 매칭 값을 설정한다. 동적 임피던스 매칭부(213)는 설정한 임피던스 매칭 값을 이용하여 RF 체인부(220)의 임피던스 매칭 회로(224)를 제어한다.

* 빔공간 다중화 매핑

빔공간 매핑부(211)는 빔공간 다중화 매핑을 수행하는데, 이하에서는 빔공간 다중화 매핑 방법에 대하여 설명한다. 이러한 빔공간 다중화 매핑은 안테나 소자별로 유입되는 전류를 계산하는 것에 대응된다.

안테나 엘리먼트별로 RF 체인이 존재하는 일반적인 MIMO 전송 장치의 경우,공간 다중화 신호 스트림들이 개별적인 RF 체인을 거쳐 해당 안테나 엘리먼트로 전달된다. 그러나, 빔공간 MIMO 전송 장치(200)의 경우, 공간 다중화 신호들이 안테나에 의해 제공되는 직교 빔 패턴들을 조정하게 된다. 이를 수학적인 모델로 표시하면 다음의 수학식 1과 같다.

수학식 1에서,

는 무선 공간 상으로의 방사 패턴을 3D(Demension)로 표시한 것이고,

는 m번째 안테나 엘리먼트의 조향 벡터를 3D로 표시한 것이며,

는 n번째 기초 빔 패턴을 3D로 표시한 것이다.

는 m번째 안테나 엘리먼트의 조향 벡터를 n번째 기초 빔 패턴 상으로 프로젝션한 것이며,

은 m번째 안테나 엘리먼트로 유입되는 전류를 나타낸다. 그리고

은 n번째 기초 빔에 매핑되는 공간 다중화 신호를 나타낸다.

공간 다중화 OFDM 샘플들에 대한 정보, 기초 빔에 대한 정보, 그리고 안테나 엘리먼트의 조향 벡터 프로젝션에 대한 정보가 정해지면, 수학식 1의 첫 번째 식과 두번째 식을 통해, 안테나 엘리먼트로 유입되는 전류를 구할 수 있다. 즉, 아래의 수학식 2와 같이 안테나 엘리먼터로 유입되는 전류는 표현될 수 있다.

균등한 선형 배열(uniform linear array) 안테나의 경우, 조항벡터의 2D 표현은 다음의 수학식 3과 같다.

그리고 ESPAR(Electronically Steerable Parasitic Array Radiator) 형태의 원형 배열 안테나의 경우, 조향 벡터의 2D 표현은 다음의 수학식 4와 같다.

수학식 3 및 4에서, b=2πd 이고, d는 파장에 정규화된 안테나 엘리먼트들의 간격이며, N은 안테나 안테나 엘리먼트 개수이다. 또한,

는 다음의 수학식 5와 같다.

안테나 조향 벡터로부터 기초빔(basis beam)들을 도출하는 방법은 여러 가지 방법이 있으며, 하나의 예로 그람-슈미트(Gram-Schmidt) 직교화 과정이 있다.

그람-슈미트 직교화 과정은 설명하면 다음과 같다. 조향벡터에서 첫 번째 함수

를 선택하여, 첫 번째 기초빔 패턴을 다음의 수학식 6과 같이 결정한다.

수학식 6에서,

이다.

두 번째 기초빔 패턴은

의

상으로의 프로젝션인

를 계산한 후,

에서

를 빼며, 이를 정규화하기 위해

으로 나누어 계산된다. 이러한 과정을 일반화하면, 기초빔 패턴은 아래의 수학식 7과 같이 된다.

아래의 설명에서는 설명의 편의상 2 개의 안테나 엘리먼트로 구성된 경우에 대한 빔공간 다중화 매핑 방법을 설명하나, N 개의 안테나 엘리먼트로 확장할 수 있음은 당연하다. 2개의 엘리먼터 안테나에 대한 조향 벡터는 다음의 수학식 8과 같이 결정된다.

상기 수학식 8의 조향 벡터와 그람-슈미트 직교화 과정을 통해, 2개의 안테나 엘리먼트에 대한 기초빔 패턴들이 다음의 수학식 9와 같이 결정된다.

수학식 2와 수학식 9를 통해, 빔공간으로 다중화 되는 신호와 전류와의 관계식은 다음의 수학식 10과 같이 성립한다.

* 임피던스 로딩 값 계산

다음으로 로드 변조기 제어부(212)가 빔공간 MIMO 동작을 위한 임피던스 로딩 값(LIVs)를 계산하는 방법에 대해서 설명한다.

도 2에 나타낸 바와 같이, 부하 변조부(230)에서 임피던스 로딩 회로(LM#1 ~ LM#n)의 구성은 안테나별로 허수 임피던스 소자 3개와 전송 선로로 구성된다. 도 2에서는 허수 임피던스 소자들이 pi-type으로 연결된 것만을 나타내었으나 T-type으로 연결될 수도 있다. 아래의에서는 설명의 편의상, 임피던스 로딩 회로의 구성이 전송 선로와 pi-type의 허수 임피던스들로 구성된 경우, 허수 임피던스 소자 값을 계산하는 절차 및 방법을 설명한다. 계산의 편의를 위해 안테나 수는 2개인 경우를 가정하였으나, 아래의 설명과 같이 n개로 확장될 수 있다.

도 3은 안테나 수가 2개인 경우 안테나 회로 분석을 나타내는 도면이다.

도 3과 같은 안테나 구성인 경우, Z 파라미터로 분석하면 아래의 수학식 11과 같이 나타낼 수 있다.

수학식 11의 I₁과 I₂는 수학식 10의 i₀, i₁에 각각 대응된다.

