CN103490788A - 补偿接收器或发射器中频率相依相位失衡的方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种用于补偿接收器或发射器中频率相依相位失衡的方法及装置。接收器将输入信号降频以产生具有同相分量及正交分量的信号r(t)，该方法包含：应用具有第一载波频率的第一测试信号作为接收器的输入信号，以获得相应于第一测试信号的信号r(t)的同相分量及正交分量间的第一相位失衡；应用具有第二载波频率的第二测试信号作为接收器的输入信号，以获得相应于第二测试信号的信号r(t)的同相分量及正交分量间的第二相位失衡；依据第二相位失衡与第一相位失衡的差异及第二载波频率与第一载波频率的差异，得到接收器的同相正交延迟失配Δt；根据得到的同相正交延迟失配Δt，补偿相应于其他输入信号的信号r(t)的同相分量及正交分量。本发明可降低电路复杂度。

Description

补偿接收器或发射器中频率相依相位失衡的方法及装置

【技术领域】

本发明关于补偿频率相依相位失衡（frequency dependent phase imbalance）的方法，尤其关于一种补偿接收器或发射器中频率相依相位失衡的方法。

【背景技术】

射频系统在无线通信中被广泛采用。虽然射频系统具有低成本和低功耗的优势，但是它的主要问题之一是同相（in-phase(I)）正交（quadrature(Q)）失衡。同相正交失衡一部分是由于同相正交路径及本地振荡器之间振幅失配造成，且相偏（phase shift）不恰好为90度。振幅和相移的失配被称为增益相位失衡。由于同相正交失衡相当降低系统性能，因此如何为射频系统提供一种方法来补偿同相正交失衡及改善系统系能便是一个关键问题。

【发明内容】

有鉴于此，本发明提供一种补偿接收器或发射器中频率相依相位失衡的方法及装置。

依据本发明的一实施例，提供一种用于补偿接收器中频率相依相位失衡的方法。该接收器将一输入信号降频以产生一信号r(t)，该信号r(t)具有一同相分量r_I(t)及一正交分量r_Q(t)，该方法包含以下步骤：应用具有一第一载波频率的一第一测试信号作为该接收器的该输入信号，以获得相应于该第一测试信号的该信号r(t)的该同相分量及该正交分量之间的一第一相位失衡；应用具有一第二载波频率的一第二测试信号作为该接收器的该输入信号，以获得相应于该第二测试信号的该信号r(t)的该同相分量及该正交分量之间的一第二相位失衡；依据该第二相位失衡与该第一相位失衡的该差异以及该第二载波频率与该第一载波频率的该差异，得到该接收器的一同相正交延迟失配Δt；根据该得到的同相正交延迟失配Δt，补偿相应于其他输入信号的该信号r(t)的该同相分量r_I(t)及该正交分量r_Q(t)。

根据本发明另一实施例，提供一种用于补偿发射器中频率相依相位失衡的方法。该发射器处理一基频信号x(t)，该基频信号x(t)具有一第一分量x_I(t)及一第二分量x_Q(t)，该第一分量x_I(t)及该第二分量x_Q(t)具有角频率ω_B，该方法包含以下步骤：(a)以一预定延迟量τ补偿该基频信号x(t)；(b)输入该补偿后的基频信号至一升频电路以产生一射频信号y(t)；(c)输入射频信号y(t)至一延迟信息提取器以获得有关于该预定延迟量τ信息的一相关值；(d)改变该预定延迟量τ且再一次以该改变后的预定延迟量τ补偿该基频信号x(t)，并且再一次执行步骤(b)及(c)以更新该相关值；以及(e)根据该相关值从该预定延迟量中选出一候选延迟量（例如，最接近的延迟量），并通过使用该候选延迟量补偿该发射器。

根据本发明又一实施例，提供一种用于补偿接收器中频率相依相位失衡的装置，该接收器将一输入信号降频以产生一信号r(t)，该信号r(t)具有一同相分量r_I(t)及一正交分量r_Q(t)，该装置包含：一第一相位失衡产生装置，用以通过应用具有一第一载波频率的一第一测试信号作为该接收器的该输入信号，以获得相应于该第一测试信号的该信号r(t)的该同相分量及该正交分量之间的一第一相位失衡；一第二相位失衡产生装置，用以通过应用具有一第二载波频率的一第二测试信号作为该接收器的该输入信号，以获得相应于该第二测试信号的该信号r(t)的该同相分量及该正交分量之间的一第二相位失衡；一同相正交延迟失配产生装置，用以依据该第二相位失衡与该第一相位失衡的差异以及该第二载波频率与该第一载波频率的差异，得到该接收器的一同相正交延迟失配Δt；以及一补偿电路，用以根据该得到的同相正交延迟失配Δt，补偿相应于其他输入信号的该信号r(t)的该同相分量r_I(t)及该正交分量r_Q(t)。

