CN103532678A - 一种利用串扰分布式空时编码的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种利用串扰分布式空时编码的方法，主要解决两个放大转发中继的异步全双工协作网络中中继间串扰的问题，该步骤为：估计信道参数并反馈给各个节点；中继节点接收源节点发送的信号、自身环路信号和串扰信号；消除中继节点接收信号中自身的环路干扰项；构建局部分布式线性卷积空时码并得到中继节点发送的有效信号；中继节点发送的信号经过衰落信道到达目的节点。本发明协作通信系统中继节点采用局部分布式空时编码方案，将来自串扰信道的干扰信号加以利用而不是消除，可以获得异步协作满分集，提高了协作通信系统的可靠性；使用全双工协作模式，提高了频谱效率，提高了协作系统的整体性能。

Description

一种利用串扰分布式空时编码的方法

技术领域

本发明属于通信技术领域，尤其涉及一种利用串扰分布式空时编码的方法。

背景技术

在无线协作通信网络中，多个节点一起工作以形成一个虚拟多输入多输出（MIMO）系统。利用协作，能够开发出类似MIMO系统的空间分集。中继节点的工作模式可分为两种，分别为全双工FD和半双工HD模式。在半双工HD模式中，中继节点在时间或频率的正交信道上接收和发送信号，而全双工FD模式中中继节点仅需要一条端到端的信道进行传输，这使得全双工协作协议比半双工协作协议有更高的频谱效率。然而，由于有相同中继输出和输入之间的信号泄漏，全双工FD模式会产生环路干扰，在两个或更多中继的情况下，除了自环干扰，中继间也可能发生串扰。

Y.Liu,X.-G.Xia,andH.-L.Zhang在文章“Distributedspace-timecodingforfull-duplexasynchronouscooperativecommunications”中，提出了不同方式来处理单中继节点时一个协作网络的自环干扰，其中并非所有环路干扰都可以被消除，而是它们中的一些被用作空时编码来达到空间分集。

现有的方法不足之处是：使用两个放大转发AF中继的协作网络时中继间的串扰无法消除。

发明内容

本发明实施例的目的在于提供一种利用串扰分布式空时编码的方法，旨在解决现有的方法使用两个放大转发AF中继的协作网络时中继间的串扰无法消除的问题。

本发明实施例是这样实现的，一种利用串扰分布式空时编码的方法，该利用串扰分布式空时编码的方法包括以下步骤：

第一步，采用最小均方误差信道估计方法，估计源节点到中继节点的信道参数

中继节点到目的节点的信道参数

中继节点环路信道参数h_kk；估计源节点到中继节点k、j的时延

第二步，源节点对发送信号进行调制，将调制后的信号发射给中继节点，中继节点接收天线接收源节点的发射信号，自身的环路信号以及另一中继发射的串扰信号，并通过发射天线向目的节点和自身发射信号，同时向另一中继发出串扰信号；

第三步，由于中继k已知自身环路信道信息hkk，中继节点接收信号里的环路干扰信号项从接收信号里完全消除；

第四步，对源节点发送的数据序列进行零扩展，得到的信号为：

$x\left(i\right)=\left\{\begin{array}{cc}s(i-\mathrm{mp}),& m(N+p)\≤i\≤m(N+p)+N-1\\ 0,& m(N+p)+N\≤i\≤(m+1)(N+p)-1\end{array}\right.$