부하 변조부(230)의 각 안테나 별로 임피던스 로딩 회로(LM#1, LM#2)의 분석이 필요하다. 다른 파라미터(Z, Y 또는 S 파라미터)도 사용될 수 있지만, 두 개 이상의 포트를 갖는 회로망이 직렬로 연결되는 경우에는 각각의 회로망 ABCC 파리미터 행렬들을 곱함으로써 전체 ABCD 파라미터를 쉽게 구할 수 있다. 따라서, 회로 분석 용이를 위해, 이하에서는 ABCD 파라미터가 사용하여 설명한다.

전송 선로의 특성 임피던스 값(Z₀)는 선로의 길이가 무한대일 때 갖는 임피던스로, 이 값을 통해 길이 l을 갖는 전송 선호의 ABCD 파라미터는 아래의 수학식 12와 같다.

수학식 12에서,

는 웨이브 넘버(wave number)로서

값이다. 따라서, quarter-wavelength 전송선로(즉,

)인 경우, ABCD 파라미터는 다음의 수학식 13과 같다.

임피던스 로딩 회로(LM#1)에 대한 ABCD 파라미터는 다음의 수학식 14와 같이 결정될 수 있다.

수학식 14에서,

와

는 아래의 수학식 15와 같이 정의 된다.

수학식 14로부터 임퍼던스 로딩 회로(LM#1)에 대해서, 다음과 같은 수학식 16을 구할 수 있다.

그리고

는 아래의 수학식 17과 같은 관계식을 갖는다.

동일한 방식으로 임피던스 로딩 회로(LM#2)에 대해서는 아래의 수학식 18과 같은 관계식을 구할 수 있다.

그리고, a₂, b₂, c₂, d₂는 아래의 수학식 19과 같은 관계식을 갖는다.

도 3의 입력 단에서 키르히포프 전압/전류 법칙을 적용하면, 다음의 수학식 20과 같다.

따라서, 입력 임피던스(Z_in)는 수학식 20을 통해 다음의 수학식 21과 같이 정리될 수 있다.

수학식 20과 수학식 21은 관계식

과 수학식 11을 이용하여, 아래의 수학식 22와 같이

로 정리할 수 있다.

상기 수학식 22에서,

는 아래의 수학식 23과 같이 정의 된다.

이므로, 수학식 22로부터 아래의 수학식 23a과 같은 관계식을 도출할 수 있다.

또한,

관계식을 이용하면, 아래의 수학식 24와 같은 관계식을 도출할 수 있다.

입력 임피던스를 매칭하기 위해, 상기 수학식 21의 입력 임피던스는 아래의 수학식 25를 만족할 필요가 있다.

상기 수학식 25로부터 다음의 수학식 26이 성립한다.

상기 수학식 26에 수학식 17과 수학식 19를 대입한 후, c₁과 c₂로 정리하면, 다음의 수학식 27이 만족된다.

상기 수학식 27로 표현되는 c₁과 c₂의 이원 일차 방정식은 동일해야 하므로, 다음의 수학식 28과 같은 식을 만족해야 한다.

수학식 28에서 첫 번째 항과 세 번째 항이 서로 같음을 이용하면 아래의 수학식 29와 같은 식을 도출할 수 있다.

수학식 24를 이용하여, 수학식 29에 a ₁과 a ₂를 대치하면, 다음 수학식 30과 같이 이차 방정식을 도출할 수 있다.

수학식 30의 해는 이차방정식의 해로서,

의 함수로 다음의 수학식 31과 같이 정해진다.

수학식 31에서 b ₁ 값을 임의 값으로 설정하면 b ₂가 결정되고, 수학식 24를 통해 a ₁과 a ₂가 결정된다.

한편, 수학식 27의 두 번째 식으로부터 c ₁을 c ₂의 함수로 다음의 수학식 32와 같이 표시할 수 있다.

수학식 32에서 c ₂를 임의의 한 값으로 설정하면 c ₁이 결정되고, 수학식 17과 수학식 19로부터 d ₁과 d ₂를 구할 수 있다.

따라서, 수학식 15로부터 다음의 수학식 33과 같이 로드(load) 값들을 결정할 수 있다.

여기서 고려할 사항은 전류의 위상 성분이다. 수학식 22로부터 전류 위상은 다음의 수학식 34와 같이 나타낼 수 있다.

전류의 위상 성분이 변화되는 로드 값들에 따라 변경되지 않도록 고정할 필요가 있다. 즉, 수학식 34에서

를 고정시킬 필요가 있다. 따라서, 다음의 수학식 35이 성립한다.

수학식 35에서 a₁을 수학식 24로 대체하면, 다음의 수학식 35a가 된다.

수학식 35a를 수학식 31과 함께 정리면, b ₁식인 수학식 36을 도출 할 수 잇다.

따라서, 파라미터 b₂, a₂, a₁은 다음 수학식 37과 같이 결정될 수 있다.

수학식 32에 수학식 36과 37를 대입하면, 아래의 수학식 38을 도출할 수 있다.

한편, 수학식 38은 임의의 s에 대해서 아래의 수학식 39를 만족한다.

따라서, 구하고자 하는 c₁, c₂ 값은 임의의 s에 대하여 다음의 수학식 40과 같이 계산할 수 있다.

한편,

를 임의 값으로 고정할 수 있지만, 상기에서 설명한 바와 같이

의 값에 따라 로드 임피던스 값이 결정되므로, 계산되는 로드 임피던스의 값들의 변이가 작도록

를 도출할 수 있다.