根据本发明再一实施例，提供一种用于补偿发射器中频率相依相位失衡的装置，该发射器处理一基频信号x(t)，该基频信号x(t)具有一第一分量x_I(t)及一第二分量x_Q(t)，该第一分量x_I(t)及该第二分量x_Q(t)具有角频率ω_B，该装置包含：一补偿电路，以一预定延迟量τ补偿该基频信号x(t)；一升频电路，接收该补偿后的基频信号以产生一射频信号y(t)；一延迟信息提取器，接收该射频信号y(t)以获得有关于该预定延迟量τ信息的一相关值；改变该预定延迟量τ且该补偿电路再一次以该改变后的预定延迟量τ补偿该基频信号x(t)，并且输入该更新的补偿后的基频信号至该升频电路以产生一更新的射频信号y(t)且输入该更新后的射频信号y(t)至该延迟信息提取器以获得有关于该改变后的预定延迟量τ信息的一更新后的相关值；以及一候选延迟量选择装置，根据该相关值及更新该后的相关值，从该预定延迟量及该改变后的预定延迟量中选出一候选延迟量，且通过使用该候选延迟量补偿该发射器。

上述补偿接收器或发射器中频率相依相位失衡的方法及其装置可降低电路复杂度。

【附图说明】

图1为说明用于同相信号的传输线L_I及用于正交信号的传输线L_Q之间的长度差异为L_Q-L_I的示意图；

图2为依据本发明实施例的用于补偿接收器中频率相依相位失衡的方法的工作流程图；

图3为用来说明图2实施例的简化接收器的方块图；

图4为具有补偿电路的简化接收器的方块图；

图5为图4中补偿电路的方块图；

图6为依据本发明实施例的用于补偿发射器中频率相依相位失衡的方法的工作流程图；

图7为用来说明图6实施例的简化发射器的方块图；

图8为图7中补偿电路的方块图；

图9为图7中升频电路的方块图；

图10为图7中相关器的范例的方块图。

【具体实施方式】

第一实施例

在实际的接收器和发射器中，尤其在具有宽信号带宽的射频系统中，同相正交失衡是频率相依的（frequency dependent）。同相正交失衡部分是由于用于同相信号及正交信号的传输线的长度不同所造成。如图1所示，假设用于同相信号的传输线L_I及用于正交信号的传输线L_Q之间的长度差异为L_Q-L_I，即（d₂-d₁）·v_p，d₁和d₂分别为同相信号及正交信号的传输延迟时间，v_p为传输线中的信号传输速率。频率相依相位失衡Φ满足以下方程式：

φ＝360°·(d₂-d₁)·f_B

其中λ为信号的波长，f_B为信号的载波频率。

在实际的接收器中，d₂-d₁的值（亦即同相正交失配Δt）是未知的。依据本发明的实施例，提出一种用于补偿接收器中频率相依相位失衡的方法，以首先得到d₂-d₁的值，接着接收器根据所得到的d₂-d₁的值被补偿。

依据本发明一实施例的一种用于补偿接收器中频率相依相位失衡的方法详述如下。接收器将输入信号降频（downconvert）以产生信号r(t)。信号r(t)具有同相分量r_I(t)（in-phase component）及正交分量r_Q(t)（quadrature component）。该方法包含如图2所示的以下步骤：在步骤202中，具有第一载波频率的第一测试信号作为接收器的输入信号，以获得相应于该第一测试信号的信号r(t)的同相分量及正交分量之间的第一相位失衡。在步骤204中，具有第二载波频率的第二测试信号作为接收器的输入信号，以获得相应于该第二测试信号的信号r(t)的同相分量及正交分量之间的第二相位失衡。之后，进入步骤206，依据第二相位失衡与第一相位失衡的差异以及第二载波频率与第一载波频率的差异，得到接收器的同相正交延迟失配Δt。接着，执行步骤208，根据所得到的同相正交延迟失配Δt，补偿相应于其他输入信号的信号r(t)的同相分量r_I(t)及正交分量r_Q(t)。

