CN105245475A - 确定频率相关正交不平衡的通信单元、方法及集成电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种确定频率相关正交不平衡的通信单元、方法及集成电路，该通信单元包括发送器，发送器包括用于对第一测试信号进行滤波的模拟发送滤波器。模拟回送路径首先选择性地将滤波后的第一测试信号路由到接收器。接收器包括用于对滤波后的第一测试信号进行进一步滤波的至少一个模拟接收滤波器，和接收基带电路，被设置为接收并解码进一步滤波后的第一测试信号。发送器还接收第二测试信号，并且模拟回送路径选择性地经由第二路径将滤波后的第二测试信号路由到接收器，从而接收基带电路能够基于经解码的进一步滤波后的第一测试信号和经解码的进一步滤波后的第二测试信号，确定发送器/接收器中至少一个组件的频率相关正交不平衡。

Description

确定频率相关正交不平衡的通信单元、方法及集成电路

技术领域

本发明主要涉及频率相关(frequencydependent)正交不匹配的确定/校准及其补偿，特别是，涉及发送和/或接收模拟滤波器的频率相关响应不匹配的正交(I/Q)补偿。

背景技术

本发明的主要重点和应用是无线通信领域。在数字无线通信中，模拟载波信号在发送器被离散信号进行数字调制，对接收的模拟载波信号模数转换后在接收器处执行对应的解调和检测。数字信号包括同相信号(或“I”，其一个例子是余弦波形)和正交相位信号(或“Q”，其一个例子是正弦波)，该数字信号是以有限数量的振幅/相位进行调制然后相加的振幅/相位。

典型的发送器执行以下功能：将传入的数据比特分组为码字，一个码字用于将被发送的一个符号；将码字映射(调制)到，例如“I”和“Q”信号的振幅；对数字信号过采样和滤波，之后对“I”和“Q”信号数模转换(Digital-to-analogconverter,以下简称为DAC)，接着利用重建滤波器抑制不必要的图像。高频载波波形接着将调制的信号进行频率转换为射频(RF)信号，用于放大、进一步滤波和从天线辐射。

典型接收器执行以下功能：对接收的无线信号进行带通滤波和自动增益控制，通过混合RF信号与本地振荡器信号，将RF信号下变频为对应的中频/基带/数字“I”和“Q”信号，对下变频后的信号采样和模数转换(Analog-to-digitalconverter,ADC)，以及对下变频后的“I”和“Q”信号的各种信号处理，作为恢复最初被发送码字的检测和解调过程的一部分。

参照图1，例示了已知的收发器架构，其包括接收器100和发送器150，为便于查看，接收器100和发送器150被显示为不同的电路。接收器100包括天线102、低噪声放大器(Lownoiseamplifier,LNA)104、两个下变频正交混频器106和108、两个相应的低通滤波器(LPF)110和112、两个模数转换器(ADC)114和116(一个ADC用于一个正交路径)、用于将两个数字正交信号相加的合成器117以及基带(BB)解调器118。

天线102接收馈送到LNA104的射频(RF)信号。LNA104放大接收的信号并将经放大的信号输出到下变频混频器106和108中的每一个。下变频混频器106将经放大的信号与本地振荡器信号(I)107混合，并将下变频正交信号输出至低通滤波器110。同样，下变频混频器108将经放大的信号与本地振荡器信号(Q)109混合，并将下变频正交信号输出至低通滤波器112。两个本地振荡器信号(I)107和(Q)109是正交相关的(相位分开90°)。经低通滤波的信号分别被输入到ADC114和116，ADC114和116以规定的采样频率对模拟的经低通滤波的信号进行采样。来自ADC114和116的数字输出经由合成器117被馈送至BB解调器118，BB解调器118例如包括用于在数字域处理所接收信号的正交频分复用(OFDM)系统的快速傅里叶变换(FFT)器。

就发送而言，发送器150包括数字信号处理器(DSP)152、数模转换器(DAC)154和156、LPF158和160、上变频混频器162和164、功率放大器(PA)166以及可以与接收器100中的天线102相同的天线168。

就发送而言，DSP152生成并输出被输入至DAC154和156的数字正交信号对。DAC154和156基于数字正交信号的操作采样率来将数字正交信号转换为模拟正交信号。生成的模拟正交信号被输入至将模拟正交信号的寄生成分过滤掉的滤波器158和160。上变频混频器162将经滤波的模拟正交信号与本地振荡器信号163混合，上变频混频器164将经滤波的模拟正交信号与本地振荡器信号165混合。生成的两个混频信号在被输入到功率放大器166之前被组合，在发送之前功率放大器166将组合的信号进行放大。

上述收发器的已知问题是相应正交路径之间的I/Q不匹配效应，这可能会导致两个正交信号路径之间不期望的I/Q不平衡。正交不匹配/不平衡通常由下列中的一种或多种原因导致：下变频正交混频器106和108以及上变频正交混频器162和164之间的增益误差；本地振荡器信号107、109、163、165之间的相位误差；ADC114和116以及DAC154和156之间的任何增益误差。也已知接收器LPF110、112以及发送器LPF158、160的频率无关部分也对增益误差有贡献。所有这些被统称为频率无关I/Q(FIIQ)不匹配，其中主要的因素通常是由于“I”和“Q”信道的正交混频器之间的增益和/或相位不匹配。

此外，正交不平衡可以由例如LPF110、112和158、160之间的增益和/或相位不匹配的频率响应相关成分所导致，称为频率相关I/Q(FDIQ)不匹配。因此，参照接收器100和发送器150，如果例如接收LPF110、112和发送LPF158、160的成分并不完全匹配，那么非零(例如，它们之间的增益和/或相位不匹配)传递函数将导致泄漏的输出成分。

因此，能够抵消或减少或者最小化发送器或接收器引起的任何FDIQ不匹配是有利的。

发明内容

因此，本发明寻求单独地或者组合地减轻、缓解或消除上述的一个或多个缺点。

根据本发明的第一方面，提供了一种用于确定频率相关正交(FDIQ)不平衡的通信单元。该通信单元包括正交发送器，该正交发送器包括用于接收第一正交测试信号的正交发送基带电路，以及用于对该第一正交测试信号进行滤波的至少一个模拟发送滤波器。模拟回送路径，用于经由第一路径首先选择性地将滤波后的第一正交测试信号路由到正交接收器。该正交接收器包括：用于对该滤波后的第一正交测试信号进行进一步滤波的至少一个模拟接收滤波器；以及正交接收基带电路，被设置为接收并解码进一步滤波后的第一正交测试信号。该正交发送基带电路被设置为接收第二正交测试信号，并且该模拟回送路径选择性地经由与该第一路径不同的第二路径将滤波后的第二正交测试信号路由到该正交接收器，该正交接收基带电路被设置为基于经解码的进一步滤波后的第一正交测试信号和经解码的进一步滤波后的第二正交测试信号，确定该发送器或该接收器至少一者中至少一个组件的频率相关正交不平衡。