위상 고정 값이

일 때는 수학식 36, 수학식 37, 그리고 수학식 40을 통해, 아래의 수학식 41과 같이 파라미터 a₁, b₁, c₁, a₂, b₂, c₂를 구할 수 있다.

수학식 41과 같이 계산된 파라미터 a₁, b₁, c₁, a₂, b₂, c₂를 수학식 17 및 수학식 19에 적용하면, 파라미터 d₁, d₂도 구할 수 있다. 이와 같이 계산된 모든 파라미터 a₁, b₁, c₁, d₁ a₂, b₂, c₂, d₂를 수학식 15에 적용하면, 로드 임피던스 값을 최종적으로 구할 수 있다.

한편, 상기에서 설명한 바와 같이, 위상 고정을 고려하지 않는 로드 임피던스 계산의 경우, 설계 파라미터는 b₁, c₂가 된다. 이 두 설계 파라미터 값은 빔공간 MIMO 전송을 하고자 하는 신호 쌍들의 모든 집합들에 대하여, 안테나 효율(예를 들면, 로드 임피던스 계산 값들에 따른 안테나 반사 계수 등)이 좋고 로드 임피던스 계산 값들의 변이가 작은 것을 설정할 수 있다. 이 경우, 안테나들로 유입되는 전류의 위상이 변하게 되므로, 빔공간 MIMO 제어부(210)로부터 RF체인부(220)로 흐르는 전류의 위상을 고정시키는 변환이 요구된다.

그리고 위상을 고려한 로드 임피던스 계산의 경우, 설계 파라미터는 위상 고정값

와 s(c₁, c₂ 값 결정에 사용됨)이 존재한다. 이 두 설계 파라미터 값도 빔공간 MIMO 전송을 하고자 하는 신호 쌍들의 모든 집합들에 대하여, 안테나 효율(예를 들면, 로드 임피던스 계산 값들에 따른 안테나 반사 계수 등)이 좋고 로드 임피던스 계산 값들의 변이가 작은 것을 설정할 수 있다.

이와 같이 본 발명의 실시예에 따르면 허수 임피던스 소자(리액턴스 소자)만으로 빔공간 MIMO 전송을 구현할 수 있다. 기존의 방법들은 QAM 신호를 전송하는 경우에는 음의 임피던스 소자(Negative Impeadance)가 필요하거나 안테나 소자별로 유입되는 전류를 계산하는데 시간이 오래 걸린다. 음의 임피던스 소자는 능동 소자(예를 들면, Power Amp)를 통해 구현할 수 있는데, 이는 발진하는 문제가 발생한다. 이에 반해, 본 발명의 실시예에 따르면, 상기에서 설명한 바와 허수 임피던스 소자만으로 빔공간 MIMO 전송을 구현할 수 있다.

* 스위칭 동기화 방법

베이스 밴드부(100)로부터 출력되는 공간 다중화 OFDM 샘플은 32.5ns이므로, 안테나를 통해 무선 공간으로 방사될 빔 패턴도 32.5ns 단위로 변경되어야 한다. 상기에서 설명한 바와 같이, 빔공간 매핑부(211)는 빔공간 신호 벡터 값(공간 다중화 OFDM 샘플)에 따라 안테나 엘리먼트로 유입되는 전류 값들이 계산되고, 로드 변조기 제어부(212)는 계산된 전류 값을 생성하기 위해 임피던스 로딩 값을 계산한다. 따라서, 32.4ns 시간은 빔공간 매핑부(211)의 전류 벡터 계산 시간 T₁, 로드 변조기 제어부(212)의 임피던스 계산 시간 T₂, 그리고 부하 변조부(230)이 계산된 임피던스 로딩 값을 안정적으로 출력하는데 걸리는 시간 T₃를 포함할 필요가 있다.

이러한 32.5ns 레이턴시(latency) 제약을 완화시키기 위해, 지연부(211a)와 복수의 스위치(SW1~SWN)가 이용될 수 있다. 도 2에 나타낸 바와 같이, 복수의 스위치(SW1~SWN)은 복수의 임피던스 로딩 회로(LM#1 ~ LM#N)의 앞단에 각각 위치하며 빔공간 매핑부(211)의 동기화된 스위칭 신호에 의해 제어된다.

32.5ns 보다 작은 단위 시간

를 이용하면, T1, T2, 그리고 T3는 아래의 수학식 42와 같이 설정될 수 있다.

값이 32.ns보다 크면, 지연부(211a)가 필요하다. 지연부(221a)가 지연 버퍼로 구현되는 경우, 지연 버퍼의 크기 값은 다음의 수학식 43과 같이 될 수 있다.

지연 버퍼는 OFDM 샘플이 입력되는 시점부터

지연 후 출력시킨다. 그리고, 지연 버퍼의 출력부터 안테나에 의해 무선 공간으로 방사될 때까지의 시간

이

조건을 만족하는 경우, 지연 버퍼로부터 OFDM 샘플이 출력되는 시점에, 복수의 스위치(SW1 ~ SWN)가 스위칭 되도록, 빔공간 매핑부(211)는 동기화된 스위칭 신호를 설정한다. 이와 같은 동작을 통해, 빔공간 신호 벡터가 무선 공간으로 올바르게 송신될 수 있다.

한편, 동적 임피던스 매칭부(213)가 존재하는 경우에도, 상기와 같은 방법으로 동적 임피던스 매칭 회로(224)가 스위치(SW)를 통해 동기화된 스위칭 동작을 수행한다. 즉, 도 2에 나타낸 바와 같이, 스위치(SW)는 RF 체인부(220)내에 포함되어 있으며 빔공간 매핑부(211)의 동기화된 스위칭 신호에 의해 제어된다.

