CN103516374A - 下变频转换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种下变频转换器及其控制方法。下变频转换器具有两个下变频转换器电路。一个下变频转换器电路具有第一混频器、第一1/2分频器以及第一PLL。另一下变频转换器电路具有第二混频器、第二1/2分频器以及第二PLL。第二PLL的本地振荡频率信号的频率与第一1/2分频器的分频信号的频率之间的差频高于调谐器的接收频率带的上限。

Description

下变频转换器及其控制方法

相关申请交叉引用

将2012年6月14日提交的日本专利申请No.2012-134529的公开内容，包括说明书、附图和摘要，整体并入本文作为参考。

技术领域

本发明涉及一种下变频转换器及其控制方法，例如涉及用于将接收的极化波信号进行下变频转换的下变频转换器及其控制方法。

背景技术

用于将接收的卫星广播电波的频率转换成接收器（例如调谐器）能够接收的中频（以下也称为IF频率）的LNB（低噪声块）下变频转换器是已知的。

例如，日本未审专利公布No.2006-253885公开了一种能接收地面数字广播和BS/CS广播的接收器。日本未审专利公布No.2006-253885中公开的接收器具有用于地面波的本地振荡电路以及用于BS/CS的本地振荡电路。随后，当接收器被调谐到BS/CS广播波时，接收器进行控制以便用于地面波的本地振荡电路的振荡频率可变为不与BS/CS广播波的频率带重叠的频率。这避免了接收器性能的劣化。

发明内容

但是，当考虑通用双配置的下变频转换器时，转换器需要同时向两个调谐器输出两个IF信号。为了将IF信号输出至两个调谐器中的每一个，两个本地振荡电路都需要起作用。因此，不能将用于调制广播波中未使用的一个（没有调谐的一个）的混频器的振荡频率改变为不与另一广播波的频率带重叠的任意频率，如日本未审专利公布No.2006-253885中所述。因此，不能防止在一个信号线中提供的本地振荡电路中产生的本地振荡频率信号与另一信号线耦合，这将导致杂散信号。因此，存在的问题是下变频转换器的输出侧上提供的调谐器错误地将产生的杂散信号接收为IF信号。

根据本发明的说明书及其附图将使其他问题和新的特征变得显而易见。

根据本发明的一个方面，下变频转换器具有：放大单元，其具有向其供应第一极化波信号的第一放大器，和向其供应第二极化波信号的第二放大器；第一下变频转换器电路，其具有用于产生第一参考信号的第一参考信号产生单元、用于使用第一参考信号来产生第一本地振荡频率信号的第一本地振荡单元、用于产生通过对第一本地振荡频率信号进行分频而获得的第一分频信号的第一分频器，以及用于使用第一分频信号来将由放大单元放大的信号转换为第一中频信号的第一频率转换单元；以及第二下变频转换器电路，其具有用于产生具有第二参考频率的第二参考信号的第二参考信号产生单元、用于使用第二参考信号来产生第二本地振荡频率信号的第二本地振荡单元、用于产生通过对第二本地振荡频率信号进行分频而获得的第二分频信号的第二分频器，以及用于使用第二分频信号来将由放大单元放大的信号转换成第二中频信号的第二频率转换单元。第二本地振荡频率信号的频率和第一分频信号的频率之间的差频高于用于接收第一中频信号的第一接收器的接收频率带的上限。

根据本发明的另一方面，用于控制下变频转换器的方法是用于控制下变频转换器的方法，该下变频转换器具有：放大单元，其具有向其供应第一极化波信号的第一放大器，和向其供应第二极化波信号的第二放大器；第一下变频转换器电路，其具有用于产生第一参考信号的第一参考信号产生单元、用于使用第一参考信号来产生第一本地振荡频率信号的第一本地振荡单元、用于产生通过对第一本地振荡频率信号进行分频而获得的第一分频信号的第一分频器，以及用于使用第一分频信号来将由放大单元放大的信号转换为第一中频信号的第一频率转换单元；以及第二下变频转换器电路，其具有用于产生具有第二参考频率的第二参考信号的第二参考信号产生单元、用于使用第二参考信号来产生第二本地振荡频率信号的第二本地振荡单元、用于产生通过对第二本地振荡频率信号进行分频而获得的第二分频信号的第二分频器，以及用于使用第二分频信号来将由放大单元放大的信号转换成第二中频信号的第二频率转换单元。控制第二本地振荡单元的振荡频率使得第二本地振荡频率信号的频率和第一分频信号的频率之间的差频可以变成高于用于接收第一中频信号的第一接收器的接收频率带的上限。

通过本发明，即使在输出多个IF信号的通用双配置的情况下，也能提供能降低杂散信号的干扰的下变频转换器及其控制方法。

附图说明

图1是根据第一实施例的下变频转换器的框图；

图2是用于说明根据第一实施例的下变频转换器中的电力供应的示意图；

图3是用于说明根据第一实施例的下变频转换器中电力的供应目的地的示意图；

图4是用于说明根据第一实施例的下变频转换器中电力的供应目的地的表格；

图5是用于说明根据第一实施例的音（tone）/极化控制单元的操作的示意图；

图6是用于说明根据第一实施例的下变频转换器的操作的表格；

图7是根据比较示例的下变频转换器的框图；

图8是根据比较示例的下变频转换器的框图；

图9是用于说明根据比较示例的下变频转换器的耦合的示意图；

图10是用于说明根据第一实施例的下变频转换器的耦合的示意图；

图11是根据第二实施例的下变频转换器的框图；

图12是用于说明根据第二实施例的下变频转换器中电力的供应目的地的示意图；

图13是用于说明根据第二实施例的下变频转换器中电力的供应目的地的表格；

图14是用于说明根据第二实施例的下变频转换器的操作的表格；

图15是用于说明根据第三实施例的下变频转换器中电力的供应目的地的示意图；以及

图16是用于说明根据第三实施例的下变频转换器中电力的供应目的地的表格。

具体实施方式

第一实施例

以下将参考附图说明根据第一实施例的下变频转换器1。图1中所示的下变频转换器例如是能够输出符合DiSEqC（数字卫星设备控制）的规范的两个IF信号的通用双配置的下变频转换器。即，图1中所示的下变频转换器1利用单馈源喇叭天线90接收垂直极化波信号V（第一极化波信号）和水平极化波信号H（第二极化波信号），并分别从下变频转换器电路10和下变频转换器电路20进行下变频转换之后输出IF信号OUT1、OUT2。下变频转换器1具有前置放大器单元30、带通滤波器41、42以及下变频转换IC100。