该方法以下面一个例子进一步说明。参考图3，其为用来说明该实施例的简化接收器的方块图。信号y(t)被输入至接收器300并且被混频器302和304降频以产生信号r(t)，其中信号r(t)=r_I(t)+jr_Q(t)，r_I(t)为r(t)的同相分量，r_Q(t)为r(t)的正交分量。信号r(t)为，例如基频信号。信号r_I(t)及r_Q(t)可表示为：

$\left[\begin{array}{c}{r}_I\left(t\right)\\ r_Q\left(t\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}A(1+\frac{\mathrm{\ϵ}}{2})\cos ({\mathrm{\ω}}_B(t+d_1)-\frac{\mathrm{\θ}}{2})\\ A(1-\frac{\mathrm{\ϵ}}{2})\sin ({\mathrm{\ω}}_B(t+d_2)+\frac{\mathrm{\θ}}{2})\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{c}A(1+\frac{\mathrm{\ϵ}}{2})\cos ({\mathrm{\ω}}_{B}t+({\mathrm{\ω}}_B{d}_1-\frac{\mathrm{\θ}}{2}))\\ A(1-\frac{\mathrm{\ϵ}}{2})\sin ({\mathrm{\ω}}_{B}t+({\mathrm{\ω}}_B{d}_2+\frac{\mathrm{\θ}}{2}))\end{array}\right]$

A为振幅，ε为增益失衡，θ为相位失衡以及ω_B为载波的角频率（angularfrequency）。假设增益失衡ε为零，则频率相依相位失衡Φ为：

$\mathrm{\φ}=\mathrm{phase}\left\{\sin ({\mathrm{\ω}}_{B}t+({\mathrm{\ω}}_B{d}_2+\frac{\mathrm{\θ}}{2}))\right\}-\mathrm{phase}\left\{\cos ({\mathrm{\ω}}_{B}t+({\mathrm{\ω}}_B{d}_1-\frac{\mathrm{\θ}}{2}))\right\}$

$-\{\mathrm{phase}\left(\sin \left({\mathrm{\ω}}_{B}t\right)\right)-\mathrm{phase}\left(\cos \left({\mathrm{\ω}}_{B}t\right)\right)\}$

$~\frac{-\mathrm{\π}}{2}+\mathrm{\θ}+{\mathrm{\ω}}_B\·(d_2-d_1)-\frac{-\mathrm{\π}}{2}=\mathrm{\θ}+2\mathrm{\π}{f}_B\·\mathrm{\Δt}$

在步骤202中，由第一相位失衡产生装置通过应用具有第一载波频率f_B1的第一测试信号y₁(t)作为接收器300的输入信号，以获得相应于第一测试信号y₁(t)的信号r₁(t)的同相分量r_I1(t)与正交分量r_Q1(t)之间的第一相位失衡Φ₁。第一相位失衡Φ₁可由下式求出：

φ₁＝θ+2π·Δt·f_B1＝θ+360°·Δt·f_B1

在步骤204中，由第二相位失衡产生装置通过应用具有第二载波频率f_B2的第二测试信号y₂(t)作为接收器300的输入信号，以获得相应于第二测试信号y₂(t)的信号r₂(t)的同相分量r_I2(t)与正交分量r_Q2(t)之间的第二相位失衡Φ₂。第二相位失衡Φ₂可由下式求出：

φ₂＝θ+360°·Δt·f_B2

在步骤206中，同相正交延迟失配产生装置依据第二相位失衡与第一相位失衡的差异Φ₂-Φ₁以及第二载波频率与第一载波频率的差异f_B2-f_B1，由下式得到接收器300的同相正交延迟失配Δt：

φ₂-φ₁＝360°·Δt·(f_B2-f_B1)