* 빔공간 다중화 신호 크기의 정규화

빔공간 신호 벡터는 공간 다중화 OFDM 샘플들이다. 해당 OFDM 샘플이 속한 빔공간 신호 벡터의 크기는 전체 신호 벡터 공간에서 최대 크기를 갖는 빔공간 신호 벡터에 의해 정규화된 크기를 가질 수 있도록, 조정이 필요하다. 즉,

를 빔공간 신호 벡터를 구성하는 i번째 OFDM 샘플 크기이고,

를 i번째 빔공간 다중화 스트림 샘플 값들 중 최대 값이라고 할 때, 빔공간 다중화 신호 크기의 정규화는 아래의 수학식 44와 같이 계산된다.

빔공간 다중화 신호 크기를 정규화 하는 방법은 아날로드 단에서 정규화할 수 있다. 도 2에 나타낸 바와 같이, PA(223)을 최대로 설정한 후 감쇄기(Attenuator, 222)를 통해 상기 계산한 정규화 값(

)만큼 신호를 감쇄시킬 수 있다. 즉, 빔공간 매핑부(211)는 수학식 44와 같은 정규화 값(

)을 계산하여 감쇄기(222)를 제어한다.

빔공간 다중화 신호 크기를 정규하는 다른 방법은 디지털 단에서 정규화하는 방법이 있으며, 빔공간 매핑부(211)가 OFDM 샘플을 출력할 시에 정규화된 샘플 값으로 조정하여 출력한다.

다음으로, 도 2의 RF 체인부(220)에 대해서 설명한다.

도 2에 나타낸 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 RF 체인부(220)는 단일 RF 체인으로 구성된다. 그리고, RF 체인부(220)는 일반적인 RF 체인(RF chain)을 구성하는 소자들 중 일부 소자들로만 구성된다.

일반적인 RF 체인은 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환하는 DAC(Digital Analog Converter) 소자, 전력 증폭기(Power Amplifier, PA) 소자, 특정 반송파 주파수 신호를 생성하는 로컬 오실레이터, 그리고 반송파 주파수와 DAC 소자의 출력 신호를 믹싱하는 믹서(Mixer)로 구성된다.

그러나, 도 2에 나타낸 바와 같이 본 발명의 실시예에 따른 RF 체인부(220)는 오실레이터(221), 감쇄기(222) 및 전력 증폭기(223)을 포함한다. 즉, 본 발명의 실시예에 다른 부하 변조 기반 빔공간 MIMO 전송 방법은 송신 신호를 직접 RF 단에서 믹싱할 필요가 없으므로, DAC 소자 및 믹서가 필요없다. 오실레이터(221)는 소정의 캐리어 주파수를 가지며 고정된 크기 및 위상을 가지는 사인파(sine wave)를 생성한다. 감쇄기(222) 및 전력 증폭기(223)는 송신 신호의 전력을 제어한다. 감쇄기(222)는 상기에서 설명한 바와 같이 빔공간 다중화 신호 크기의 정규화를 위해 사용된다.

한편, 본 발명의 실시예에 따른 RF 체인부(220)는 동적 임피던스 매칭 회로(224)를 더 포함할 수 있다. 부하 변조부(230)의 임피던스 로딩 회로들이 소정의 임피던스 값과(예를 들면, 50옴)과 큰 오차를 가지면 구현되는 경우가 발생할 수 있다. 이러한 임피던스 불일치를 보상하기 위해 동적 임피던스 매칭 회로(224)가 필요하다. 동적 임피던스 매칭 회로(224)는 가변 임피던스를 생성할 수 있는 회로로 구현될 수 있다. 이를 복수 개의 동적 임피던스 매칭 회로가 설치되고 서로 동기화된 스위칭을 통해 시간 제약을 해결 할 수 있다.

도 2 및 도 3에 나타낸 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 부하 변조부(230)는 복수의 임피던스 로딩 회로(LM#1 ~ LM#N)를 포함한다. 각 임피던스 로딩 회로(LM#1 ~ LM#N)는 허수 임피던스 소자 3개와 전송선로를 포함한다. 한편, 도 2 및 도 3에 나타낸 바와 같이 허수 임피던스 소자들은 pi(π)-type 구조를 가질 수 있으며, 도 4에 나타낸 바와 같이 허수 임피던스 소자들은 T-type 구조를 가질 수 있다. 도 4는 허수 임피던스 소자들이 T-type 구조를 가지는 경우를 나타내는 도면이다. 즉, 도 4는 허수 임피던스 소자들이 T-type 구조를 가지는 경우를 제외하고는 도 3과 동일하다.

도 5는 본 발명의 다른 실시예에 따른 부하 변조부(230')를 나타내는 도면이다. 도 5의 (a)는 부하 변조부(230')의 각 임피던스 로딩 회로가 전송선로 없이 pi-type를 가지는 경우를 나타내며, 도 5의 (b)는 부하 변조부(230')의 각 임피던스 로딩 회로가 전송선로 없이 T-type 구조를 가지는 경우를 나타낸다. 즉, 도 5는 도 2 내지 도 4에서 전송선로가 생략된 경우를 나타낸다.

도 3, 도 4 및 도 5의 임피던스 로딩 회로들은 특정 단일 안테나에 대하여 다음의 수학식 45와 같은 ABCD 파라미터로 표현된다.