前置放大器单元30具有RF放大器31至34以及偏置IC35。RF放大器31至34是采用HJFET（异质结FET）的放大器。RF放大器31、32放大利用馈源喇叭天线90接收的垂直极化波信号V，并将其输出至带通滤波器41。RF放大器33、34放大利用馈源喇叭天线90接收的水平极化波信号H，并将其输出至带通滤波器42。偏置IC35将电力供应给RF放大器31至34。

<下变频转换IC100的构造>

下变频转换IC100具有平衡-不平衡变换器111、112、放大单元120、下变频转换器电路10以及下变频转换器电路20。下变频转换IC100是单IC芯片，其输入有两个RF信号并输出两个IF信号。即，平衡-不平衡变换器111、112、放大单元120、下变频转换器电路10以及下变频转换器电路20被安装在单IC芯片上。

平衡-不平衡变换器111的一端耦合至输入端子161，且其另一端耦合至放大单元120。平衡-不平衡变换器112的一端耦合至输入端子162，且其另一端耦合至放大单元120。平衡-不平衡变换器111、112中的每一个都包含变换器，其将单端信号转换成差分信号，并将其输出至放大单元120（具体为RF放大器121和RF放大器122）。通过将输入信号RFin1、RFin2转换成差分信号能够提升系统的NF特性。

放大单元120放大从平衡-不平衡变换器111、112输入的垂直极化波信号V和水平极化波信号H，并将它们分别输出至下变频转换器电路10和下变频转换器电路20。放大单元120具有RF放大器121至RF放大器126（第一RF放大器至第六RF放大器）。

RF放大器123、124的输入端子共同地耦合至RF放大器121的输出端子。RF放大器123、124的输出端子共同地耦合至下变频转换器电路10（具体而言是混频器11）的输入端子。RF放大器125、126的输入端子共同地耦合至RF放大器122的输出端子。RF放大器125、126的输出端子共同地耦合至下变频转换器电路20（具体而言是混频器21）的输入端子。

RF放大器121放大从平衡-不平衡变换器111输入的信号，并将其输出至RF放大器123、124。RF放大器122放大从平衡-不平衡变换器112输入的信号，并将其输出至RF放大器125、126。

RF放大器123放大从RF放大器121输入的信号，并将其输出至下变频转换器电路10的混频器11。RF放大器124放大从RF放大器121输入的信号，并将其输出至下变频转换器电路20的混频器21。

类似地，RF放大器125放大从RF放大器122输入的信号，并将其输出至下变频转换器电路10的混频器11。RF放大器126放大从RF放大器122输入的信号，并将其输出至下变频转换器电路20的混频器21。

<下变频转换器电路10的构造>

下变频转换器10（第一下变频转换器电路）通过将从RF放大器123输出的垂直极化波信号V或从RF放大器125输出的水平极化波信号H进行下变频转换而产生IF信号（第一中频信号）。随后，下变频转换器电路10从其输出端子141输出所产生的IF信号。

下变频转换器电路10具有混频器11、1/2分频器12、PLL（锁相环）13、晶体振荡器（XO：晶体振荡器）14、晶体谐振器（X'tal）15、IF放大器16以及音/极化控制单元17。

混频器11（第一频率转换单元）使用从1/2分频器12输出的分频信号将从RF放大器123输出的垂直极化波信号V或从RF放大器125输出的水平极化波信号H进行下变频转换。混频器11将下变频转换的信号（IF信号）输出至IF放大器16。

1/2分频器12（第一分频器）将从PLL13输出的本地振荡频率信号（第一本地振荡频率信号）分频以产生分频信号（第一分频信号）。具体而言，1/2分频器12产生分频信号以使得从PLL13输出的本地振荡频率信号为1/2（一半），并将其输出至混频器11作为LO信号。

PLL13（第一本地振荡单元）具有相位比较器（PFD：鉴频鉴相器）131、低通滤波器（LPF：低通滤波器）132、VCO（压控振荡器）133以及分频器（DIV：分频器）134。

由晶体振荡器14产生的参考信号以及通过分频器134分频的信号被输入至相位比较器131。相位比较器131产生信号以使得这些信号的相位差被转换为电压并将其输出至低通滤波器132。低通滤波器132移除从相位比较器131输出的信号中包含的不期望的分量。VCO133根据从低通滤波器132输出的信号的电压来控制输出信号的频率。由VCO133产生的输出信号被输出至1/2分频器12，作为本地振荡频率信号。

而且，从VCO133输出的本地振荡频率信号在分频器134中被分频，并被输入至相位比较器131。此时，分频器134被构造为能根据从未示出的控制电路输出的控制信号来改变分频比。能够通过改变分频来改变本地振荡频率信号的频率。在本实施例中，VCO133、233能够选择性地输出本地振荡频率信号（19.5GHz和21.2GHz）。

晶体振荡器14（第一参考信号产生单元）产生具有预定参考频率的参考信号（第一参考信号），并将其输出至PLL13。晶体振荡器14使用X'tal15来产生参考信号。随后，PLL13使用上述参考信号来产生本地振荡频率信号。

IF放大器16放大从混频器11输出的信号，并将其输出至下变频转换IC100的输出端子141。

音/极化信号从未示出的控制信号输入端子输入至音/极化控制单元17。音/极化控制单元17根据输入的音/极化信号来控制PLL13、晶体振荡器14、放大单元120等等。

<下变频转换器电路20的构造>

下变频转换器20（第二下变频转换器电路）通过将从RF放大器124输出的水平极化波信号H或从RF放大器126输出的垂直极化波信号V进行下变频转换而产生IF信号（第二中频信号）。随后，下变频转换器电路20从输出端子142输出所产生的IF信号。

下变频转换器电路20具有混频器21、1/2分频器22、PLL23、晶体振荡器24、X'tal25、IF放大器26以及音/极化控制单元27。

混频器21（第二频率转换单元）使用从1/2分频器22输出的分频信号对从RF放大器124输出的水平极化波信号H和从RF放大器126输出的垂直极化波信号V进行下变频转换。混频器21将下变频转换的信号（IF信号）输出至IF放大器26。