在步骤208中，补偿电路根据所得到的同相正交延迟失配Δt，补偿相应于其他输入信号y(t)（例如，当接收器正常执行其功能时随后输入的信号y(t)）的信号r(t)的同相分量r_I(t)与正交分量r_Q(t)。参考图4，其为具有补偿电路的简化接收器的方块图。同相分量r_I(t)与正交分量r_Q(t)分别由模数转换器（analog todigital convertor，ADC）402和404转换成数字同相分量r_I’(t)与数字正交分量r_Q’(t)，接着数字同相分量r_I’(t)与数字正交分量r_Q’(t)被输入至补偿电路406。接收器400中的补偿电路406可通过使用有限脉冲响应（finite impulse response，FIR）滤波器来实现，以矩阵h来表示：

$h=[1-\frac{\left|\mathrm{\Δt}\right|}{t_s},\frac{\left|\mathrm{\Δt}\right|}{t_s}];t_s=\frac{1}{f_s}$

其中t_s为在接收器400中产生r_I’(t)与r_Q’(t)的模数转换器402及模数转换器404的取样周期，f_s为在接收器400中产生r_I’(t)与r_Q’(t)的模数转换器402及模数转换器404的取样频率。

补偿电路406的补偿矩阵的一范例为：

$\left[\begin{array}{cc}{h}_1& 0\\ 0& h_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}1& -\tan \frac{\mathrm{\θ}}{2}\\ -\tan \frac{\mathrm{\θ}}{2}& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& \frac{1+\frac{\mathrm{\ϵ}}{2}}{1-\frac{\mathrm{\ϵ}}{2}}\end{array}\right]$

若Δt<0，意味着r_I’(t)领先于（lead）r_Q’(t)，于是h1=h，h2=1。另一方面，若Δt>0，意味着r_I’(t)落后于（lag）r_Q’(t)，于是h1=1，h2=h。补偿电路406对应的方块图如图5所示。

在数字同相分量r_I’(t)与数字正交分量r_Q’(t)被补偿电路406处理之后，产生信号r(t)的同相分量r_I’’(t)与正交分量r_Q’’(t)。具有补偿的频率相依相位失衡的信号r(t)会改善接收器400的性能。

由于该方法的所有步骤都在时域中完成，不需要快速傅里叶变换（FastFourier Transform，FFT）。因此，补偿电路和接收器具有低成本及高效率，电路复杂度得以降低。除了由于传输线的不同长度导致的频率相依相位失衡，由其他原因（例如，会引起同相信号与正交信号间的群延迟（group delay）失配的滤波器失配）造成的频率相依相位失衡，也可通过使用这种方法来被补偿。

第二实施例

依据本发明的实施例的一种用于补偿发射器中频率相依相位失衡的方法详述如下。发射器处理基频信号x(t)，基频信号x(t)具有第一分量x_I(t)及第二分量x_Q(t)，该第一分量x_I(t)及该第二分量x_Q(t)具有角频率ω_B。该方法包含如图6所示的以下步骤：在步骤602中，补偿电路以预定延迟量τ补偿基频信号x(t)。在步骤604中，补偿后的基频信号x(t)被输入至升频（upconversion）电路以产生射频信号y(t)。在步骤606中，射频信号y(t)被输入至延迟信息提取器（delayinformation extractor）以获得有关于预定延迟量τ信息的相关值（correlationvalue）。在步骤608中，预定延迟量τ被改变且基频信号x(t)以改变后的预定延迟量τ再一次被补偿，并且再一次执行步骤604及606以更新相关值。在步骤610中，候选延迟量选择装置根据相关值及更新后的相关值，从预定延迟量及改变后的预定延迟量中选出候选延迟量（candidate delay amount），且发射器通过使用候选延迟量（例如最近的延迟量）被补偿。

该方法以下面一个例子进一步说明。假设x(t)=x_I(t)+jx_Q(t)，其中

x_I(t)＝A_Icosω_Bt+B_I

x_Q(t)＝A_Qcosω_Bt+B_Q

其中A_I及A_Q为振幅，B_I及B_Q为直流值（DC value）。

参考图7，其为用来说明该实施例的简化发射器的方块图。基频信号x(t)首先被输入至执行步骤602的补偿电路702且预定延迟量τ被设置。例如，补偿电路702可通过使用有限脉冲响应滤波器来实现，该有限脉冲响应滤波器由矩阵h表示：

$h=[1-\frac{2\mathrm{\&tau;}}{t_s},\frac{2\mathrm{\&tau;}}{t_s}];t_s=\frac{1}{f_s}$