수학식 45에서 a₁, b₁, c₁, d₁을 a_i, b_i, c_i, d_i로 일반화할 수 있다. a_i, b_i, c_i, d_i는 아래의 표 1에 나타낸 바와 같이 회로 유형별로 정의 될 수 있으며, 다음의 수학식 46과 같은 관계식을 따르게 된다.

아래의 표 1은 임피던스 로딩 회로의 유형 별로 ABCD 파라미터 값을 나타낸다.

상기에서는 임피던스 로딩 회로가 전송 선로를 가지며 pi-type 구조를 가지를 경우에 임피던스 로딩 값을 계산하는 방법을 설명하였지만, 다른 경우(전송 선로가 없거나 T-type의 경우)에 상기 표 1에 정의된 ABCD 파라미터를 사용하여 동일한 방법으로 임피던스 로딩 값을 계산할 수 있다.

다음으로 본 발명의 실시예에 따른 콤팩트 안테나부(240)에 대해서 설명한다.

도 2에 나타낸 바와 같이 콤팩트 안테나부(240)을 구성하는 안테나 엘리먼트 개수는 공간 다중화 스트림수와 동일하다. 예를 들어, 4개의 공간 다중화 스트림을 전송하고자 하는 경우에는 콤팩트 안테나부(240)는 최소 4개의 안테나 엘리먼트를 가진다.

콤팩트 안테나부(240)를 구성하는 안테나 엘리먼트들의 이격 거리(d)는 반파장 거리보다 작게 설정될 수 있다. 이는 빔공간 MIMO 전송을 위해 안테나 기하구조(geometry)를 반영한 안테나 조향 벡터로부터 기초(basis) 빔패턴들을 도출하기 때문이다.

콤팩트 안테나부(240)를 구성하는 안테나 엘리먼트들은 다양한 배치를 가질 수 있다. 도 6a 내지 도 6c는 각각 안테나 엘리먼트들의 다양한 배치를 나타내는 도면이다. 도 6a 내지 도 6c에서는 설명의 편의상 4개의 안테나 엘리먼트들을 나타내었다.

도 6a에 나타낸 바와 같이, 콤팩트 안테나부(240)를 구성한 안테나 엘리먼트들은 병렬적으로 구성될 수 있다. 도 6b에 나타낸 바와 같이, 콤팩트 안테나부(240)를 구성한 안테나 엘리먼트들은 하나의 엘리먼트를 중심으로 원형으로 배치될 수 있다. 한편, 도 6a 및 도 6b는 단일 극성의 안테나를 사용한 배치이며, 도 6c에 나타낸 바와 같이 편파 특성을 이용한 안테나 배치도 가능하다. 안테나간 이격 거리(d)는 도 6a 내지 도 6c에 나타내었으며 반 파장 이격 거리보다 작은 값을 사용할 수 있다.

상기 임피던스 로딩 값을 계산하는 방법에서는 안테나 수가 2개인 경우를 가정하였으나, 안테나 수는 N개로 확장될 수 있다. 아래에서는 안테나 수가 N개인 경우에 부하 변조부(230)의 설계에 대해서 설명한다.

도 7은 안테나 수가 N개인 경우 안테나 회로 분석을 나타내는 도면이다.

2개의 안테나 분석에서 사용한 상기 수학식 20 및 수학식 21을 사용하여, 도 7에 적용하면, 아래의 수학식 47 및 수학식 48을 유도할 수 있다.

여기서, 다음의 수학식 49와 같은 파라미터간 관계식이 성립한다.

상기 수학식 47의 입력 전압(V_in) 관계식에서 임피던스 로딩 회로(LM#1)과 임피던스 로딩 회로(LM#N)의 입력 전압이 동일한 점을 이용하면, 다음의 수학식 50이 유도될 수 있다.

또한, 모든 임피던스 로딩 회로(LM#1 ~ LM#N)에 대해서, 다음의 수학식 51이 성립한다.

상기 수학식 53에서, 임의의 임피던스 로딩 회로(LM#n)에 대한 b_n을 b₁과 b₂ 관계식으로 표현하면, 다음의 수학식 52가 된다.

그리고 a_n 역시 b₁과 b₂ 관계식으로 표현하면 아래의 수학식 53과 같이 표현될 수 있다.

이고 수학식 51을 통해, 상기 수학식 52와 상기 수학식 53은 모든 n=1, …, N에 대하여 아래의 수학식 54 및 수학식 55가 성립할 수 있다.

한편, 상기 수학식 48로 표현되는 입력 매칭으로부터, 다음의 수학식 56이 성립한다.

상기 수학식 56에 상기 수학식 46의 d_k를 치환하면, 다음의 수학식 57이 유도된다.

이고 수학식 28과 같이 해가 존재하기 위한 조건을 고려하면, 수학식 57은 다음의 수학식 58과 같이 유도될 수 있다.

수학식 55를 수학식 58에 대입하여 b₂를 정리하면, 다음의 수학식 59을 유도할 수 있다.

상기 수학식 59의 유도 과정을 설명하면 다음의 수학식 60과 같다.

를 수학식 58에 대응하여 정리하면 아래의 수학식 60과 같이 유도될 수 있다.

상기 수학식 59의 해는 근의 공식(quadratic formula)를 이용하면 다음의 수학식 61과 같이 된다.

상기 수학식 61에서

반영하면 다음의 수학식 62와 같이 된다.

따라서, b₁이 정해지면, 수학식 62에 따라 b₂가 결정되고, 수학식 54에 의해 b₃에서 b_N까지의 파라미터 값이 결정될 수 있다. 또한 수학식 53에 따라 a₁이 결정되고, 수학식 55에 의해 a_n 값이 결정될 수 있다.