在可选的示例中，用于选择性地路由该滤波后的第一正交测试信号的模拟回送路径可以包括交换网络和多路复用器中的至少一个，以有利于相应的发送I/Q和接收I/Q路径之间的切换。

在可选的示例中，测试信号可以包括在不同频率多个顺序发送的信号音，从而正交接收基带电路被设置为确定，在不同频率的每个频率上发送器或接收器至少一者中至少一个组件的频率相关正交不平衡。

在可选的示例中，该多音测试信号可以包括具有相等频率间隔的信号音，该信号音由快速傅里叶变换同时生成，从而该正交接收基带电路被设置为确定，在不同频率的每个频率上发送器或接收器至少一者中至少一个组件的频率相关正交不平衡。通过这种方式，可以采用单个(多音)信号来校准通信单元用于FDIQ确定和补偿。

在可选的示例中，该通信单元还包括测试信号生成器，该测试信号生成器可操作地耦接到正交发送器并且被设置为生成该第一正交测试信号。通过这种方式，通信单元可以被设置为生成其自己的测试信号信号来校准通信单元用于FDIQ确定和补偿

在可选的示例中，该第一正交测试信号可以与该第二正交测试信号相同。通过这种方式，可以对两个路径/FDIQ确定都采用相同的测试信号，从而造成更准确的结果。

在可选的示例中，该正交发送基带电路被设置为接收并编码该第一正交测试信号，并向该至少一个模拟发送滤波器提供编码后的第一正交测试信号。通过这种方式，正交发送基带电路可以被设置为在把测试信号传递到频率相关组件用于后续的FDIQ确定和补偿之前，处理测试信号。

在可选的示例中，该第一正交测试信号和该第二正交测试信号可以包括正交数字基带信号，该通信单元还可以包括数模转换电路，被设置为将来自该正交发送基带电路的正交数字基带信号转换为包括正交成分的模拟中频信号，以路由到该至少一个模拟发送滤波器。同样地，在接收器中，模数转换电路可以被设置为将包括正交成分的回送的模拟中频信号转换为正交数字基带信号。通过这种方式，通信单元可以支持数字测试信号生成和用于提供频率相关响应的模拟组件的FDIQ确定值的数字处理。

在可选的示例中，正交接收基带电路可操作地耦接到频率相关正交补偿模块，该频率相关正交补偿模块可以被设置为基于所确定的频率相关正交不平衡，补偿该通信单元中的至少一个组件或电路以降低频率相关正交不匹配。在一些示例中，可以对多个基带低通滤波器之间的单独FDIQ不匹配执行这种补偿。

在可选的示例中，该频率相关正交补偿模块可操作地在频域或时域补偿频率相关正交不平衡。

在可选的示例中，该模拟回送路径被设置为耦接如下的至少两个：从正交‘I’发送低通滤波器的输出到该接收器中正交‘I’低通滤波器的输入；从正交‘I’发送低通滤波器的输出到该接收器中正交‘Q’低通滤波器的输入；从正交‘Q’发送低通滤波器的输出到该接收器中正交‘I’低通滤波器的输入；从正交‘Q’发送低通滤波器的输出到该接收器中正交‘Q’低通滤波器的输入。

根据本发明的第二方面，提供了一种用于在通信单元中确定频率相关正交不平衡的方法。该方法包括：接收第一正交测试信号；对该第一正交测试信号进行滤波；经由第一路径首先选择性地将滤波后的第一正交测试信号路由到正交接收器；对该滤波后的第一正交测试信号进行进一步滤波；接收并解码进一步滤波后的第一正交测试信号；随后接收第二正交测试信号；对该第二正交测试信号进行滤波；选择性地经由与该第一路径不同的第二路径将滤波后的第二正交测试信号路由到该正交接收器；以及基于经解码的进一步滤波后的第一正交测试信号和经解码的进一步滤波后的第二正交测试信号，确定发送器或接收器至少一者中至少一个组件的频率相关正交不平衡。

根据本发明的第三方面，提供了一种用于确定频率相关正交不平衡的通信单元的集成电路。该集成电路包括正交发送器，正交发送器包括被设置为接收第一正交测试信号的正交发送基带电路；以及用于对该第一正交测试信号进行滤波的至少一个模拟发送滤波器。模拟反馈回送路径，用于经由第一路径选择性地首先将滤波后的第一正交测试信号路由到正交接收器。该正交接收器包括用于对该滤波后的第一正交测试信号进行进一步滤波的至少一个模拟接收滤波器；以及正交接收基带电路，被设置为接收并解码进一步滤波后的第一正交测试信号。其中，该正交发送基带电路被设置为随后接收第二正交测试信号，并且该模拟反馈回送路径选择性地经由与该第一路径不同的第二路径将滤波后的第二正交测试信号路由到该正交接收器，从而该正交接收基带电路被设置为基于经解码的进一步滤波后的第一正交测试信号和经解码的进一步滤波后的第二正交测试信号，确定该发送器或该接收器至少一者中至少一个组件的频率相关正交不平衡。

附图说明

将参照附图通过示例的方式描述本发明进一步的细节、方面和实施例。在附图中，相同的附图标记用以表示相同或功能相似的元件。为了简化和清楚起见例示了附图中的元件，这些元件不必按比例绘制。