1/2分频器22（第二分频器）将从PLL23输出的本地振荡频率信号（第二本地振荡频率信号）分频以产生分频信号（第二分频信号）。具体而言，1/2分频器22产生分频信号以使得从PLL23输出的本地振荡频率信号为1/2（一半），并将其输出至混频器21作为LO信号。

PLL23（第二本地振荡单元）具有相位比较器（PFD）231、低通滤波器（LPF）232、VCO233以及分频器234（DIV）。顺便提及，因为PLL23的构造和操作与上述PLL13的构造和操作相同，因此省略其解释。

晶体振荡器24（第二参考信号产生单元）产生具有预定参考频率的参考信号（第二参考信号），并将其输出至PLL23。晶体振荡器24使用晶体谐振器25来产生参考信号。随后，PLL23使用参考信号来产生本地振荡频率信号。

IF放大器26放大从混频器21输出的IF信号，并将其输出至下变频转换IC100的输出端子142。

音/极化信号从未示出的控制信号输入端子输入至音/极化控制单元27。音/极化控制单元27根据输入的音/极化信号来控制PLL23、晶体振荡器24、放大单元120等等。

<下变频转换器1的电源构造>

图2是用于说明供应图1中所示的下变频转换器1的电力和音/极化信号的情况的示意图。通过下变频转换器电路10下变频转换的IF信号OUT1从输出端子141输出，由电容性元件C12剥离其DC分量，并通过电缆供应至调谐器T11（第一接收器）。另一方面，调谐器T11将电力和音/极化信号通过与通过其来传输IF信号OUT1的电缆相同的电缆供应至下变频转换器电路10。这里，音/极化信号的DC分量（18V的DC电压信号、13V的DC电压信号）被供应至下变频转换器电路10作为电力。

音/极化信号的DC分量（13V或18V）通过带状线SL12被供应至三端子调节器REG11。三端子调节器REG11将13V或18V的电压调节为适于下变频转换器电路10的额定值的电压，并将其供应至电源端子151（第一电源端子）。

而且，三端子调节器REG11将13V或18V的电压调节为适于放大单元120（RF放大器121至126）的额定值的电压，并将电力供应至电源端子153（第三电源端子）。顺便提及，当应当供应至下变频转换器电路10的电压低于应当供应至放大单元120的电压时，电阻性元件R13可提供在电源端子151的前面，如图2中所示。

而且，音/极化信号通过带状线SL11被供应至电阻性元件R12以及电容性元件C11。这里，Pola信号的DC分量通过电阻性元件R11和电阻性元件R12分开。即，使用电阻性元件R11和电阻性元件R12将Pola信号降至适于下变频转换器电路10的额定值的电压，并通过控制信号端子171供应至音/极化控制单元17。另一方面，音信号经过电容性元件C11，并且在下变频转换器电路10内部检测到脉冲的存在。

类似地，通过下变频转换器电路20下变频转换的IF信号OUT2由电容性元件C22剥离其DC分量，并通过电缆供应至调谐器T21（第二接收器）。另一方面，调谐器T21将电力和音/极化信号通过与传输IF信号OUT2的电缆相同的电缆供应至下变频转换器电路20。这里，音/极化信号的DC分量（18V的DC电压信号、13V的DC电压信号）供应至下变频转换器电路20作为电力。

音/极化信号的DC分量（13V或18V）通过带状线SL22被供应至三端子调节器REG21。三端子调节器REG21将13V或18V的电压调节为适于下变频转换器电路20的额定值的电压，并将其供应至电源端子152（第二电源端子）。

而且，三端子调节器REG21将13V或18V的电压调节为适于放大单元120（RF放大器121至126）的额定值的电压，并将电力供应至电源端子153。顺便提及，在应当供应至下变频转换器电路20的电压低于应当供应至放大单元120的电压的情况下，电阻性元件R23可提供在电源端子152的前面，如图2中所示。

而且，音/极化信号通过带状线SL21被供应至电阻性元件R22以及电容性元件C21。这里，Pola信号的DC分量通过电阻性元件R21和电阻性元件R22分开。即，使用电阻性元件R21和电阻性元件R22将Pola信号降至适于下变频转换器电路20的额定值的电压，并通过控制信号端子271供应至音/极化控制单元27。另一方面，音信号经过电容性元件C21，并且在下变频转换器电路20内部检测到脉冲的存在。

顺便提及，三端子调节器REG11的输出端子以及三端子调节器REG21的输出端子共同耦合至电源端子153。此时，二极管D11被提供在三端子调节器REG11的输出端子和电源端子153之间。而且，二极管D21被提供在三端子调节器REG21的输出端子和电源端子153之间。因此，即使在三端子调节器REG11、REG21中的任何一个的输出断开时，另一个也不受影响。

以下，将使用图3和图4说明根据本实施例的下变频转换器1的电源构造以及功率节省功能。图3是示出电源端子151至153的电力的供应目的地的框图。同一阴影的区域中包括的电路块由来自同一电源端子的电力供电。图4是示出电源端子151至153的电力的供应目的地的表格。

电力从调谐器T11通过三端子调节器REG11供应至电源端子151。供应至电源端子151的电力被供应至下变频转换器电路10，下变频转换器电路10是音/极化信号的接收、下变频转换处理以及IF信号输出处理所需的块。具体而言，供应至电源端子151的电力被供应至混频器11、PLL13、晶体振荡器14、IF放大器16以及音/极化控制单元17。

类似地，由图2的调谐器T21供应的电力通过三端子调节器REG21被供应至电源端子152。供应至电源端子152的电力被供应至下变频转换器电路20。具体而言，供应至电源端子152的电力被供应至混频器21、PLL23、晶体振荡器24、IF放大器26以及音/极化控制单元27。

此时，下变频转换器电路10是用于将IF信号（OUT1）输出至耦合到输出端子141的调谐器T11的电路，且下变频转换器电路20是用于将IF信号（OUT2）输出至耦合到输出端子142的调谐器T21的电路。通过采用图3中所示的电源构造，能清楚地区分下变频转换IC100的电路块中，下变频转换器电路10是用于调谐器T11的电路块且下变频转换器电路20是用于调谐器T21的电路块。