其中t_s为发射器700中的基频信号x(t)的取样周期，f_s为在发射器700中的基频信号x(t)的取样频率。

用于补偿电路702的补偿矩阵的范例为：

$\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& \frac{1+\frac{\mathrm{\&epsiv;}}{2}}{1-\frac{\mathrm{\&epsiv;}}{2}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}1& -\tan \frac{\mathrm{\&theta;}}{2}\\ -\tan \frac{\mathrm{\&theta;}}{2}& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{h}_1& 0\\ 0& h_2\end{array}\right]$

若Δt<0，意味着x_I’(t)领先于x_Q’(t)，于是h1=h，h2=1。另一方面，若Δt>0，意味着x_I’(t)落后于x_Q’(t)，于是h1=1，h2=h。补偿电路702对应的方块图如图8所示。

在基频信号x(t)被补偿电路702以预定延迟量τ补偿之后，补偿后的基频信号x’(t)被输入至升频电路704以产生射频信号y(t)，步骤604被执行。升频电路704相应的方块图如图9所示，其中y(t)=y_I(t)+jy_Q(t)，等式为：

$\left[\begin{array}{c}{y}_I\left(t\right)\\ y_Q\left(t\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}(1+\frac{\mathrm{\&epsiv;}}{2})\cos \frac{\mathrm{\&theta;}}{2}& (1-\frac{\mathrm{\&epsiv;}}{2})\sin \frac{\mathrm{\&theta;}}{2}\\ (1+\frac{\mathrm{\&epsiv;}}{2})\sin \frac{\mathrm{\&theta;}}{2}& (1-\frac{\mathrm{\&epsiv;}}{2})\cos \frac{\mathrm{\&theta;}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{A}_I\cos {\mathrm{\&omega;}}_B(t+\mathrm{\&tau;})+B_I\\ A_Q\cos {\mathrm{\&omega;}}_B(t-\mathrm{\&tau;})+B_Q\end{array}\right]$

射频信号y(t)接着被输入至延迟信息提取器706以获得有关于预定延迟量τ信息的相关值S₂。在一范例中，相关值S₂与角频率ω_B及预定延迟量τ的乘积（product）信息有关。此外，延迟信息提取器（delay information extractor）706，例如，包含平方器（squarer）708及相关器（correlator）710。平方器708将射频信号y(t)平方。平方器708的模型，例如为：

$\frac{1}{2}\{y_I^2+y_Q^2\}$

也就是说，平方器708的输出信号S₁(t)为：

$(({(1+\frac{\mathrm{\&epsiv;}}{2})}^2{A}_I{B}_I+{(1-\frac{\mathrm{\&epsiv;}}{2})}^2{A}_Q{B}_Q)M_1+(1-\frac{{\mathrm{\&epsiv;}}^2}{4})(A_I{B}_Q+A_Q{B}_1)M_3)\cos {\mathrm{\&omega;}}_{B}t-$

$(({(1+\frac{\mathrm{\&epsiv;}}{2})}^2{A}_I{B}_I-{(1-\frac{\mathrm{\&epsiv;}}{2})}^2{A}_Q{B}_Q)M_2+(1-\frac{{\mathrm{\&epsiv;}}^2}{4})(A_I{B}_Q-A_Q{B}_1)M_4)\sin {\mathrm{\&omega;}}_{B}t$

其中

$\left[\begin{array}{cc}{M}_1& M_2\\ M_3& M_4\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\&omega;}}_B\mathrm{\&tau;}& \sin {\mathrm{\&omega;}}_B\mathrm{\&tau;}\\ \frac{1}{2}\sin \left(2\mathrm{\&phi;}\right)\cos {\mathrm{\&omega;}}_B\mathrm{\&tau;}& \frac{1}{2}\sin \left(2\mathrm{\&phi;}\right)\sin {\mathrm{\&omega;}}_B\mathrm{\&tau;}\end{array}\right]$