图1例示了已知的收发器架构。

图2例示了根据本发明的一些示例性实施例适用的无线通信单元的框图。

图3例示了根据本发明的方面校准和补偿FDIQ不平衡的模拟IF回送电路的第一示例的框图。

图4例示了根据本发明的方面校准和补偿FDIQ不平衡的替代的模拟IF回送电路的第二示例的框图。

图5例示了根据本发明的方面校准和补偿FDIQ不平衡的替代的模拟IF回送电路的第三示例的框图。

图6例示了根据本发明的方面校准和补偿FDIQ不平衡的替代的模拟IF回送电路的第四示例的框图。

图7例示了根据本发明的方面时域中简化的频率相关正交不平衡计算和补偿电路的框图。

图8例示了根据本发明的方面频域中简化的频率相关正交不平衡计算和补偿电路的框图。

具体实施方式

本领域技术人员将能理解，为了简化和清楚起见例示了附图中的元件，这些元件不必按比例绘制。例如，附图中一些元件的尺寸和/或相对位置相对于其他元件可能是夸大的，以帮助对本发明各个实施例的理解。并且，一般没有再描述商业上可行的实施例中有用或必需的那些常用并且被充分理解的元件，以便不妨碍查看本发明的各种实施例。还可以理解的是，可以以特定的发生顺序来描述某些动作和/或步骤，但是本领域技术人员将理解实际上不需要顺序的这种特殊性。还将理解的是，本文使用的术语和表述具有如本领域的技术人员所赋予的这种术语和表述的常用技术含义，除非本文中指明具有不同的特定含义。

在本发明的示例中，(特别是基带或中频(IF)的)回送路径被引入到通信单元，将发送模拟低通滤波器(LPF)直接耦接到接收模拟LPF，从而旁路上变频/下变频混频器。引入这种回送路径的一个好处是，消除/减少通信单元中其他组件造成的FIIQ不匹配的任何可能的(并且显著的)影响，FIIQ不匹配可例如正交混频器的任何增益/相位不匹配。

通过按照声称的方式耦接发送LPF和接收LPF，由例如发送LPF和接收LPF元件的组合和/或其他频率相关电路造成的任何FDIQ不匹配确定，可以与典型的FIIQ因素分离开。在一些示例中，可以确定上/下变频正交混频器之前的所有组件的总FDIQ贡献。发明人已经确定，主要的FDIQ贡献源自发送LPF和接收LPF。

因此，在一些示例中，可以通过执行两个或两个以上的测试程序，实现将源自发送LPF和接收LPF两者的FDIQ贡献分离开的机制。就此而言，交换网络被引入到基带或IF回送路径，以选择性地将正交测试信号从一个或多个发送(基带)“I”或“Q”路径路由到一个或多个接收(基带)“I”或“Q”路径。从而对测试信号的两种运行路径所执行的计算，有助于分离例如相应的发送LPF与接收LPF所贡献的FDIQ不匹配的机制。在一些示例中，交换网络可以包括多个单刀多掷开关或多刀多掷开关。在一些示例中，交换网络可以包括能够在多个不同路径中路由信号的多个有源电路或组件。在其他示例中，可以使用多路复用器(multiplexer)代替交换网络。

因此，可以补偿由相应的发送LPF和/或接收LPF所贡献的单独的FDIQ不匹配。特别是，单独的FDIQ不匹配的这种补偿可以考虑正交(I/Q)路径的相应基带LPF之间的任何不匹配。并且，可以在频域和/或时域实现这种补偿。

在一些示例中，如图3中模拟IF回送电路的第一示例中所例示的，发送‘I’路径(TxI)耦接到接收‘I’路径(RxI)，发送‘Q’路径(TxQ)耦接到接收‘Q’路径(RxQ)。在一些示例中，如图4中模拟IF回送电路的第二示例中所例示的，TxI路径耦接到RxQ路径，TxQ路径耦接到RxI路径。在一些示例中，如图5中模拟IF回送电路的第三示例所例示的，TxI路径耦接到RxI路径，TxQ路径也耦接到RxI路径。在一些示例中，如图6中模拟IF回送电路的第四示例所例示的，TxI路径耦接到RxI路径，TxI路径还耦接到RxQ路径。

现在参照图2，示出了根据适用于本发明的一些示例性实施例的无线通信单元200的框图。无线通信单元200包括用于接收传送信息的天线202，该天线202耦接到在无线通信单元200内接收和发送链路之间提供隔离的天线开关或双工器204。如本领域已知的，一个或多个接收器链路包括接收器前端电路206(有效地提供接收、滤波以及中间或基带频率转换)。接收器前端电路206耦接到信号处理模块208(通常由数字信号处理器(DSP)实现)。本领域的技术人员可认识到，接收器电路或组件的集成度，在一些情况下，取决于具体的实现方式。

控制器214维持无线通信单元200的整体运行控制。控制器214还耦接到信号处理模块208。在一些示例中，控制器214还耦接到缓冲模块217和存储设备216，存储设备216选择性地存储操作规程，诸如解码/编码函数、同步模式、代码序列等。计时器218可操作性地耦接到控制器214，以控制无线通信单元200内操作(例如，时间相关信号的发送或接收)的时序。

关于发送链路，其必需包括输入模块220，该输入模块220通过发送器/调制电路222和功率放大器224串行耦接到天线202、天线阵列或多个天线。发送器/调制电路222和功率放大器224可操作性地响应控制器214。

可以与接收链路中的信号处理器不同地实现发送链路中的信号处理模块208。另选地，可以采用单个处理器实现对发送信号和接收信号两者的处理，如图2中所示。显然，可以以离散组件的形式或集成组件的形式实现无线通信单元200内各种组件，因而其最终结构是特定于应用的选择或者设计选择。

根据本发明的示例性实施例，模拟或中频正交回送路径230已被引入到发送器路径中至少一个发送低通滤波器(例如，发送器/调制电路222)与接收器路径中至少一个接收低通滤波器(例如，接收器前端电路206)之间。并且，根据本发明的示例性实施例，信号处理器模块208适用于对频率相关I-Q不匹配提供至少一些补偿，如进一步参照后面的附图所描述的。此外，根据本发明的示例性实施例，提供测试生成器240，例如多音(multitone)测试生成器，用来生成测试信号，以使得通信单元能够校准并补偿FDIQ正交不匹配/不平衡。

参照图3，例示了校准和补偿FDIQ不平衡的模拟IF回送电路的第一示例的框图300的示例。模拟IF回送电路的第一示例包括接收器电路330和发送器电路370。在图3的IF回送电路的第一示例中，发送‘I’路径(TxI)耦接到接收‘I’路径(RxI)，发送‘Q’路径(TxQ)耦接到接收‘Q’路径(RxQ)。在例示的示例中，基带/数字和IF电路/组件设置在集成电路350内。本领域技术人员将认识到，这里描述的功能块和/或逻辑元件可以以不同的形式实现，在其他实现方式中，该集成电路包括更多或更少的电路/组件。