其中，s(i)为源节点发送的数据序列，p为零扩展长度，N为数据帧长度，N+p为帧长，m为帧指数；

第五步，中继k接收与发送的信号，利用消除自身环路信号后中继k的接收信息和发送信息可以得到，信号源发送上述零扩展的信号x(i)时中继k在第0帧接收的信号为：

其中，η＝β₁β₂h₁₂h₂₁，

为源节点到中继节点k的信道参数，

分别为源节点到中继节点k,j的时延；

第六步，目的节点接收信号，两个中继的发送信号经过中继链路衰落信道j=1,2后到达目的节点。

进一步，在第二步中，中继节点接收信号的表达式如下：

其中，

为源节点在

时隙的发送信号，t^(k)(i)为中继k在i时隙发送的信号，t^(j)(i)为中继j在i时隙发送的信号，

为中继k处服从分布的加性噪声。

进一步，在第三步中，为避免r^(k)(i)的帧间干扰，中继在零扩展间隔内不发送但保持接收，中继在第0帧真实的发送信号为：

对于中继1，当0≤i≤φ：

${\tilde{t}}^{\left(1\right)}\left(i\right)=0$

当φ≤i≤N+p：

其中，

对于中继2，当0≤i≤φ：

${\tilde{t}}^{\left(2\right)}\left(i\right)=0$

当φ≤i≤N+p：

其中，

进一步，在中继1和中继2的发送信号可利用生成矩阵进行构造，生成矩阵的构建如下：

构造生成矩阵的两个部分序列：

其中，

为源节点到中继节点1的信道参数，为源节点到中继节点2的信道参数，h₁₂为中继1对中继2的串扰信道参数，h₂₁为中继2对中继1的串扰信道参数，η＝β₁β₂h₁₂h₂₁，

0_k是大小为k的全零向量；

利用上述两个部分序列构造两个中继节点的生成序列：

利用编码生成序列和原始数据序列s(i)构造中继k发送的有效信号序列：

$t^{\left(k\right)}={[{\tilde{m}}_k*x]}_{N+p}$

其中，x＝[x(0),x(1),...,x(N+p-1)]＝[s(0),s(1),...,s(N-1),0_p]，[u]_k表示u的前k个元素产生的向量，即[u]_k＝[u(0),u(1),...,u(k-1)]，t^(k)即为中继k发送的包含x(i)的有效信号；

归一化中继处的平均发送功率，根据下式得到两中继节点的放大因子β₁和β₂：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\Σ}}_{n=0}^{\mathrm{\Γ}}{\left|\mathrm{\η}\right|}^{2n}({\left|{\mathrm{\β}}_1\right|}^2+{\left|{\mathrm{\β}}_1{h}_{21}{\mathrm{\β}}_2\right|}^2)=1\\ {\mathrm{\Σ}}_{n=0}^{\mathrm{\Γ}}{\left|\mathrm{\η}\right|}^{2n}({\left|{\mathrm{\β}}_2\right|}^2+{\left|{\mathrm{\β}}_2{h}_{12}{\mathrm{\β}}_1\right|}^2)=1\end{array}\right.$

其中，η＝β₁β₂h₁₂h₂₁。

本发明提供的利用串扰分布式空时编码的方法，通过提出一种双中继全双工协作通信网络中有串扰的分布式空时编码方法，将串扰干扰用作一部分局部DLC-STC的自编码，从而可以获得异步协作满分集，提高系统可靠性和频谱利用率；

本发明与现有技术相比具有以下优点：

1、本发明协作通信系统中继节点采用局部分布式空时编码方案，将来自串扰信道的干扰信号加以利用而不是消除，可以获得异步协作满分集，提高了协作通信系统的可靠性；

2、本发明协作通信系统中继节点使用的是全双工协作模式，相比中继节点使用半双工协作模式而言频谱效率更高，全双工模式可以达到更高的容量，提高协作系统的整体性能；

3、中继节点采用放大转发模式，只需控制功率放大系数，实现复杂度低。

附图说明

图1是本发明实施例提供的利用串扰分布式空时编码的方法的流程图；

图2是本发明实施例提供的有串扰的双中继两跳协作网络示意图；

图3是本发明实施例提供的中继接收器信噪比保持30dB不变时的误比特率性能仿真曲线示意图；

图4是本发明实施例提供的目的端接收器信噪比保持30dB不变时的误比特率性能仿真曲线示意图；

图5是本发明实施例提供的不同方案中双中继异步协作网络的误比特率性能仿真曲线示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