由于1＞M₁＞＞M₃＞M₂＞＞M₄，设置A_I＝A_Q＝A,B_I＝-B_Q＝B，并假设增益及相位失衡（ε及θ）已经被补偿。信号S₁(t)由下式导出：

S₁(t)＝((A_IB_I+A_QB_Q)M₁+(A_IB_Q+A_QB_I)M₃)cosω_Bt

-((A_IB_I-A_QB_Q)M₂+(A_IB_Q-A_QB_I)M₄)sinω_Bt

＝[(A_IB_I+A_QB_Q)cosω_Bτ]cosω_Bt+[(A_IB_I-A_QB_Q)sinω_Bτ]sinω_Bt

＝2ABsinω_Bτsinω_Bt

信号S₁(t)接着被输入至相关器710，并且相关器710通过使用都具有角频率ω_B的正弦波信号及余弦波信号对信号S₁(t)执行相关性运算，且相关器710相应地产生相关值S₁。相关器710的范例相应的方块图如图10所示。信号S₁(t)被模数转换器1002转换为数字信号，接着由乘法器1004乘以cosω_Bt。其结果由平均器1006处理，平均器1006由加法器1008及延迟器1010实现。平方器1012将平均器1006的输出平方，以产生值S_1a。信号S₁(t)也被模数转换器1022转换为数字信号，接着由乘法器1024乘以sinω_Bt。其结果由平均器1026处理，平均器1026由加法器1028及延迟器1030实现。平方器1032将平均器1026的输出平方，以产生值S_1b。通过对值S_1a和S_1b相加得到相关值S₂。在此范例中，相关值S₂由下式获得：

S₂＝4A²B²sin²ω_Bτ

在步骤606之后，执行步骤608以改变延迟量（改变后的延迟量表示为τ⁽¹⁾）的值且基频信号x(t)被再次输入至补偿电路702以通过使用改变后的延迟量τ⁽¹⁾再次补偿x(t)。以更新的补偿后的基频信号x’(t)再次执行步骤604及606。更新后的相关值（更新后的相关值表示为S₂ ⁽¹⁾）相应地由延迟信息提取器706产生。在步骤610中，根据相关值S₂及更新后的相关值S₂ ⁽¹⁾，从预定延迟量τ及改变后的预定延迟量τ⁽¹⁾中选出候选延迟量τ’。通过使用候选延迟量τ’来补偿发射器。也就是说，在完成该方法后，会由补偿电路702通过使用候选延迟量τ’来补偿发射器的其他输入信号。

由于当x_I(t)及x_Q(t)被传输至发射器中时，对应于较低相关值的延迟量接近于x_I(t)及x_Q(t)之间实际的频率相依相位失衡的值，因此最好选择对应于相关值S₂及更新后的相关值S₂ ⁽¹⁾中较小一个的候选延迟量τ’作为用于发射器的延迟量。也就是说，如果更新后的相关值S₂ ⁽¹⁾比相关值S₂小，则选择对应于S₂ ⁽¹⁾的候选延迟量τ’作为用于发射器的延迟量。

在另一实施例范例中，可以选择多于两个延迟量τ来执行步骤602至610，且选择这些延迟量τ中对应于最小相关值S₂的一个作为候选延迟量τ’，用来当发射器操作于正常状态下时，补偿发射器的输入信号。

该方法上述602至610的所有步骤可在时域中实现。因此，对于这个方法，快速傅里叶变换不是必须的且电路复杂度因具有低成本及高效率而得以降低。除了由于传输线的不同长度导致的频率相依相位失衡，由其他原因（例如，滤波器失配或信号的群延迟）造成的频率相依相位失衡，也可通过使用这种方法来被补偿。

虽然本发明已以具体实施例揭露如上，然其仅为了易于说明本发明的技术内容，而并非将本发明狭义地限定于该实施例，任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的更动与润饰，因此本发明的保护范围当视本发明的权利要求所界定者为准。

Claims (22)

1.一种用于补偿接收器中频率相依相位失衡的方法，该接收器将一输入信号降频以产生一信号r(t)，该信号r(t)具有一同相分量r_I(t)及一正交分量r_Q(t)，其特征在于，该方法包含：