发送器电路370包括可操作地耦接到插值模块374的快速傅里叶逆变换(IFFT)模块372，插值模块374将经插值的数字信号提供到基带正交多路复用器375。来自基带正交多路复用器375的第一正交(I)输出(TXBBI)被输入至第一数模转换器(DAC_I)376，模拟输出发送信号被输入至第一发送低通滤波器(TXLPF_I)378。来自基带正交多路复用器375的第二正交(Q)输出(TXBBQ)被输入至第二数模转换器(DAC_Q)380，模拟输出发送信号被输入至第二发送低通滤波器(TXLPF_Q)382。从第一发送低通滤波器378输出的正交发送中频(IF)信号384随后被输入至上变频正交混频器386，该混频器386可操作地将正交发送IF信号384与第一正交本地振荡器信号(I)混合。类似地，从第二发送低通滤波器382输出的正交发送IF信号388被输入至上变频正交混频器390，该混频器390可操作地将正交发送IF信号388与另外的第二正交本地振荡器信号(Q)混合。来自混频器386(I)和390(Q)的两个输出信号是正交相关的，并且在输入至可编程增益放大器(PGA)392和功率放大器(PA)394之前被组合在一起。

接收器电路330包括低噪声放大器(LNA)332，其接收和放大射频(RF)信号，并将经放大的RF信号提供至第一和第二下变频正交混频器334和336。下变频正交混频器334和336的正交输出信号，在输入至相应的模数转换器(ADC_I)342和(ADC_Q)344之前，耦接至相应的低通IF滤波器(RXLPF_I)338和(RXLPF_Q)340。生成的正交数字信号RXBBI和RXBBQ，在输入至快速傅里叶变换(FFT)模块346之前，在基带正交多路复用器375中被组合在一起。在此第一示例中，来自发送器370的经滤波的正交IF信号384和388耦接至接收器330中相应的正交IF路径，例如发送‘I’路径(TxI)经由回送路径385耦接至对应的接收‘I’路径(RxI)，发送‘Q’路径(TxQ)经由回送路径389耦接至对应的接收‘Q’路径(RxQ)。

在一些示例中，经滤波的正交IF信号384和388可以是FFT模块346用来在频域中计算FDIQ不平衡的校准信号。

在此示例中，校准阶段期间，发送的IF(I)信号384经由模拟IF回送路径385被馈送至正交(I)接收器路径，没有信号从LNA332传送至下变频混频器334。类似的，发送的IF(Q)信号388经由模拟IF回送路径389被馈送至正交(Q)接收器路径，没有信号从LNA332传送至下变频混频器336。按照这种方式，可以进行由发送低通滤波器378和382与接收低通IF滤波器338和340的组合所造成的频率相关IQ(FDIQ)不匹配的第一校准。

在一些示例中，快速傅里叶变换器可以生成多音信号，以促进FDIQ不平衡确定/校准。由于FDIQ不匹配根据定义是‘频率相关的’，因而参数是在频率范围内变化的，并且优选地在频率范围内进行校准。因而，在一些示例中，利用多音执行上述校准。例如，第一多音方法采用在不同频率顺序地发送信号音，并且依次计算每个频率的FDIQ不匹配参数。第二多音示例采用发送类似OFDM的多音信号并且并行地计算参数。

根据发送类似OFDM的多音信号并且并行地计算参数，下面描述多音信号确定图3所示配置的FDIQ不平衡的公式推导。

多音发送信号确定图3中FDIQ不平衡的公式推导：

其中，τ_TX和τ_RX表示在发送和接收IF电路中I路径和Q路径之间的延迟；h_TXI和h_TXQ是发送ILPF和QLPF的脉冲响应；h_RXI和h_RXQ是接收ILPF和QLPF的脉冲响应；ω_k是例如在此示例中可以使用的多音测试信号的一个频率。r_I(t)和r_Q(t)分別为接收器收到的I路径和Q路径的信号，其被降频后的信号为复数信号。

|H_TXI|[k]和|H_TXQ|[k]表示在第k个频率发送ILPF和QLPF幅度响应；以及|H_RXI|[k]和|H_RXQ|[k]表示在第k个频率接收ILPF和QLPF幅度响应。

简化公式[1]至[3]：

r(t)＝r_I(t)+jr_Q(t)＝|H_TXI[k]||H_RXI[k]|(cos(ω_k(t+(τ_TX+τ_RX))+φ_TX[k]+φ_RX[k]))

+j|H_TXQ[k]||H_RXQ[k]|(sin(ω_k(t-(τ_TX+τ_RX))-φ_TX[k]-φ_RX[k]))

＝cosω_kt[|H_TXI[k]||H_RXI[k]|cos(ω_k(τ_TX+τ_RX)+φ_TX[k]+φ_RX[k])-j|H_TXQ[k]||H_RXQ[k]|sin(ω_k(τ_TX+τ_RX)+φ_TX[k]+φ_RX[k])]+jsinω_kt[|H_TXQ[k]||H_RXQ[k]|cos(ω_k(τ_TX+τ_RX)+φ_TX[k]+φ_RX[k])+j|H_TXI[k]||H_RXI[k]|sin(ω_k(τ_TX+τ_RX)+φ_TX[k]+φ_RX[k])]

＝a_I[k]cosω_kt+ja_Q[k]sinω_kt

[4],[5],[6]

$\begin{array}{c}r\left(t\right)=a_I\[k\]{\mathrm{cos\ω}}_{k}t+{\mathrm{ja}}_Q\[k\]{\mathrm{sin\ω}}_{k}t=a_I\[k\]\frac{e^{{\mathrm{j\ω}}_{k}t}+e^{-{\mathrm{j\ω}}_{k}t}}{2}+{\mathrm{ja}}_Q\[k\]\frac{e^{{\mathrm{j\ω}}_{k}t}-e^{-{\mathrm{j\ω}}_{k}t}}{2j}\\ \⇒R\[k\]=\frac{a_I\[k\]+a_Q\[k\]}{2},R\[-k\]=\frac{a_I\[k\]-a_Q\[k\]}{2}\end{array}---\[7\],\[8\]$