另一方面，RF放大器121在下变频转换IC100的入口处集束（bunch）进入RF放大器123、124的垂直极化波信号V。因此，当在调谐器T11（下变频转换器电路10）的方向上供应垂直极化波信号V时以及当在调谐器T21（下变频转换器电路20）的方向上供应垂直极化波信号V时也使用RF放大器121。

类似地，RF放大器122在下变频转换IC100的入口处集束进入RF放大器125、126的水平极化波信号H。因此，当在调谐器T11（下变频转换器电路10）的方向上供应水平极化波信号H时以及当在调谐器T21（下变频转换器电路20）的方向上供应水平极化波信号H时也使用RF放大器122。即，RF放大器121、122不能清楚地被分成用于调谐器T11的RF放大器和用于调谐器T21的RF放大器。

因此，RF放大器121、122无需常接通，除了当调谐器T11和调谐器T21同时断开时（当下变频转换IC100完全断开时）。因此，在下变频转换IC100中，除单独供应有来自调谐器T11和调谐器T21的电力的电源端子（电源端子151以及电源端子152）之外，还提供电源端子153。电源端子153同时耦合至调谐器T11和调谐器T21，并且是供应有来自上述两者的电力的电源端子。

因此，放大单元120变成常接通，而不受调谐器T11和调谐器T21的接通/断开的影响，除非下变频转换IC100处于断开状态（只要调谐器T11和调谐器T21都断开）。即，不管调谐器T11和调谐器T21的接通/断开如何，RF放大器121、122变成常接通。因此，如果RF放大器121、122被供应有来自三端子调节器中任一个的电力，则其将能够进行操作。

因为这种电源构造适合使电力仅供应至需要进行操作的电路块，而不是整个下变频转换IC100，因此能够抑制功耗。而且，分开下变频转换器电路10、20以及放大单元120的电源端子能使RF放大器121至126的电源与其他电路块分离。这使得能避免下变频转换器电路10、20中引发的噪声分量采取迂回路径通过电源端子，并提高系统的NF特性。

<下变频转换器1的操作>

以下将说明根据本实施例的下变频转换器1的操作。首先将说明下变频转换器1的一般操作。

首先，如图1中所示，利用馈源喇叭天线90接收从卫星发出的RF信号。随后，通过前置放大器单元30放大RF信号，并通过带通滤波器41、42输入进下变频转换IC100。当约10GHz的RF信号被输入进下变频转换IC100时，其在混频器11、21中被下变频转换成约1-2GHz的IF信号。具体而言，混频器11使用分频信号来产生IF信号。即，混频器11使用分频信号将输入的RF信号下变频转换为LO信号。

顺便提及，虽然从卫星发送的RF信号在信道间彼此不同，但是应被选择并输出至调谐器的其信号（极化波和频带）的操作将是基于特定规范的。其中一种规范是在下变频转换器1中采用的被称为DiSEqC（数字卫星设备控制）的控制规范，且下文将详细说明该规范和来自卫星的RF信号。

将参考图5说明DiSEqC控制。首先，从卫星发送两种信号：一种是水平极化（H）且另一种是垂直极化（V）。还有两种频带：一种是高频带（11.7至12.75GHz）；且另一种是低频带（10.7至11.7GHz）。即，下变频转换器1能够接收的信号是总共四种信号：上述两种极化波×两种频带。下变频转换器1根据来自调谐器的请求来切换这四种信号。

基于从调谐器输出的音/极化信号来执行极化波和频带选择。具体而言，使用Pola（polarization，极化）信号来决定极化波选择。使用音信号来决定频带选择。更具体而言，对于极化波来说，当从调谐器供应的DC电力是18V时，极化波被决定为水平（H）。当从调谐器供应的DC电力是13V时，极化波被决定为垂直（V）。而且，对于频带来说，当22-kHz脉冲信号叠加在DC电源上时，其被决定为高频带。当没有22-kHz脉冲信号叠加在DC电源上时，其被决定为低频带。

将具体说明下变频转换器1中的选择操作。通过基于DC电压的高电压（18V）和低电压（13V）控制的放大单元120的RF放大器121至126来执行极化波选择。通过控制输入进混频器11、21的LO信号（分频信号）的频率来执行频带选择。即，通过控制VCO133、233的振荡频率来执行频带选择。

具体而言，当将高频带信号下变频转换成IF信号（1.1GHz至2.15GHz）时，需要分频信号的频率为10.6GHz。因此，将VCO的振荡频率设定为21.2GHz，其是10.6GHz的两倍。另一方面，当将低频带信号下变频转换成IF信号（0.95GHz至1.95GHz）时，需要分频信号的频率为9.75GHz。因此，将VCO的振荡频率设定为19.6GHz，其是9.75GHz的两倍。由此，下变频转换器1在调谐器请求时执行输出选择。

将参考图6说明操作模式的细节。图6示出显示下变频转换IC100能够采用的九种操作模式的表格。操作模式是除了在整个下变频转换IC100完全断开（OUT1和OUT2都断开）的情况下的模式9之外的八种模式。

作为其中仅OUT1（至调谐器T11）或OUT2（至调谐器T21）中任意一个处于接通状态的示例，将说明仅OUT1通过水平极化波信号H而变成接通且OUT2处于断开状态（图6的模式1）的状态。在模式1中，因为下变频转换器电路20不需要进行操作，因此混频器21、PLL23、晶体振荡器24以及IF放大器26断开。即，响应于OUT2变成断开，供应到三端子调节器REG21的电力也被悬置，且三端子调节器REG21也断开。因此，变为电源端子152没有被供应电力。因此，当OUT2变成断开时，混频器21、PLL23、晶体振荡器24以及IF放大器26自动断开。顺便提及，电源端子153被供应有来自三端子调节器REG11的电力。

此时，通过音/极化控制单元17、27执行放大单元120的电源控制。与上述示例相同，仅OUT1通过水平极化波信号H变成接通，且在OUT2断开时，用于将垂直极化波信号V输出至OUT2端子的RF放大器124以及用于将水平极化波信号H输出至OUT2端子的RF放大器126都断开。而且，用于将垂直极化波信号V输出至OUT1的RF放大器123也断开。以下将说明这种选择操作的细节。