한편, 파라미터 b₁ 값을 결정하는 대신 고정시켜야 하는 위상 값 θ를 도입하여 선택 파라미터로 사용할 수 있다. 상기 수학식 34 내지 36 과정을 그대로 수학식 62의 b₂에 적용하면, b₁을 위상 고정 값 θ로 다음의 수학식 63과 같이 표현될 수 있다.

그리고 b₂는 위상 고정 값 θ로 다음의 수학식 64와 같이 표현될 수 있다.

고정 위상 값으로 표현되는 상기 수학식 63 및 64를 상기 수학식 54 및 수학식 55에 대입하고,

관계식을 통해 정리하면, b_n, a_n은 아래의 수학식 65 및 66과 같이 도출될 수 있다.

상기 수학식 65 및 수학식 66을 보면, 파라미터 값들은 부호가 서로 다른 두 값을 가질 수 있다. 이는 하나의 고정 위상 값에 대한 삼각함수의 값이 [0, 2π] 사이에서 두 개를 가지기 때문이다. 다라서, 두 개의 값 중에서 하나의 값을 선택할 필요가 있다. 아래에서는 안테나 개수가 2개인 경우, 두 개의 값 중에서 하나의 부호를 결정하는 방법에 대해서 설명한다.

상기 수학식 46과 수학식 49에서, b₁과 a₁는 아래 수학식 67 및 수학식 68과 같이 정리될 수 있다.

또한 상기 수학식 34를 통해, 선택된 위상 θ에 대한 cos과 sin 값은 다음의수학식 69와 같이 정해진다.

수학식 67 및 수학식 68을 수학식 69에 대입하여 정리하면, 다음의 수학식 70과 같은 관계식이 유도된다.

상기 수학식 70에서 표현된 두 식이 성립하기 위해서, cosθ부호가 (-)이면 (즉, sgn(cosθ)=-1) (-)부호 값을 cosθ부호가 (+)이면 (즉, sgn(cosθ)=+1) (+)부호 값을 선택한다.

따라서, cosθ의 부호가 (+)인 위상이 선택되는 경우, 상기 수학식 70의 부호가 (+)로 선택되고, 수학식 67 및 수학식 68의 부호는 각각 (-)와 (+)로 결정된다. 따라서, 파라미터들은 다음의 수학식 71과 같이 하나의 부호 값을 갖도록 결정될 수 있다.

수학식 69의 관계식은 N 개의 안테나의 경우에도 성립한다. 따라서, a₁과 b₁ 값을 N개 안테나의 경우인 수학식 65 및 66으로부터 도출하면, 상기 수학식 58과 같이 전개될 수 있다.

고정 위상 값으로서 값을 (0, θ)선택하는 경우, 수학식 65 및 66에서 두 번째 부호 값이 선택된다. 따라서, 다음의 수학식 72 및 73의 관계식이 성립한다.

여기서, 상기 수학식 57의 두 번째 식에 상기 수학식 72 및 73을 대입하여 풀면, 다음과 같이 c_n을 유도할 수 있다.

상기 수학식 74에서 S_n은 다음의 수학식 75와 같은 관계식을 만족한다.

한편, c_k의 유도 과정은 아래의 수학식 76과 같다.

상기에서 설명한 바와 같이, 빔공간 매핑부(211)는 안테나 기하학적 구조(안테나 엘리먼트 개수, 배치 간격 및 구조)부터 그람-슈미트(Gram-Schmidt) 과정을 거쳐 기초 빔(basis beam)들을 도출한다. 이때, 기초 빔들은 상호 간에 직교성을 가진다. 그러나, 이와 같이 도출된 기초 빔들은 무선 채널 상태를 반영하지 않은 것으로서, 실제 기초 빔들을 통해 무선 채널로 전송되는 신호들은 서로 간에 직교성이 무너질 수 있다.

이러한 문제를 해결하기 위해, 무선 채널 상으로 공간 다중화되는 신호들 간의 직교성을 유지하는 방법이 필요하다. 본 발명의 실시예에서 적용할 수 있는 방안은 세 가지가 존재한다. 첫 번째 방안은 베이스밴드부(100)에서 프리코딩을 적용하는 방안이고, 두 번째 방안은 빔공간 MIMO 전송 장치(200)에서 채널 적응적으로 직교 관계를 유지하는 기초 빔 집합을 선택하는 방안이며, 세 번째 방안은 첫 번째 방안과 두 번째 방안을 결합하는 방안이다. 이러한 세 가지 방안 적용하기 위해서 공통적으로 요구되는 것은 채널 상태를 인지하는 것이다. 송신기(예를 들면, 도 1의 부하 변조 기반 빔공간 MIMO 기지국(100)에 해당함)는 수신기(예를 들면, 단말)가 송신하는 파일롯 신호로부터 채널 상태를 추정할 수 있다. 또한, 송신기가 전송하는 파일롯 신호를 수신기가 채널 상태를 추정하며, 송신기는 수신기가 추정한 채널 상태를 피드백 받을 수 있다. 상기 첫 번째 방안으로, 송신기는 추정한 채널 상태를 이용하여 프리코딩 벡터를 조정할 수 있다. 상기 두 번째 방안으로, 송신기는 추정한 채널 상태를 이용하여 기초 빔 벡터를 조정할 수 있다. 그리고, 상기 세 번째 방안으로, 송신기는 추정한 채널 상태를 이용하여, 프리코딩 벡터 및 기초 빔 벡터를 동시에 조정할 수 있다.