$\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}R\[k\]\\ R\[-k\]\end{array}\right]=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{c}{a}_I\[k\]+a_Q\[k\]\\ a_I\[k\]-a_Q\[k\]\end{array}\right]\\ \left[\begin{array}{c}R\[k\]+R^{*}\[-k\]\\ R\[k\]-R^{*}\[-k\]\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left(a_I\[k\]\right)+j\mathrm{Im}\left(a_Q\[k\]\right)\\ j\mathrm{Im}\left(a_I\[k\]\right)+\mathrm{Re}\left(a_Q\[k\]\right)\end{array}\right]\\ =\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left(a_I\[k\]\right)+j\mathrm{Im}\left(a_Q\[k\]\right)\\ j\mathrm{Im}\left(a_I\[k\]\right)+\mathrm{Re}\left(a_Q\[k\]\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\left|H_{TXI}\[k\]\right|\left|H_{RXI}\[k\]\right|e^{j\left({\mathrm{\ω}}_k\right({\mathrm{\τ}}_{TX}+{\mathrm{\τ}}_{RX})+{\mathrm{\φ}}_{TX}\[k\]+{\mathrm{\φ}}_{RX}\[k\])}\\ \left|H_{TXQ}\[k\]\right|\left|H_{RXQ}\[k\]\right|e^{-\left({\mathrm{j\ω}}_k\right({\mathrm{\τ}}_{TX}+{\mathrm{\τ}}_{RX})+{\mathrm{\φ}}_{TX}\[k\]+{\mathrm{\φ}}_{RX}\[k\])}\end{array}\right]==\left[\begin{array}{c}{Y}_I\[k\]\\ Y_Q\[k\]\end{array}\right]\end{array}---\[9\]\[10\]\[11\]$

因此，按照这种方式，可以进行由发送低通滤波器378和382与接收低通IF滤波器338和340的组合所造成的频率相关IQ(FDIQ)不匹配的第一校准/确定‘Y_I[k]’和‘Y_Q[k]’。依据本发明的示例，通过在不同的IF路径中切换并且重复测量，可以进行由发送低通滤波器378和382与接收低通IF滤波器338和340的组合所造成的FDIQ不匹配的附加确定‘Y_I[k]’和‘Y_Q[k]’。在此方面，通过FDIQ不匹配的附加确定‘Y_I[k]’和‘Y_Q[k]’，可以分离从发送LPF和接收LPF分别单独贡献的FDIQ不匹配。

根据确定的FDIQ不平衡，如关于图8和图9所描述的，可以采用补偿。

参照图4，例示了校准和补偿FDIQ不平衡的模拟IF回送电路的第二示例的框图400的另一个示例。再次，在一些示例中，快速傅里叶变换器可以生成多音信号，以促进经过接收器正交信号交换的FDIQ不平衡确定/校准。因此，在图4的模拟IF回送电路的第二示例中，TxI路径耦接到RxQ路径，TxQ路径耦接到RxI路径。在框图400的这个示例中，大部分架构与与图3所示的架构相似，因此将仅详细说明之间的差别。在例示的示例中，基带/数字和IF电路/组件设置在集成电路450内。本领域技术人员将认识到，这里描述的功能块和/或逻辑元件可以以不同的形式实现，在其他实现方式中，该集成电路包括更多或更少的电路/组件。

在此第二示例中，校准阶段期间，发送的IF(I)信号384经由模拟IF回送路径485被馈送至正交(Q)接收器路径，没有信号从LNA传送至下变频混频器334。类似的，发送的IF(Q)信号388经由模拟IF回送路径489被馈送至正交(Q)接收器路径，没有信号从LNA传送至下变频混频器336。

因此，由模拟IF回送路径489和485提供的发送IF回送信号被路由经过ADC342和344，并被输入至FFT346。

下面描述多音接收信号确定图4中FDIQ不平衡的公式推导。

下面例示了多音信号确定经过接收器IQ路径交换的FDIQ不平衡的公式推导。

r'(t)＝r_I'(t)+jr_Q'(t)＝|H_TXI[k]||H_RXQ[k]|(cos(ω_k(t+(τ_TX-τ_RX))+φ_TX[k]-φ_RX[k]))

+j|H_TXQ[k]||H_RXI[k]|(sin(ω_k(t-(τ_TX-τ_RX))-φ_TX[k]+φ_RX[k]))

＝cosω_kt[|H_TXI[k]||H_RXQ[k]|cos(ω_k(τ_TX-τ_RX)+φ_TX[k]-φ_RX[k])-j|H_TXQ[k]||H_RXI[k]|sin(ω_k(τ_TX-τ_RX)+φ_TX[k]-φ_RX[k])]+jsinω_kt[|H_TXQ[k]||H_RXI[k]|cos(ω_k(τ_TX-τ_RX)+φ_TX[k]-φ_RX[k])+j|H_TXI[k]||H_RXQ[k]|sin(ω_k(τ_TX-τ_RX)+φ_TX[k]-φ_RX[k])]

＝a_I'[k]cosω_kt+ja_Q'[k]sinω_kt

[16],[17],[18]

$\begin{array}{c}{r}^{\′}\left(t\right)={a_I}^{\′}\[k\]{\mathrm{cos\ω}}_{k}t+{{\mathrm{ja}}_Q}^{\′}\[k\]{\mathrm{sin\ω}}_{k}t={a_I}^{\′}\[k\]\frac{e^{{\mathrm{j\ω}}_{k}t}+e^{-{\mathrm{j\ω}}_{k}t}}{2}+{{\mathrm{ja}}_Q}^{\′}\[k\]\frac{e^{{\mathrm{j\ω}}_{k}t}-e^{-{\mathrm{j\ω}}_{k}t}}{2j}\\ \⇒R^{\′}\[k\]=\frac{{a_I}^{\′}\[k\]+{a_Q}^{\′}\[k\]}{2},R^{\′}\[-k\]=\frac{{a_I}^{\′}\[k\]-{a_Q}^{\′}\[k\]}{2}\end{array}---\[19\],\[20\]$