在如图3中所示从电源端子153为RF放大器123至126供应电力情况下，当电力已经供应至电源端子153时，所有RF放大器123至126都接通。因此，当OUT1处于断开状态时，需要向RF放大器123、125发送用于使其断开的电源控制信号。类似地，当OUT2处于断开状态时，需要向RF放大器124、126发送用于使其断开的电源控制信号。顺便提及，电源控制信号是用于切换RF放大器的接通/断开状态的信号。

音/极化控制单元17使用电源控制信号来控制RF放大器123、125的接通/断开状态。音/极化控制单元27使用电源控制信号控制RF放大器124、126的接通/断开状态。

具体而言，当下变频转换IC100需要将水平极化波信号H输出至OUT1端子时，18V的Pola信号从OUT1端子一侧上的调谐器输入至音/极化控制单元17。因此，音/极化控制单元17使用电源控制信号来使RF放大器123断开且使RF放大器125接通。例如，当使RF放大器接通时，电源控制信号被设定为高电平的DC电势；当使RF放大器断开时，控制信号被设定为低电平的DC电势。随后，设定音/极化控制单元17以使得在OUT1变成断开时，从没有供应电力的音/极化控制单元17输出的控制信号变成低电势。这使得包括了音/极化控制单元17的下变频转换器电路10断开（OUT1变成断开），且还使得用于将垂直极化波信号V输出至下变频转换器10的RF放大器123以及用于将水平极化波信号H输出至下变频转换器10的RF放大器125都断开。

类似地，当下变频转换IC100需要将垂直极化波信号V输出至OUT1端子时，13V的Pola信号从调谐器T11输入至音/极化控制单元17。因此，音/极化控制单元17使用电源控制信号来使RF放大器123接通且使RF放大器125断开。

而且，当下变频转换IC100需要将水平极化波信号H输出至OUT2端子时，18V的Pola信号从调谐器T21输入至音/极化控制单元27。因此，音/极化控制单元27使用电源控制信号来使RF放大器124断开且使RF放大器126接通。类似地，当下变频转换IC100需要将垂直极化波信号H输出至OUT2端子时，13V的Pola信号从OUT2端子一侧上的调谐器T21输入至音/极化控制单元27。由此，音/极化控制单元27使用电源控制信号来使RF放大器124接通且使RF放大器126断开。通过这样的控制执行图6中所示的控制。

接下来，将说明OUT1和OUT2都接通的情况。将垂直极化波信号V输出至OUT1端子且水平极化波信号H输出至OUT2端子的情况作为一个示例（图6的模式8）。当OUT1和OUT2都接通时，三端子调节器REG11、REG21都接通。因此，所有电源端子151至153都供应有电力。因此，下变频转换器电路10、20都接通。而且，RF放大器121至126也都接通。随后，音/极化控制单元17、27使用基于从OUT1和OUT2端子输入的Pola信号的电源控制信号来控制RF放大器123至126，如上所述。在上述示例中，音/极化控制单元17、27使得用于将水平极化波信号H输出至OUT1端子的RF放大器125以及用于将垂直极化波信号V输出至OUT2端子的RF放大器124接通。

<下变频转换IC100中的耦合>

这里将说明下变频转换IC100中的耦合。首先，图7示出作为根据本实施例的下变频转换器1的比较示例的下变频转换器。图7中所示的下变频转换器是分立构造，且为用于输出两个IF信号的通用双配置的LNB下变频转换器。

图7中所示的下变频转换器具有RF放大器911至918、偏置IC921至923、带通滤波器（BPF）931、932、混频器（MIX）941、942、VCO951、952以及IF放大器961、962。

RF放大器911至914放大利用馈源喇叭天线90接收的垂直极化波信号V。RF放大器913将放大的垂直极化波信号V通过带通滤波器931输出至混频器941。RF放大器914将放大的垂直极化波信号V通过带通滤波器932输出至混频器942。RF放大器915至918放大利用馈源喇叭天线90接收的水平极化波信号H。RF放大器917将放大的垂直极化波信号V通过带通滤波器931输出至混频器941。RF放大器918将放大的垂直极化波信号V通过带通滤波器932输出至混频器942。

偏置IC921为RF放大器911、912、915和916供应电力。偏置IC922为RF放大器913、917供应电力。偏置IC923为RF放大器914、918供应电力。

典型地，VCO951、952是DRO（介质谐振振荡器），其以预先设定的振荡频率振荡，并分别产生本地振荡频率信号。VCO951将所产生的本地振荡频率信号输出至混频器941。VCO952将所产生的本地振荡频率信号输出至混频器942。

混频器941使用从VCO951输入的本地振荡频率信号对从带通滤波器931输入的垂直极化波信号V或水平极化波信号H进行下变频转换。由此，从混频器941输出IF信号。IF放大器961放大从混频器941输入的IF信号，并将其输出至未示出的调谐器。

类似地，混频器942使用VCO952输入的本地振荡频率信号对从带通滤波器932输入的垂直极化波信号V或水平极化波信号H进行下变频转换。由此，从混频器942输出IF信号。IF放大器962放大从混频器942输入的IF信号，并将其输出至未示出的调谐器。

而且，图8示出比较示例的框图，其中图7中所示的下变频转换器的集成度被提高以具有利用双配置IC的结构。而且，图9示出图8中所示的下变频转换器中的输入信号RFin的频率、IF信号的频率以及VCO的振荡频率之间的关系。顺便提及，虽然图8中所示的下变频转换器和图1中所述的下变频转换器的不同在于存在1/2分频器12、22以及VCO的振荡频率，但是其他构造相同，且因此省略其说明。

首先，低频带的输入信号RFin的频率带是10.7GHz至11.7GHz。高频带的输入信号RFin的频率带是11.7GHz至12.75GHz。而且，低频带的VCO135、235的振荡频率（本地振荡频率信号的频率）是9.75GHz。高频带的VCO135、235的振荡频率是10.6GHz。即，VCO135、235能够选择性输出9.75GHz或10.6GHz的本地振荡频率信号。而且，混频器使用低频带的本地振荡频率信号对低频带的输入信号RFin进行下变频转换而形成的IF信号处于0.95GHz至1.95GHz的范围。混频器使用高频带的本地振荡频率信号对高频带的输入信号RFin进行下变频转换而形成的IF信号处于1.1GHz至2.15GHz的范围。