下面结合附图及具体实施例对本发明的应用原理作进一步描述。

如图1所示，本发明实施例的利用串扰分布式空时编码的方法包括以下步骤：

S101：估计信道参数并反馈给各个节点；

S102：中继节点接收源节点发送的信号、自身环路信号和串扰信号；

S103：消除中继节点接收信号中自身的环路干扰项；

S104：构建局部分布式线性卷积空时码并得到中继节点发送的有

效信号；S105：中继节点发送的信号经过衰落信道到达目的节点；

结合图1的利用串扰分布式空时编码的方法流程图和图2的有串扰的双中继两跳协作网络示意图对本发明的具体做说明：

本发明的具体步骤为：

第一步，系统初始化：

1、采用最小均方误差信道估计方法，估计源节点到中继节点的信道参数中继节点到目的节点的信道参数

中继节点环路信道参数h_kk；

2、采用最小均方误差信道估计方法，估计源节点到中继节点k、j的时延

第二步，源节点对发送信号进行调制，将调制后的信号发射给中继节点，中继节点接收天线接收源节点的发射信号，自身的环路信号以及另一中继发射的串扰信号，并通过发射天线向目的节点和自身发射信号，同时向另一中继发出串扰信号，中继节点接收信号的表达式如下：

其中，

为源节点在

时隙的发送信号，t^(k)(i)为中继k在i时隙发送的信号，t^(j)(i)为中继j在i时隙发送的信号，为中继k处服从

分布的加性噪声；

第三步，由于中继k已知自身环路信道信息h_kk，中继节点接收信号里的环路干扰信号项就可以从接收信号里完全消除，消除该项后的中继节点的接收和发送信号分别为：

t^(k)(i)＝β_kr^(k)(i-φ)

其中，

为源节点到中继节点k的信道参数，h_jk为两中继的串扰信道参数，t^(j)(i)为中继j在i时隙的发送信号，x(i)为源节点在i时隙发送的信号，归一化功率为E_S＝E[|x(i)|²]＝1，为中继k的接收器在i时隙的加性噪声，β_k为中继k的放大因子，φ为中继处的普通时延，且满足

第四步，对源节点发送的数据序列进行零扩展，得到的信号为：

$x\left(i\right)=\left\{\begin{array}{cc}s(i-\mathrm{mp}),& m(N+p)\≤i\≤m(N+p)+N-1\\ 0,& m(N+p)+N\≤i\≤(m+1)(N+p)-1\end{array}\right.$

其中，s(i)为源节点发送的数据序列，p为零扩展长度，N为数据帧长度，N+p为帧长，m为帧指数；

第五步，中继k接收与发送的信号：

1、利用消除自身环路信号后中继k的接收信息和发送信息可以得到，信号源发送上述零扩展的信号x(i)时中继k在第0帧接收的信号为：

其中，η＝β₁β₂h₁₂h₂₁，

为源节点到中继节点k的信道参数，

分别为源节点到中继节点k,j的时延；

2、为避免r^(k)(i)的帧间干扰，中继在零扩展间隔内不发送但保持接收，那么中继在第0帧真实的发送信号为：

对于中继1，当0≤i≤φ：

${\tilde{t}}^{\left(1\right)}\left(i\right)=0$

当φ≤i≤N+p：

其中，

对于中继2，当0≤i≤φ：

${\tilde{t}}^{\left(2\right)}\left(i\right)=0$

当φ≤i≤N+p：

其中，

3、两中继的发送信号可利用生成矩阵进行构造，生成矩阵的构建如下：

3-1、构造生成矩阵的两个部分序列：

其中，

为源节点到中继节点1的信道参数，

为源节点到中继节点2的信道参数，h₁₂为中继1对中继2的串扰信道参数，h₂₁为中继2对中继1的串扰信道参数，η＝β₁β₂h₁₂h₂₁，

0_k是大小为k的全零向量；

3-2、利用上述两个部分序列构造两个中继节点的生成序列：

3-3、利用编码生成序列和原始数据序列s(i)构造中继k发送的有效信号序列：

$t^{\left(k\right)}={[{\tilde{m}}_k*x]}_{N+p}$

其中，x＝[x(0),x(1),...,x(N+p-1)]＝[s(0),s(1),...,s(N-1),0_p]，[u]_k表示u的前k个元素产生的向量，即[u]_k＝[u(0),u(1),...,u(k-1)]，t^(k)即为中继k发送的包含x(i)的有效信号；