$\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}{R}^{\′}\[k\]\\ R^{\′}\[-k\]\end{array}\right]=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{c}{a_I}^{\′}\[k\]+{a_Q}^{\′}\[k\]\\ {a_I}^{\′}\[k\]-{a_Q}^{\′}\[k\]\end{array}\right]\\ \left[\begin{array}{c}{R}^{\′}\[k\]+{R^{\′}}^{*}\[-k\]\\ R^{\′}\[k\]-{R^{\′}}^{*}\[-k\]\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left({a_I}^{\′}\[k\]\right)+j\mathrm{Im}\left({a_Q}^{\′}\[k\]\right)\\ j\mathrm{Im}\left({a_I}^{\′}\[k\]\right)+\mathrm{Re}\left({a_Q}^{\′}\[k\]\right)\end{array}\right]\\ =\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left({a_I}^{\′}\[k\]\right)+j\mathrm{Im}\left({a_Q}^{\′}\[k\]\right)\\ j\mathrm{Im}\left({a_I}^{\′}\[k\]\right)+\mathrm{Re}\left({a_Q}^{\′}\[k\]\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\left|H_{TXI}\[k\]\right|\left|H_{RXQ}\[k\]\right|e^{j\left({\mathrm{\ω}}_k\right({\mathrm{\τ}}_{TX}-{\mathrm{\τ}}_{RX})+{\mathrm{\φ}}_{TX}\[k\]-{\mathrm{\φ}}_{RX}\[k\])}\\ \left|H_{TXQ}\[k\]\right|\left|H_{RXI}\[k\]\right|e^{-j\left({\mathrm{\ω}}_k\right({\mathrm{\τ}}_{TX}-{\mathrm{\τ}}_{RX})+{\mathrm{\φ}}_{TX}\[k\]-{\mathrm{\φ}}_{RX}\[k\])}\end{array}\right]==\left[\begin{array}{c}{Y_I}^{\′}\[k\]\\ {Y_Q}^{\′}\[k\]\end{array}\right]\end{array}---\[21\],\[22\],\[23\]$

因此，按照这种方式，可以分析多音信号，以确定要在时域中应用于数字滤波器的期望补偿矩阵值，即Y_I’[k]和Y_Q’[k]。

因此，通过经由交换网络或多路复用器以两种不同的方式交换回送信号，可以分离发送LPF和接收LPF两者贡献的FDIQ不匹配。在一个示例中，同一多音/校准信号可以被发送两次，例如一次通过图3的模拟IF回送路径，一次通过图4的模拟IF回送路径。之后，可以利用两个结果(来自图3的Y_I、Y_Q和来自图4的Y_I’和Y_Q’)来根据公式[24]和[25]获得发送和接收FDIQ参数(G_Tx，G_Rx)。

$\begin{array}{c}{G}_{RX}\[k\]=\frac{Y_I\[k\]}{{Y_I}^{\′}\[k\]}=\frac{\left|H_{RXI}\[k\]\right|}{\left|H_{RXQ}\[k\]\right|}{e}^{2j({\mathrm{\ω}}_k{\mathrm{\τ}}_{RX}+{\mathrm{\φ}}_{RX}\[k\])}\\ G_{TX}\[k\]=\frac{Y_I\[k\]}{Y_Q\[k\]}/G_{RX}\frac{\left|H_{TXI}\[k\]\right|}{\left|H_{TXQ}\[k\]\right|}{e}^{2j({\mathrm{\ω}}_k{\mathrm{\τ}}_{TX}+{\mathrm{\φ}}_{TX}\[k\])}\end{array}---\[24\],\[25\]$

一旦已经确定公式[24]和[25]的发送和接收FDIQ参数，可以在时域中将适当的调整，例如补偿值，应用于数字滤波器，以补偿FDIQ不平衡，例如之后结合图8和图9所描述的。

例如，在图3和图4的示例中，IFFT372可称为发送器电路370的正交发送基带电路，FFT346可称为接收器电路330的正交接收基带电路。例如，在图3的示例中使用的测试信号可称为第一正交测试信号，在图4的示例中使用的测试信号称为第二正交测试信号。以及，例如，在图3的示例中，发送‘I’路径(TxI)经由回送路径385耦接至对应的接收‘I’路径(RxI)，发送‘Q’路径(TxQ)经由回送路径389耦接至对应的接收‘Q’路径(RxQ)，可称为第一路径，在图4的示例中，TxI路径耦接到RxQ路径，TxQ路径耦接到RxI路径，可称为第二路径。

图5例示了根据本发明的多个方面校准和补偿FDIQ不平衡的模拟IF回送电路的第三示例的框图。在图5的模拟IF回送电路的第三示例中，TxI路径经由回送路径585耦接至RxI路径，TxQ路径经由回送路径589也耦接至RxI路径。在其他方面，可以再使用与图3相同的架构，因而将不再重新描述不必要的更多细节，以便不混淆本发明的示例实施例的描述。在例示的示例中，基带/数字和IF电路/组件设置在集成电路550内。本领域技术人员将认识到，这里描述的功能块和/或逻辑元件可以以不同的形式实现，在其他实现方式中，该集成电路包括更多或更少的电路/组件。

下面描述多音发送信号确定图5中FDIQ不平衡的公式推导。

简化公式[26]至[28]：

r(t)＝r_I(t)+jr_Q(t)＝|H_TXI[k]|(cos(ω_k(t+τ_TX)+φ_TX[k]))

+j|H_TXQ[k]|(sin(ω_k(t-τ_TX)-φ_TX[k]))

＝cosω_kt[|H_TXI[k]|cos(ω_kτ_TX+φ_TX[k])-j|H_TXQ[k]|sin(ω_kτ_TX+φ_TX[k])]+jsinω_kt[|H_TXQ[k]|cos(ω_kτ_TX+φ_TX[k])+j|H_TXI[k]|sin(ω_kτ_TX+φ_TX[k])]

＝a_I[k]cosω_kt+ja_Q[k]sinω_kt

[29],[30],[31]

$\begin{array}{c}r\left(t\right)=a_I\[k\]{\mathrm{cos\ω}}_{k}t+{\mathrm{ja}}_Q\[k\]{\mathrm{sin\ω}}_{k}t=a_I\[k\]\frac{e^{{\mathrm{j\ω}}_{k}t}+e^{-{\mathrm{j\ω}}_{k}t}}{2}+{\mathrm{ja}}_Q\[k\]\frac{e^{{\mathrm{j\ω}}_{k}t}-e^{-{\mathrm{j\ω}}_{k}t}}{2j}\\ \⇒R\[k\]=\frac{a_I\[k\]+a_Q\[k\]}{2},R\[-k\]=\frac{a_I\[k\]-a_Q\[k\]}{2}\end{array}---\[32\],\[33\]$