根据图8中所示的比较示例的下变频转换器的问题是存在具有等效内建电感的两个VCO（VCO135、235）（能选择9.75GHz或10.6GHz）以及存在两个内建平衡-不平衡变换器（平衡-不平衡变换器111、112），每个用于将RF信号的单相输入转换成双相信号。即，因为每个都具有互感特性的总共四个元件被提供在单个IC中，因此导致耦合。

以下将具体说明耦合。例如，在图8中，假设输入到输入端子161的输入信号RFin1的频率是11.7GHz，VCO135的振荡频率被选择为9.75GHz，输入到输入端子162的输入信号RFin2的频率是11.7GHz，且VCO235的振荡频率被选择为10.6GHz。

在这种情况下，输入信号RFin1（11.7GHz）所输入到的平衡-不平衡变换器111将与VCO235的电感器（10.6GHz）耦合。因此，11.7-GHz的信号（从输入端子161输入的信号）以及10.6-GHz的不期望的信号（通过耦合产生的信号）的两个波被发送至下变频转换器电路10的混频器11。

在混频器11中，上述两个信号分别与9.75-GHz的LO信号（从PLL13输出的本地振荡频率信号）混频。由此，除了原本应该产生的1.95-GHz的IF信号之外，还产生0.85-GHz的不期望的IF信号。虽然下变频转换之后（调制之后）的不期望的信号的频率（0.85GHz）位于IF频带之外，但是因为其是通过从VCO235以较大振幅耦合至平衡-不平衡变换器的分量，因此其二次谐波（1.7GHz）的影响不能忽略不计。如图9中所示，该二次谐波（1.7GHz）的频率是被包括在IF频带内的频率。即，二次谐波的频率是被包括在调谐器的接收频率带内的频率。因此，如果在该IF频带内的不期望的信号被输出至OUT1端子，则将有可能使调谐器T11可能将该不期望的信号判断为应接收的信号。顺便提及，调谐器的接收频率带是指调谐器能够接收（识别）的频率的频带，且在本实施例中，IF频带（0.95GHz至2.15GHz）变成接收频率带。

而且，如果下变频转换器是如图7中所示的分立构造，则虽然会招致额外成本，但是能够通过在各个独立的电路块中提供屏蔽等的基板设计而抑制上述耦合。但是，如果将其制成IC以成为与图8中所示的下变频转换器相同的单芯片构造，则虽然存在某些优点，诸如空间节省，但是实际上难以为每一个独立电路块提供屏蔽等且还会增加成本。因此，如果用于输出多个IF信号的通用双配置被制造在IC中以作为单个芯片，则问题是不能避免耦合的影响。

顺便提及，图7和图8中所示的下变频转换器是专门考虑的，以便本申请的发明人可以解释上述问题，且其完全是参考示例。因此，包括图7和图8的上述说明完全不形成先进技术。

相比之下，在根据本实施例的下变频转换IC100中，将VCO133的振荡频率预先设定为意图输入以作为混频器11的LO信号的信号频率的两倍的频率。此外，1/2分频器12被提供在VCO133和混频器11之间。类似地，将VCO233的振荡频率预先设定为意图输入以作为混频器21的LO信号的信号频率的两倍的频率。此外，1/2分频器22被提供在VCO233和混频器21之间。因此，通过将VCO的振荡频率设定为期望的LO信号的频率的两倍，将要耦合至平衡-不平衡变换器的信号的频率也变成该频率的两倍。

将使用特定示例来说明下变频转换IC100的耦合。例如，假设输入到输入端子161的输入信号RFin1处于低频带，且输入信号RFin1的频率是11.7GHz。而且，假设VCO133的振荡频率是19.5GHz。而且，假设输入到输入端子162的输入信号RFin2处于高频带，且输入信号RFin2的频率是11.7GHz。而且，假设VCO233的振荡频率是21.2GHz。

这里，由VCO233产生的21.2-GHz的本地振荡频率信号耦合至平衡-不平衡变换器111。即，正确的输入信号RFin1（11.7GHz）以及由于耦合造成的不期望的信号（21.2GHz）的两个波被输入到混频器11。

此时，如21.2GHz的高频分量（不期望的信号）由于在混频器11的前端中的RF放大器121、123各自具有的频带而降低。随后，降低的不期望的信号被输入到混频器11。

正确的输入信号RFin1的频率从11.7GHz下变频转换为1.95GHz，且不期望的信号的频率从21.2GHz下变频转换为11.45GHz（参考图10）。即，下变频转换之后的不期望的信号的频率处于远离下变频转换之后的输入信号RFin1的频率的频带中。因此，即使不期望的信号被输入到混频器11，也能使用本附图中未示出的调谐器T11中的滤波器等将调制后的不期望的信号容易地移除。即，控制VCO的振荡频率以使得在混频器中下变频转换后的不期望的信号（IF信号）的频率可变为处于调谐器的接收频率带之外。但是，如图9中所示，即使在下变频转换之后的不期望的信号的频率处于调谐器的接收频率带之外时，其二次谐波、三次谐波等等也会产生影响。因此，控制VCO的振荡频率以使得下变频转换之后的不期望的信号的频率可变成比调谐器的接收频率带的频率更高的频率。

更详细来说，在混频器11中下变频转换之后的不期望的信号（IF信号）的频率是VCO233的振荡频率和输入到混频器11的分频信号之间的差频。因此，设定VCO133的振荡频率以使得VCO233的本地振荡频率信号的频率和1/2分频器12的分频信号的频率之间的差频可变成比调谐器T11的接收频率带（IF频带）的频率更高的频率。类似地，设定VCO233的振荡频率以使得VCO133的本地振荡频率信号的频率和1/2分频器22的分频信号的频率之间的差频可变成比调谐器T21的接收频率带（IF频带）的频率更高的频率。

顺便提及，在输入信号RFin1处于高频带且输入信号RFin2处于低频带的情况下，仅应考虑与上述相反的情况。而且，还在输入信号RFin1、RFin2都处于高频带或低频带的情况下，能够通过相同的原理移除不期望的信号。

如上所述，根据依照本实施例的下变频转换器1的构造，1/2分频器12被提供在混频器11和VCO133之间。则VCO133产生本地振荡频率以使得由VCO133产生的本地振荡频率信号的频率和输入到混频器21的分频信号的频率之间的差频可变成比调谐器T11的接收频率带的频率更高的频率。类似地，1/2分频器22被提供在混频器21和VCO233之间。则VCO233产生本地振荡频率以使得由VCO233产生的本地振荡频率信号的频率和输入到混频器21的分频信号的频率之间的差频可变成比调谐器T11的接收频率带的频率更高的频率。