应用具有一第一载波频率的一第一测试信号作为该接收器的该输入信号，以获得相应于该第一测试信号的该信号r(t)的该同相分量及该正交分量之间的一第一相位失衡；

应用具有一第二载波频率的一第二测试信号作为该接收器的该输入信号，以获得相应于该第二测试信号的该信号r(t)的该同相分量及该正交分量之间的一第二相位失衡；

依据该第二相位失衡与该第一相位失衡的差异以及该第二载波频率与该第一载波频率的差异，得到该接收器的一同相正交延迟失配Δt；以及

根据该得到的同相正交延迟失配Δt，补偿相应于其他输入信号的该信号r(t)的该同相分量r_I(t)及该正交分量r_Q(t)。

2.如权利要求1所述用于补偿接收器中频率相依相位失衡的方法，其特征在于，该同相正交延迟失配Δt依据一等式来获得：

其中f_B1与f_B2分别代表该第一载波频率与该第二载波频率，且Φ₁与Φ₂分别代表该第一相位失衡与该第二相位失衡。

3.如权利要求1所述用于补偿接收器中频率相依相位失衡的方法，其特征在于，补偿该信号r(t)的该同相分量r_I(t)及该正交分量r_Q(t)的该同相正交延迟失配的步骤通过使用一有限脉冲响应滤波器来实现。

4.如权利要求3所述用于补偿接收器中频率相依相位失衡的方法，其特征在于，该有限脉冲响应滤波器以矩阵h来表示：

$h=[1-\frac{\left|\mathrm{\&Delta;t}\right|}{t_s},\frac{\left|\mathrm{\&Delta;t}\right|}{t_s}];t_s=\frac{1}{f_s}$

其中，t_s为在该接收器中用来产生该同相分量r_I(t)与该正交分量r_Q(t)的取样周期，f_s为在该接收器中用来产生该同相分量r_I(t)与该正交分量r_Q(t)的取样频率。

5.如权利要求1所述用于补偿接收器中频率相依相位失衡的方法，其特征在于，该方法的所有步骤在时域中完成。

6.一种用于补偿发射器中频率相依相位失衡的方法，该发射器处理一基频信号x(t)，该基频信号x(t)具有一第一分量x_I(t)及一第二分量x_Q(t)，该第一分量x_I(t)及该第二分量x_Q(t)具有角频率ω_B，其特征在于，该方法包含：

(a)以一预定延迟量τ补偿该基频信号x(t)；

(b)输入该补偿后的基频信号至一升频电路以产生一射频信号y(t)；

(c)输入射频信号y(t)至一延迟信息提取器以获得有关于该预定延迟量τ信息的一相关值；

(d)改变该预定延迟量τ且再一次以该改变后的预定延迟量τ补偿该基频信号x(t)，并且再一次执行步骤(b)及(c)以更新该相关值；以及

(e)根据该相关值及该更新后的相关值，从该预定延迟量及该改变后的预定延迟量中选出一候选延迟量，且使用该候选延迟量补偿该发射器。

7.如权利要求6所述用于补偿发射器中频率相依相位失衡的方法，其特征在于，步骤(a)通过使用一有限脉冲响应滤波器来实现。

8.如权利要求7所述用于补偿发射器中频率相依相位失衡的方法，其特征在于，该有限脉冲响应滤波器由矩阵h表示：

$h=[1-\frac{2\mathrm{\&tau;}}{t_s},\frac{2\mathrm{\&tau;}}{t_s}];t_s=\frac{1}{f_s}$

其中，t_s为该发射器中的该基频信号x(t)的取样周期，f_s为该接收器中的该基频信号x(t)的取样频率。

9.如权利要求6所述用于补偿发射器中频率相依相位失衡的方法，其特征在于，该方法的所有步骤在时域中完成。

10.如权利要求6所述用于补偿发射器中频率相依相位失衡的方法，其特征在于，在步骤(c)中，该相关值是与该角频率ω_B及该预定延迟量τ的乘积信息有关。

11.如权利要求6所述用于补偿发射器中频率相依相位失衡的方法，其特征在于，在步骤(c)中，该延迟信息提取器包含一平方器及一相关器，该平方器将该射频信号y(t)平方，并且该相关器通过使用都具有该角频率ω_B的一正弦波信号及一余弦波信号对该射频信号y(t)执行相关性运算，且该相关器相应地产生该相关值。

12.一种用于补偿接收器中频率相依相位失衡的装置，该接收器将一输入信号降频以产生一信号r(t)，该信号r(t)具有一同相分量r_I(t)及一正交分量r_Q(t)，其特征在于，该装置包含：

一第一相位失衡产生装置，用以通过应用具有一第一载波频率的一第一测试信号作为该接收器的该输入信号，以获得相应于该第一测试信号的该信号r(t)的该同相分量及该正交分量之间的一第一相位失衡；

一第二相位失衡产生装置，用以通过应用具有一第二载波频率的一第二测试信号作为该接收器的该输入信号，以获得相应于该第二测试信号的该信号r(t)的该同相分量及该正交分量之间的一第二相位失衡；