$\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}R\[k\]\\ R\[-k\]\end{array}\right]=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{c}{a}_I\[k\]+a_Q\[k\]\\ a_I\[k\]-a_Q\[k\]\end{array}\right]\\ \left[\begin{array}{c}R\[k\]+R^{*}\[-k\]\\ R\[k\]-R^{*}\[-k\]\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left(a_I\[k\]\right)+j\mathrm{Im}\left(a_Q\[k\]\right)\\ j\mathrm{Im}\left(a_I\[k\]\right)+\mathrm{Re}\left(a_Q\[k\]\right)\end{array}\right]\\ =\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left(a_I\[k\]\right)+j\mathrm{Im}\left(a_Q\[k\]\right)\\ j\mathrm{Im}\left(a_I\[k\]\right)+\mathrm{Re}\left(a_Q\[k\]\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\left|H_{TXI}\[k\]\right|e^{j({\mathrm{\ω}}_k{\mathrm{\τ}}_{TX}+{\mathrm{\φ}}_{TX}\[k\])}\\ \left|H_{TXQ}\[k\]\right|e^{-({\mathrm{j\ω}}_k{\mathrm{\τ}}_{TX}+{\mathrm{\φ}}_{TX}\[k\])}\end{array}\right]==\left[\begin{array}{c}{Y}_I\[k\]\\ Y_Q\[k\]\end{array}\right]\end{array}---\[34\],\[35\],\[36\]$

$\left[\begin{array}{c}{Y}_I\[k\]\\ Y_Q\[k\]\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}R\[k\]+R^{*}\[-k\]\\ R\[k\]-R^{*}\[-k\]\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\left|H_{TXI}\[k\]\right|e^{j\left({\mathrm{\ω}}_k\right({\mathrm{\τ}}_{TX})+{\mathrm{\φ}}_{TX}\[k\])}\\ \left|H_{TXQ}\[k\]\right|e^{-\left({\mathrm{j\ω}}_k\right({\mathrm{\τ}}_{TX})+{\mathrm{\φ}}_{TX}\[k\])}\end{array}\right]---\[37\]$

$\⇒\frac{Y_I\[k\]}{Y_Q\[k\]}=\frac{\left|H_{TXI}\[k\]\right|}{\left|H_{TXQ}\[k\]\right|}{e}^{j\left({\mathrm{\ω}}_k\right(2{\mathrm{\τ}}_{TX})+2{\mathrm{\φ}}_{TX}\[k\])}---\[38\]$

因此，按照这种方式，可以进行由发送低通滤波器378和382与接收低通IF滤波器338和340的组合所造成的频率相关IQ(FDIQ)不匹配的更进一步的校准/确定‘Y_I[k]’和‘Y_Q[k]’。因此，依据本发明的示例，通过在不同的IF路径中切换并且重复测量，可以进行由发送低通滤波器378和382与接收低通IF滤波器338和340的组合所造成的FDIQ不匹配的附加确定‘Y_I[k]’和‘Y_Q[k]’。在这方面，通过FDIQ不匹配的附加确定‘Y_I[k]’和‘Y_Q[k]’，可以分离从发送LPF和接收LPF分别单独贡献的FDIQ不匹配。

参照图6，例示了根据本发明的多个方面校准和补偿FDIQ不平衡的模拟IF回送电路的第四示例的框图。在图6的模拟IF回送电路的第四示例中，TxI路径经由回送路径685耦接至RxI路径，TxI路径经由回送路径689还耦接至RxQ路径。在其他方面，可以再使用与图3相同的架构，因而将不再重新描述更多细节，以便不混淆本发明的示例实施例的描述。在例示的示例中，基带/数字和IF电路/组件设置在集成电路650内。本领域技术人员将认识到，这里描述的功能块和/或逻辑元件可以以不同的形式实现，在其他实现方式中，该集成电路包括更多或更少的电路/组件。

下面描述多音接收信号确定图6中FDIQ不平衡的公式推导。

r'(t)＝r_I'(t)+jr_Q'(t)＝|H_RXI[k]|(cos(ω_k(t+τ_RX)+φ_RX[k]))

+j|H_RXQ[k]|(sin(ω_k(t-τ_RX)-φ_RX[k]))

＝cosω_kt[|H_RXI[k]|cos(ω_kτ_RX+φ_RX[k])-j|H_RXQ[k]|sin(ω_kτ_RX+φ_RX[k])]+jsinω_kt[|H_RXQ[k]|cos(ω_kτ_RX+φ_RX[k])+j|H_RXI[k]|sin(ω_kτ_RX+φ_RX[k])]

＝a_I'[k]cosω_kt+ja_Q'[k]sinω_kt

[42],[43],[44]

$\begin{array}{c}{r}^{\′}\left(t\right)={a_I}^{\′}\[k\]{\mathrm{cos\ω}}_{k}t+{{\mathrm{ja}}_Q}^{\′}\[k\]{\mathrm{sin\ω}}_{k}t={a_I}^{\′}\[k\]\frac{e^{{\mathrm{j\ω}}_{k}t}+e^{-{\mathrm{j\ω}}_{k}t}}{2}+{{\mathrm{ja}}_Q}^{\′}\[k\]\frac{e^{{\mathrm{j\ω}}_{k}t}-e^{-{\mathrm{j\ω}}_{k}t}}{2j}\\ \⇒R^{\′}\[k\]=\frac{{a_I}^{\′}\[k\]+{a_Q}^{\′}\[k\]}{2},R^{\′}\[-k\]=\frac{{a_I}^{\′}\[k\]-{a_Q}^{\′}\[k\]}{2}\end{array}---\[45\],\[46\]$

$\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}{R}^{\′}\[k\]\\ R^{\′}\[-k\]\end{array}\right]=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{c}{a_I}^{\′}\[k\]+{a_Q}^{\′}\[k\]\\ {a_I}^{\′}\[k\]-{a_Q}^{\′}\[k\]\end{array}\right]\\ \left[\begin{array}{c}{R}^{\′}\[k\]+{R^{\′}}^{*}\[-k\]\\ R^{\′}\[k\]-{R^{\′}}^{*}\[-k\]\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left({a_I}^{\′}\[k\]\right)+j\mathrm{Im}\left({a_Q}^{\′}\[k\]\right)\\ j\mathrm{Im}\left({a_I}^{\′}\[k\]\right)+\mathrm{Re}\left({a_Q}^{\′}\[k\]\right)\end{array}\right]\\ =\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left({a_I}^{\′}\[k\]\right)+j\mathrm{Im}\left({a_Q}^{\′}\[k\]\right)\\ j\mathrm{Im}\left({a_I}^{\′}\[k\]\right)+\mathrm{Re}\left({a_Q}^{\′}\[k\]\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\left|H_{RXI}\[k\]\right|e^{j({\mathrm{\ω}}_k{\mathrm{\τ}}_{RX}+{\mathrm{\φ}}_{RX}\[k\])}\\ \left|H_{RXQ}\[k\]\right|e^{-({\mathrm{j\ω}}_k{\mathrm{\τ}}_{RX}+{\mathrm{\φ}}_{RX}\[k\])}\end{array}\right]==\left[\begin{array}{c}{Y_I}^{\′}\[k\]\\ {Y_Q}^{\′}\[k\]\end{array}\right]\end{array}---\[47\],\[48\],\[49\]$