因此，即使发生耦合，下变频转换之后的不期望的信号的频率也具有处于调谐器的接收频率带之外的频率。因此，即便出现耦合且除了输入信号RFin之外不期望的信号也输入到混频器，也能在调谐器中容易地移除下变频转换之后的不期望的信号。

而且，1/2分频器12、22每一个对本地振荡频率信号的频率进行分频。由此，本地振荡频率信号分别被转换成应被输入到混频器11、21作为LO信号的频率的信号（分频信号）。因此，其振荡频率被加倍以便使不期望的信号可移除的本地振荡频率信号能够作为LO信号被用于下变频转换。因此，通过使用用于下变频转换的两个混频器11、21，使下变频转换器1能够输出两个IF信号，这能够实现通用双配置。

<第二实施例>

将说明根据第二实施例的下变频转换器2。图11示出根据本实施例的下变频转换器2的框图。下变频转换器2与根据第一实施例的下变频转换器1的不同在于具有公共晶体振荡器51和晶体谐振器52。顺便提及，因为其其他构造都与下变频转换器1相同，因此适当省略它们的说明。

即，共用于OUT1和OUT2的块还包括晶体振荡器51，使得除RF放大器121至126之外，晶体振荡器51也在OUT1和OUT2之间共享。该晶体振荡器51通过二极管53与电源端子151、152耦合。因此，如果电源端子151和电源端子152中至少一个被供应有电力，则晶体振荡器51便能够运行。

图12是示出下变频转换器2中的电源端子151至153的电力的供应目的地的框图。图13是示出下变频转换器2中的电源端子151至153的电力的供应目的地的表格。而且，图14示出下变频转换器2的控制操作。与第一实施例的不同点是晶体振荡器51如上所述变成一个，且其块变成常接通块。在图12中所示的示例中，晶体振荡器51通过二极管53与电源端子151、152耦合，且如果从电源端子151、152中的一个供应电力，则晶体振荡器51将处于操作状态（参考图13）。

在第一实施例中，晶体振荡器14、24根据OUT1和OUT2的输出情况而接通/断开（参考图6）。相比之下，如14的操作模式表格清晰所示，在除了OUT1和OUT2都断开时之外的任意时间，不管OUT1和OUT2的输出情况如何，晶体振荡器51常接通，这是因为晶体振荡器51已经由下变频转换器电路10、20共享。

顺便提及，下变频转换器2具有相同构造和功能的两个PLL。即，PLL13和PLL23是具有相同电路构造和功能的PLL。因此，输入到PLL13和PLL23的两个参考信号（第一和第二参考信号）的频率也相等。因此，为了产生参考信号而由晶体振荡器51使用的晶体谐振器52能够被共享。

如上所述，根据依照本实施例的下变频转换器2的构造，下变频转换器电路10和下变频转换器电路20共享晶体振荡器51和晶体谐振器52。因此，能够实现部件成本的降低以及下变频转换器2的电路规模的减小。

第三实施例

将说明根据第三实施例的下变频转换器3。图15示出显示根据本实施例的下变频转换器3中的电源端子151至153的电力的供应目的地的框图。而且，图16示出显示下变频转换器3中的电源端子151至153的电力的供应目的地的表格。下变频转换器3在电源构造上不同于根据第二实施例的下变频转换器2。顺便提及，因为其其他构造与下变频转换器2相同，因此适当省略它们的说明。

具体而言，如图15和16中所示，RF放大器123、125耦合至电源端子151，且供应有来自电源端子151的电力。RF放大器124、126耦合至电源端子152，且供应有来自电源端子152的电力。

因此，能够实现与图13中所示的控制相同的控制。即，当下变频转换器电路10断开时，RF放大器123、125断开。而且，当下变频转换器电路20断开时，RF放大器124、126断开。但是，在上述第一和第二实施例中，RF放大器123至126响应于来自音/极化控制单元17、27的电源控制信号而执行接通/断开的切换。相比之下，在本实施例中，当OUT1断开时，因为来自电源端子151的电力供应消失，因此RF放大器123、125自动断开。类似地，当OUT2断开时，因为来自电源端子152的电力供应消失，因此RF放大器124、126自动断开。

另一方面，在OUT1接通的状态下，通过控制RF放大器123、125的音/极化控制单元17实现水平极化波信号H或垂直极化波信号V的选择操作，与第一和第二实施例相同。类似地，在OUT2接通的状态下，通过控制RF放大器124、126的音/极化控制单元27实现水平极化波信号H或垂直极化波信号V的选择操作。

如上所述，根据依照本实施例的下变频转换器3的构造，RF放大器123、125耦合至从其为下变频转换器电路10供应电力的电源端子151。而且，RF放大器124、126耦合至从其为下变频转换器电路20供应电力的电源端子152。

因此，当下变频转换器电路10断开时，RF放大器124、126自动断开。而且，当下变频转换器电路20断开时，RF放大器123、125自动断开。因此，当音/极化控制单元17、27断开时，不必执行RF放大器123至126的电源控制。结果，能够简化音/极化控制单元17、27的处理。

上文中，虽然已经基于实施例具体说明了发明人提出的本发明，但是显然，本发明不限于已经说明的实施例，且在不脱离本发明主旨的范围内能够进行各种改进。

例如，在上述实施例中，虽然1/2分频器被提供在混频器和VCO之间，但是实施例不限于这种构造。1/3分频器和1/1.5分频器可用于替代1/2分频器。在使用1/3分频器的情况下，仅需要将VCO的振荡频率设定为9.75GHz×3=29.25GHz或10.6GHz×3=31.8GHz。类似地，在使用1/1.5分频器的情况下，仅需要将VCO的振荡频率设定为9.75GHz×1.5=14.625GHz或10.6GHz×3=15.9GHz。即使这些本地振荡频率信号经受耦合并被输入到混频器，下变频转换之后的不期望的信号的频率例如也能变成29.25GHz-10.6GHz=18.6GHz或14.625GHz-10.6GHz=4.025GHz。即，在任何情况下，频率都高于0.95GHz至2.15GHz，即IF频带（调谐器的接收频率带）。结果，能够容易地移除不期望的信号。