3-4、归一化中继处的平均发送功率，根据下式得到两中继节点的放大因子β₁和β₂：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\Σ}}_{n=0}^{\mathrm{\Γ}}{\left|\mathrm{\η}\right|}^{2n}({\left|{\mathrm{\β}}_1\right|}^2+{\left|{\mathrm{\β}}_1{h}_{21}{\mathrm{\β}}_2\right|}^2)=1\\ {\mathrm{\Σ}}_{n=0}^{\mathrm{\Γ}}{\left|\mathrm{\η}\right|}^{2n}({\left|{\mathrm{\β}}_2\right|}^2+{\left|{\mathrm{\β}}_2{h}_{12}{\mathrm{\β}}_1\right|}^2)=1\end{array}\right.$

其中，η＝β₁β₂h₁₂h₂₁；

第六步，目的节点接收信号：

两个中继的发送信号经过中继链路衰落信道

j=1,2后到达目的节点。

通过仿真进一步对本发明的效果做说明：

（1）仿真条件

采用的调制方式为QPSK，各节点间的信道都设定为准静态瑞利平坦衰落，信号源到中继的时延在[0,1]上均匀分布，且中继到目的端的时延在[0,τ_max-1]上均匀分布。每个符号块的长度为N=20，最大时延τ_max为3，零扩展长度为6，中继的一般处理时延为φ＝2，中继接收器和目的端接收器的信噪比分别归一化为

和在HD方案和无串扰FD方案中，一个时隙里进行卷积的有效符号是b=3；

（2）仿真的内容和结果

分别对有串扰的FD模型，HD模型和单中继直接链路的DLC-STC协作通信系统进行仿真，

仿真1、仿真结果如图3所示，在此仿真中，我们比较了当SNR_R保持30dB不变时SNR_D对BER的性能，从图中可以看出所以直接链路的BER性能最优；FD方案和HD方案之间的BER性能差异不是很大，但FD方案可以比HD方案达到更高的吞吐量；

仿真2、仿真结果如图4所示，在此仿真中，比较了当SNR_D保持30dB不变时SNR_R对BER的性能，从图中可以看出直接链路方案的BER性能最优；HD方案的BER性能较优于FD方案但其吞吐量要小得多；HD方案的SNR_D性能比FD方案的更好；

仿真3、仿真结果如图5所示，该仿真比较不同方案的可实现分集，在该仿真中，记SNR_R=SNR_D=γ。所有方案的接收机都是MMSE-DFE接收机。对无中继的直接传输方案也进行了仿真用于比较，且直接传输方案的传输功率增加一倍，即SNR为

可以看出除了直接传输方案，所有其他方案都能实现满分集。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种利用串扰分布式空时编码的方法，其特征在于，该利用串扰分布式空时编码的方法包括以下步骤：

第一步，采用最小均方误差信道估计方法，估计源节点到中继节点的信道参数

中继节点到目的节点的信道参数

中继节点环路信道参数h_kk；估计源节点到中继节点k、j的时延

第二步，源节点对发送信号进行调制，将调制后的信号发射给中继节点，中继节点接收天线接收源节点的发射信号，自身的环路信号以及另一中继发射的串扰信号，并通过发射天线向目的节点和自身发射信号，同时向另一中继发出串扰信号；

第三步，由于中继k已知自身环路信道信息h_kk，中继节点接收信号里的环路干扰信号项从接收信号里完全消除；

第四步，对源节点发送的数据序列进行零扩展，得到的信号为：

$x\left(i\right)=\left\{\begin{array}{cc}s(i-\mathrm{mp}),& m(N+p)\≤i\≤m(N+p)+N-1\\ 0,& m(N+p)+N\≤i\≤(m+1)(N+p)-1\end{array}\right.$