한편, 상기에서 설명한 본 발명의 실시예에 따른 빔공간 MIMO 전송장치(200)은 Massive MIMO의 확장이 용이하다. 이하에서는 이에 대해서 설명한다.

최근에 폭증하는 모바일 데이터를 수용하기 위해 무선 채널의 용량을 높이는 Massive MIMO 연구가 진행 중이다. 기존의 일반적인 MIMO 경우, 안테나 엘리먼트 별로 RF 체인이 요구로 인한 하드 웨어 비용, 그리고 안테나 엘리먼트 별로 커플링을 피하기 위한 이격 거리로 인한 크기 문제로 인해, Massive MIMO에 부적합하다. 특히, 전송 방식이 OFDM인 경우 PAPR(Peak to Average Power Ratio) 문제가 더욱 심해진다.

상기에서 설명한 바와 같이 본 발명의 실시예에 따른 빔공간 MIMO 전송 장치(200)는 하나의 전력 증폭기(221) 및 하나의 오실레이터(221)로 구성되는 단일 RF 체인을 가진다. 그리고 본 발명의 실시예에 따른 빔공간 MIMO 전송 장치(200)는 N개의 안테나를 통해 최대 N개의 공간 다중화 이득을 얻을 수 있다. 상기에서 설명한 바와 같이, N 개는 무한대로 확장 가능하며, N개의 안테나의 경우도 임피던스 로딩 값을 계산할 수 있다. 따라서, 본 발명의 실시예에 따른 빔공간 MIMO 전송 장치(200)를 Massive MIMO에 적용하는 경우, 비용, 크기 및 전력 측면에서 효율적으로 구현할 수 있다.

도 8은 본 발명의 실시예에 따른 빔공간 MIO 전송 장치를 Massive MIMO에 적용한 것을 나타내는 도면이다. 도 8에서는 편의상 RF 체인과 부하 변조부만을 나타내었다.

도 8에 나타낸 바와 같이, 복수의 부하 변조부(230_1 ~ 230_n) 및 복수의 전력 증폭기(223_1 ~ 223_n)을 통해 Massive MIMO를 구현할 수 있다. 복수의 부하 변조부(230_1 ~ 230_n) 및 복수의 전력 증폭기(223_1 ~ 223_n)를 사용하여 Massive MOMO를 모듈 형태로 구현함으로써, 임피던스 로딩 값의 계산 부하를 줄일 수 있다. 그리고, 도 8과 달리, Massive MIMO를 구현하기 위해, 소출력을 가지는 복수의 전력 증폭기(223_1 ~ 223_n)를 사용하는 대신에 하나의 고출력 전력 증폭기를 사용할 수 도 있다.

이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.