但是，其他分频器（例如，1/3分频器、1/1.5分频器等等）与1/2分频器相比难以进行电路设计且还具有高成本。而且，在其分频比小于1/2的分频器（例如，1/3分频器、1/4分频器等等）的情况下，必须使VCO中的振荡频率高一定量。因此，产生高频的本地振荡频率信号。此时，虽然缓冲放大器等被提供在VCO和分频器之间，但是本地振荡频率越高，则本地振荡频率信号需要具有的功率越高。结果，功耗增加。因此，期望提供在VCO和混频器之间的分频器（第一和第二分频器）应为1/2分频器。

顺便提及，在上述实施例中，虽然下变频转换器1具有下变频转换器电路10、20的两个下变频转换器电路，但是下变频转换器电路的数量不限于两个。毫无疑问，下变频转换器可具有三个或更多的下变频转换器电路。

Claims (12)

1.一种下变频转换器，包括：

放大单元，所述放大单元包括：

第一放大器，第一极化波信号被供应到所述第一放大器；以及

第二放大器，第二极化波信号被供应到所述第二放大器；

第一下变频转换器电路，所述第一下变频转换器电路包括：

用于产生第一参考信号的第一参考信号产生单元；

用于使用所述第一参考信号来产生第一本地振荡频率信号的第一本地振荡单元；

用于产生通过对所述第一本地振荡频率信号进行分频而获得的第一分频信号的第一分频器；以及

用于使用所述第一分频信号将由所述放大单元放大的信号转换为第一中频信号的第一频率转换单元；以及

第二下变频转换器电路，所述第二下变频转换器电路包括：

用于产生第二参考信号的第二参考信号产生单元；

用于使用所述第二参考信号来产生第二本地振荡频率信号的第二本地振荡单元；

用于产生通过对所述第二本地振荡频率信号进行分频而获得的第二分频信号的第二分频器；以及

用于使用所述第二分频信号将由所述放大单元放大的信号转换成第二中频信号的第二频率转换单元，

其中，所述第二本地振荡频率信号的频率和所述第一分频信号的频率之间的差频高于用于接收所述第一中频信号的第一接收器的接收频率带的上限。

2.根据权利要求1所述的下变频转换器，

其中，所述第一本地振荡频率信号的频率和所述第二分频信号的频率之间的差频高于用于接收所述第二中频信号的第二接收器的接收频率带的上限。

3.根据权利要求1所述的下变频转换器，

其中，所述第一分频器是1/2分频器。

4.根据权利要求1所述的下变频转换器，

其中，所述第二分频器是1/2分频器。

5.根据权利要求1所述的下变频转换器，

其中，所述第一本地振荡单元和所述第二本地振荡单元能够分别选择振荡频率，并分别以19.5GHz或21.2GHz的频率振荡。

6.根据权利要求1所述的下变频转换器，

其中，所述第一本地振荡单元和所述第二本地振荡单元具有基本上相同的电路构造。

7.根据权利要求6所述的下变频转换器，

其中，所述第一参考信号产生单元和所述第二参考信号产生单元具有公共晶体振荡电路，并且所述晶体振荡电路使用单个晶体谐振器来产生所述第一参考信号和所述第二参考信号。

8.根据权利要求1所述的下变频转换器，

其中，变换器被耦合至所述放大单元的输入侧。

9.根据权利要求1所述的下变频转换器，

还包括第一电源端子至第三电源端子，

其中，所述第一下变频转换器电路通过所述第一电源端子被供应电力，

其中，所述第二下变频转换器电路通过所述第二电源端子被供应电力，并且

其中，所述放大单元通过所述第三电源端子被供应电力。

10.根据权利要求1所述的下变频转换器，

还包括第一电源端子至第三电源端子，

其中，所述放大单元还包括：

第三放大器，所述第三放大器将从所述第一放大器输出的信号输入其中，放大该信号并将其输出至所述第一下变频转换器电路；

第四放大器，所述第四放大器将从所述第一放大器输出的信号输入其中，放大该信号并将其输出至所述第二下变频转换器电路；

第五放大器，所述第五放大器将从所述第二放大器输出的信号输入其中，放大该信号并将其输出至所述第一下变频转换器电路；

第六放大器，所述第六放大器将从所述第二放大器输出的信号输入其中，放大该信号并将其输出至所述第二下变频转换器电路，

其中，所述第一下变频转换器电路、所述第三放大器以及所述第五放大器通过所述第一电源端子被供应电力，

其中，所述第二下变频转换器电路、所述第四放大器以及所述第六放大器通过所述第二电源端子被供应电力，并且

其中，所述第一放大器和所述第二放大器通过所述第三电源端子被供应电力。

11.根据权利要求1所述的下变频转换器，

其中，所述放大单元、所述第一下变频转换器电路以及所述第二下变频转换器电路被形成在单个IC芯片上。

12.一种用于控制下变频转换器的方法，所述下变频转换器包括：

放大单元，所述放大单元具有被供应第一极化波信号的第一放大器，以及被供应第二极化波信号的第二放大器；

第一下变频转换器电路，所述第一下变频转换器电路具有

用于产生具有第一参考频率的第一参考信号的第一参考信号产生单元，

用于使用所述第一参考信号来产生第一本地振荡频率信号的第一本地振荡单元，

用于产生通过对所述第一本地振荡频率信号进行分频而获得的第一分频信号的第一分频器，以及

用于使用所述第一分频信号将由所述放大单元放大的信号转换为第一中频信号的第一频率转换单元；以及

第二下变频转换器电路，所述第二下变频转换器电路具有

用于产生具有第二参考频率的第二参考信号的第二参考信号产生单元，

用于使用所述第二参考信号来产生第二本地振荡频率信号的第二本地振荡单元，

用于产生通过对所述第二本地振荡频率信号进行分频而获得的第二分频信号的第二分频器，以及

用于使用所述第二分频信号将由所述放大单元放大的信号转换成第二中频信号的第二频率转换单元，

其中，控制所述第二本地振荡单元的振荡频率，使得所述第二本地振荡频率信号的频率和所述第一分频信号的频率之间的差频变成高于用于接收所述第一中频信号的第一接收器的接收频率带的上限。

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