一同相正交延迟失配产生装置，用以依据该第二相位失衡与该第一相位失衡的差异以及该第二载波频率与该第一载波频率的差异，得到该接收器的一同相正交延迟失配Δt；以及

一补偿电路，用以根据该得到的同相正交延迟失配Δt，补偿相应于其他输入信号的该信号r(t)的该同相分量r_I(t)及该正交分量r_Q(t)。

13.如权利要求12所述用于补偿接收器中频率相依相位失衡的装置，其特征在于，该同相正交延迟失配Δt依据一等式来获得：

其中f_B1与f_B2分别代表该第一载波频率与该第二载波频率，且Φ₁与Φ₂分别代表该第一相位失衡与该第二相位失衡。

14.如权利要求12所述用于补偿接收器中频率相依相位失衡的装置，其特征在于，该补偿电路通过使用一有限脉冲响应滤波器来实现。

15.如权利要求14所述用于补偿接收器中频率相依相位失衡的装置，其特征在于，该有限脉冲响应滤波器以矩阵h来表示：

$h=[1-\frac{\left|\mathrm{\&Delta;t}\right|}{t_s},\frac{\left|\mathrm{\&Delta;t}\right|}{t_s}];t_s=\frac{1}{f_s}$

其中，t_s为在该接收器中用来产生该同相分量r_I(t)与该正交分量r_Q(t)的取样周期，f_s为在该接收器中用来产生该同相分量r_I(t)与该正交分量r_Q(t)的取样频率。

16.如权利要求12所述用于补偿接收器中频率相依相位失衡的装置，其特征在于，该用于补偿接收器中频率相依相位失衡的装置在时域中完成对该接收器的补偿。

17.一种用于补偿发射器中频率相依相位失衡的装置，该发射器处理一基频信号x(t)，该基频信号x(t)具有一第一分量x_I(t)及一第二分量x_Q(t)，该第一分量x_I(t)及该第二分量x_Q(t)具有角频率ω_B，其特征在于，该装置包含：

一补偿电路，以一预定延迟量τ补偿该基频信号x(t)；

一升频电路，接收该补偿后的基频信号以产生一射频信号y(t)；

一延迟信息提取器，接收该射频信号y(t)以获得有关于该预定延迟量τ信息的一相关值；

改变该预定延迟量τ且该补偿电路再一次以该改变后的预定延迟量τ补偿该基频信号x(t)，并且输入该更新的补偿后的基频信号至该升频电路以产生一更新的射频信号y(t)且输入该更新后的射频信号y(t)至该延迟信息提取器以获得有关于该改变后的预定延迟量τ信息的一更新后的相关值；以及

一候选延迟量选择装置，根据该相关值及更新该后的相关值，从该预定延迟量及该改变后的预定延迟量中选出一候选延迟量，且通过使用该候选延迟量补偿该发射器。

18.如权利要求17所述用于补偿发射器中频率相依相位失衡的装置，其特征在于，该补偿电路通过使用一有限脉冲响应滤波器来实现。

19.如权利要求18所述用于补偿发射器中频率相依相位失衡的装置，其特征在于，该有限脉冲响应滤波器由矩阵h表示：

$h=[1-\frac{2\mathrm{\&tau;}}{t_s},\frac{2\mathrm{\&tau;}}{t_s}];t_s=\frac{1}{f_s}$

其中，t_s为该发射器中的该基频信号x(t)的取样周期，f_s为该接收器中的该基频信号x(t)的取样频率。

20.如权利要求17所述用于补偿发射器中频率相依相位失衡的装置，其特征在于，该用于补偿发射器中频率相依相位失衡的装置在时域中完成对该发射器的补偿。

21.如权利要求17所述用于补偿发射器中频率相依相位失衡的装置，其特征在于，该相关值是与该角频率ω_B及该预定延迟量τ的乘积信息有关。

22.如权利要求17所述用于补偿发射器中频率相依相位失衡的装置，其特征在于，该延迟信息提取器包含一平方器及一相关器，该平方器将该射频信号y(t)平方，并且该相关器通过使用都具有该角频率ω_B的一正弦波信号及一余弦波信号对该射频信号y(t)执行相关性运算，且该相关器相应地产生该相关值。

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