其中，s(i)为源节点发送的数据序列，p为零扩展长度，N为数据帧长度，N+p为帧长，m为帧指数；

第五步，中继k接收与发送的信号，利用消除自身环路信号后中继k的接收信息和发送信息可以得到，信号源发送上述零扩展的信号x(i)时中继k在第0帧接收的信号为：

其中，η＝β₁β₂h₁₂h₂₁，为源节点到中继节点k的信道参数，

分别为源节点到中继节点k,j的时延；

第六步，目的节点接收信号，两个中继的发送信号经过中继链路衰落信道

j=1,2后到达目的节点。

2.如权利要求1所述的利用串扰分布式空时编码的方法，其特征在于，在第二步中，中继节点接收信号的表达式如下：

其中，

为源节点在

时隙的发送信号，t^(k)(i)为中继k在i时隙发送的信号，t^(j)(i)为中继j在i时隙发送的信号，

为中继k处服从

分布的加性噪声。

3.如权利要求1所述的利用串扰分布式空时编码的方法，其特征在于，在第三步中，消除干扰信号项后的中继节点的接收和发送信号分别为：

t^(k)(i)＝β_kr^(k)(i-φ)

其中，

为源节点到中继节点k的信道参数，h_jk为两中继的串扰信道参数，t^(j)(i)为中继j在i时隙的发送信号，x(i)为源节点在i时隙发送的信号，归一化功率为E_S＝E[|x(i)|²]＝1，为中继k的接收器在i时隙的加性噪声，β_k为中继k的放大因子，φ为中继处的普通时延，且满足

4.如权利要求1所述的利用串扰分布式空时编码的方法，其特征在于，在第三步中，为避免r^(k)(i)的帧间干扰，中继在零扩展间隔内不发送但保持接收，中继在第0帧真实的发送信号为：

对于中继1，当0≤i≤φ：

${\tilde{t}}^{\left(1\right)}\left(i\right)=0$

当φ≤i≤N+p：

其中，

对于中继2，当0≤i≤φ：

${\tilde{t}}^{\left(2\right)}\left(i\right)=0$

当φ≤i≤N+p：

其中，

5.如权利要求4所述的利用串扰分布式空时编码的方法，其特征在于，在中继1和中继2的发送信号可利用生成矩阵进行构造，生成矩阵的构建如下：

构造生成矩阵的两个部分序列：

其中，

为源节点到中继节点1的信道参数，

为源节点到中继节点2的信道参数，h₁₂为中继1对中继2的串扰信道参数，h₂₁为中继2对中继1的串扰信道参数，η＝β₁β₂h₁₂h₂₁，

0_k是大小为k的全零向量；

利用上述两个部分序列构造两个中继节点的生成序列：

利用编码生成序列和原始数据序列s(i)构造中继k发送的有效信号序列:

$t^{\left(k\right)}={[{\tilde{m}}_k*x]}_{N+p}$

其中，x＝[x(0),x(1),...,x(N+p-1)]＝[s(0),s(1),...,s(N-1),0_p]，[u]_k表示u的前k个元素产生的向量，即[u]_k＝[u(0),u(1),...,u(k-1)]，t^(k)即为中继k发送的包含x(i)的有效信号；

归一化中继处的平均发送功率，根据下式得到两中继节点的放大因子β₁和β₂：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\Σ}}_{n=0}^{\mathrm{\Γ}}{\left|\mathrm{\η}\right|}^{2n}({\left|{\mathrm{\β}}_1\right|}^2+{\left|{\mathrm{\β}}_1{h}_{21}{\mathrm{\β}}_2\right|}^2)=1\\ {\mathrm{\Σ}}_{n=0}^{\mathrm{\Γ}}{\left|\mathrm{\η}\right|}^{2n}({\left|{\mathrm{\β}}_2\right|}^2+{\left|{\mathrm{\β}}_2{h}_{12}{\mathrm{\β}}_1\right|}^2)=1\end{array}\right.$

其中，η＝β₁β₂h₁₂h₂₁。

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