Claims

복수의 안테나 엘리먼트에 각각 연결되는 복수 허수 임피던스 소자를 포함하는 복수의 임피던스 로딩 회로,
빔공간 MIMO(Multi-Input Multi-Output) 위한 공간 다중화 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)샘플에 대응하여 상기 복수의 허수 임피던스 소자의 로딩 값을 계산하고, 상기 계산한 로딩 값을 상기 복수의 임피던스 소자에 설정하는 빔공간 MIMO 제어부, 그리고
소정의 캐리어 주파수를 가지는 제1 신호를 생성하여 상기 복수의 임피던스 로딩 회로로 전송하는 RF 체인부를 포함하며,
상기 빔공간 MIMO 제어부는 상기 공간 다중화 OFDM 샘플을 소정의 시간만큼 지연시키는 지연부를 포함하며,
상기 소정의 시간은 상기 제1 신호의 전송 시간과 동기화되어 있는 빔공간 MIMO(Multi-Input Multi-Output) 전송 장치.
제1항에 있어서,
상기 복수의 임피던스 로딩 회로는 각각 저항 성분을 제외한 상기 복수의 허수 임피던스 소자만으로 구성되는 빔공간 MIMO 전송 장치.
제1항에 있어서,
상기 제1 신호는 상기 공간 다중화 OFDM 샘플에 변동하지 않는 고정의 크기 및 위상을 가지는 사인파인 빔공간 MIMO 전송 장치.
제1항에 있어서,
상기 빔공간 MIMO 제어부는
상기 공간 다중화 OFDM 샘플에 대한 정보, 서로 직교하는 기초 빔에 대한 정보, 상기 복수의 안테나 엘리먼트의 기하학적 구조에 대한 정보를 고려하여, 상기 복수의 안테나 엘리먼트 각각으로 유입되는 전류를 계산하는 빔공간 매핑부, 그리고
상기 계산된 전류를 이용하여, 상기 복수의 허수 임피던스 소자의 로딩 값을 계산하는 로드 변조기 제어부를 포함하는 빔공간 MIMO 전송 장치.
제4항에 있어서,
상기 빔공간 매핑부는 상기 지연부를 포함하며,
상기 소정의 시간은, 상기 빔공간 매핑부가 상기 전류를 계산하는 시간, 상기 로드 변조기 제어부가 상기 로딩 값을 계산하는 시간, 그리고 상기 복수의 임피던스 로딩 회로가 상기 로딩 값을 출력하는데 걸리는 시간을 고려하여 설정되는 빔공간 MIMO 전송 장치.
제5항에 있어서,
상기 RF 체인부와 상기 복수의 임피던스 로딩 회로 사이에 각각 연결되는 복수의 스위치를 더 포함하며,
상기 빔공간 매핑부는 상기 소정의 시간을 고려하여 상기 복수의 스위치의 스위칭을 동기화하는 빔공간 MIMO 전송 장치.
제4항에 있어서,
상기 RF 체인부는 임피던스 매칭 회로를 포함하며,
상기 빔공간 매핑부는 상기 계산한 로딩 값을 이용하여 상기 임피던스 매칭 회로의 임피던스 값을 설정하는 빔공간 MIMO 전송 장치.
제1항에 있어서,
상기 RF 체인부는,
상기 제1 신호를 생성하는 오실레이터, 그리고
상기 제1 신호의 크기를 증폭하는 전력 증폭기를 포함하는 빔공간 MIMO 전송 장치.
제8항에 있어서,
상기 RF 체인부는 상기 제1 신호의 크기를 감쇄시키는 감쇄기를 더 포함하며,
상기 빔공간 매핑부는 상기 공간 다중화 OFDM 샘플이 속한 빔공간 신호 벡터의 크기를 정규화하며, 상기 정규화된 빔공간 신호 벡터의 크기에 대응하여 감쇄기를 제어하는 빔공간 MIMO 전송 장치.
제4항에 있어서,
상기 빔공간 매핑부는 채널의 상태를 더 고려에 하여, 상기 전류를 계산하는 빔공간 MIMO 전송 장치.
제1항에 있어서,
상기 복수의 허수 임피던스 소자는 pi-type 구조 또는 T-type 구조를 가지는 빔공간 MIMO 전송 장치.
복수의 안테나 엘리먼트에 각각 연결되는 부하를 변조하여 빔공간 신호를 생성하는 빔공간 MIMO(Multi-Input Multi-Output) 전송 방법으로서,
상기 복수의 안테나 엘리먼트 각각에 복수의 허수 임피던스 소자를 제공하는 단계,
복수의 데이터 스트림을 이용하여, 빔공간 MIMO(Multi-Input Multi-Output) 위한 공간 다중화 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)샘플을 생성하는 단계,
상기 공간 다중화 OFDM 샘플에 대응하여, 상기 복수의 허수 임피던스 소자의 로딩 값을 계산하는 단계,
상기 계산한 로딩 값을 상기 복수의 허수 임피던스 소자에 설정하는 단계,
소정의 캐리어 주파수를 가지는 제1 신호를 생성하여, 상기 복수의 안테나 엘리먼트 및 상기 복수의 허수 임피던스 소자로 전송하는 단계,
상기 공간 다중화 OFDM 샘플을 소정 시간 동안 지연시키는 단계, 그리고
상기 소정의 시간을 상기 제1 신호의 전송 시간과 동기화하는 단계를 포함하는 빔공간 MIMO 전송 방법.
제12항에 있어서,
상기 부하는 저항 성분을 제외한 상기 복수의 허수 임피던스 소자만으로 구성되는 빔공간 MIMO 전송 방법.
제12항에 있어서,
상기 생성하는 단계는,
상기 복수의 데이터 스트림에 대해서 공간 프리코딩을 통해 공간 다중화 신호를 생성하는 단계, 그리고
상기 공간 다중화 신호에 대해서 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)를 수행하여, 상기 공간 다중화 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)샘플을 생성하는 단계를 포함하는 빔공간 MIMO 전송 방법.
제12항에 있어서,
상기 제1 신호는 상기 공간 다중화 OFDM 샘플에 변동하지 않는 고정의 크기 및 위상을 가지는 사인파인 빔공간 MIMO 전송 방법.
삭제
복수의 안테나 엘리먼트에 각각 연결되는 복수 허수 임피던스 소자를 포함하는 제1 부하 변조부,
복수의 안테나 엘리먼트에 각각 연결되는 복수의 허수 임픽던스 소자를 포함하는 제2 부하 변조부,
빔공간 MIMO(Multi-Input Multi-Output) 위한 공간 다중화 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)샘플에 대응하여 상기 복수의 허수 임피던스 소자의 로딩 값을 계산하고, 상기 계산한 로딩 값을 상기 복수의 임피던스 소자에 설정하는 빔공간 MIMO 제어부,
소정의 캐리어 주파수를 가지는 제1 신호를 생성하는 오실레이터,
상기 제1 신호를 증폭하여 상기 제1 부하 변조부로 전송하는 제1 증폭기, 그리고
상기 제1 신호를 증폭하여 상기 제2 부하 변조부로 전송하는 제2 증폭기를 포함하며,
상기 빔공간 MIMO 제어부는 상기 공간 다중화 OFDM 샘플을 소정의 시간만큼 지연시키는 지연부를 포함하며,
상기 소정의 시간은 상기 제1 신호의 전송 시간과 동기화되어 있는 빔공간 MIMO 전송 장치.
제17항에 있어서,
상기 제1 및 제2 부하 변조부는 각각 저항 성분을 제외한 상기 복수의 허수 임피던스 소자만으로 구성되는 빔공간 MIMO 전송 장치.
제17항에 있어서,
상기 제1 신호는 상기 공간 다중화 OFDM 샘플에 변동하지 않는 고정의 크기 및 위상을 가지는 사인파인 빔공간 MIMO 전송 장치.
제17항에 있어서,
상기 빔공간 MIMO 제어부는
상기 공간 다중화 OFDM 샘플에 대한 정보, 서로 직교하는 기초 빔에 대한 정보, 상기 복수의 안테나 엘리먼트의 기하학적 구조에 대한 정보를 고려하여, 상기 복수의 안테나 엘리먼트 각각으로 유입되는 전류를 계산하는 빔공간 매핑부, 그리고
상기 계산된 전류를 이용하여, 상기 복수의 허수 임피던스 소자의 로딩 값을 계산하는 로드 변조기 제어부를 포함하는 빔공간 MIMO 전송 장치.