$\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}{X}_I\[k\]\\ X_Q\[k\]\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}R\[k\]+R^{*}\[-k\]\\ R\[k\]-R^{*}\[-k\]\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\left|H_{RXI}\[k\]\right|e^{j\left({\mathrm{\ω}}_k\right({\mathrm{\τ}}_{RX})+{\mathrm{\φ}}_{RX}\[k\])}\\ \left|H_{RXQ}\[k\]\right|e^{-\left({\mathrm{j\ω}}_k\right({\mathrm{\τ}}_{RX})+{\mathrm{\φ}}_{RX}\[k\])}\end{array}\right]---\[50\]\\ \⇒\frac{X_I\[k\]}{X_Q\[k\]}=\frac{\left|H_{RXI}\[k\]\right|}{\left|H_{RXQ}\[k\]\right|}{e}^{j\left({\mathrm{\ω}}_k\right(2{\mathrm{\τ}}_{RX})+2{\mathrm{\φ}}_{RX}\[k\])}---\[51\]\end{array}$

类似的，例如，在图5和图6的示例中，IFFT372可称为发送器电路370的正交发送基带电路，FFT346可称为接收器电路330的正交接收基带电路。例如，在图5的示例中使用的测试信号可称为第一正交测试信号，在图6的示例中使用的测试信号称为第二正交测试信号。以及，例如，在图5的示例中，发送‘I’路径(TxI)经由回送路径585耦接至对应的接收‘I’路径(RxI)，发送‘Q’路径(TxQ)经由回送路径589耦接至对应的接收‘I’路径(RxI)，可称为第一路径，在图6的示例中，TxI路径耦接到RxI路径，TxI路径耦接到RxQ路径，可称为第二路径。

在一些示例中，多音测试信号可以视为训练信号。

参照图7，例示了频率相关IQ不平衡补偿电路800。在该示例中，关于发送和接收信号的大部分架构已经在之前的图3至图6中描述，因此，将不再详细讨论。

在此示例中，已修改并扩展了基带电路800的数字信号处理，以说明本发明的有利特征。

在一些示例中，图7和图8中例示的电路可以利用之前示例的有利特征，例如发送或接收FDIQ不平衡的校准/调整和/或使用多音测试信号，以在时域中利用数字滤波器来补偿FDIQ不平衡或者在频域中直接补偿FDIQ不平衡。

数字基带区域800包括发送信号编码功能820和解码功能840。编码功能820包括可操作地耦接到快速傅里叶逆变换(IFFT)824的基带编码器822。基带编码器822输出频域信号，该频域信号被IFFT824转换为时域信号。生成的输出时域信号826和828是正交形式(BBI826和BBQ828)。生成的输出时域信号826和828在被输出到基带正交多路复用器375之前，被输入至一个或多个插值器830。

在一些示例中，控制器或信号处理器(未示出)可以可操作地耦接到FDIQ补偿块832和842，并向其提供控制和/或调整信号或者指令。在一些示例中，这种控制和/或调整信号或者指令可以由基带解码器849或FFT846提供。

在该示例中，在发送路径中为了减少FDIQ不平衡/不匹配，可以在一个(或两个)正交路径中在一个或多个插值器830之前使用FDIQ补偿块832。在该示例中，FDIQ补偿块832是N点(N-tap)时域补偿系数的数字滤波器，其与频域上M点的补偿系数可用下列关系式表示

其中Γ^M×1是频域中FDIQ补偿向量，γ^N×1是时域中FDIQ补偿向量，在频率和时域中FDIQ补偿成分之间存在关系W^M×N。为了计算N点时域向量，M应当等于2^X。接着执行IFFT以计算γ^N×1。

因此，按照这种方式，在生成的信号被一个或多个插值模块830进行插值之前，FDIQ补偿模块832可以可操作地在时域中降低FDIQ不平衡/不匹配。

同样地，通过接收器链路840接收的被FDIQ损害的信号，可以由可操作地耦接到BBQ功能844的补偿模块842进行补偿。快速傅里叶变换(FFT)846可操作地接收正交信号(BBQ844和BBI848)，并将其转换到频域。FFT模块846的输出然后被输入至基带解码器模块849，基带解码器模块849可以可操作地解码从FFT模块846接收到的信号。

在这个示例中，在由FFT模块846解调之前，该进一步的FDIQ补偿模块842可以可操作地减少BBI848和BBQ844信号之间的FDIQ不平衡。

参照图8，例示了进一步的频率相关IQ不平衡计算和补偿电路900的示例。在这个示例中，大部分的架构已经结合先前附图进行了描述，因此将不再详细讨论。

在这个示例中，与图7中的示例相反，可以在频域而不是在时域，完成FDIQ补偿。

首先参照编码功能920，基带编码器模块922输出第一正交信号(I)923和第二正交信号(Q)924至IFFT926。然而，第二正交信号(Q)924被路由通过位于基带编码器模块922和IFFT模块926之间的FDIQ补偿模块925。在向IFFT模块926输出频率相关IQ不平衡被补偿的信号之前，FDIQ不平衡补偿模块925可操作地在频域中补偿FDIQ不平衡。

类似的，参照解码功能940，FFT模块942可操作地从接收器路径接收正交基带信号(BBI944和BBQ946)。FFT模块942将接收到的时域信号转换成频域信号，并把频域信号输出到基带解码器模块948。在这个示例中，第一正交信号(I)947由FFT模块942输出到基带解码器模块948，第二正交信号(Q)949经由进一步的FDIQ不平衡补偿模块941由FFT模块942输出到基带解码器模块948。

因此，在由基带解码器模块948进行解调制之前，该进一步的FDIQ不平衡补偿模块941可以可操作地在频域中减少第一正交信号(I)947和第二正交信号(Q)949之间的FDIQ不平衡/不匹配。

在这个示例中，从校准信号的FFT长度到真正的调制信号的FFT长度对FDIQ不平衡补偿模块925的G_TX[k]和FDIQ不平衡补偿模块941的G_RX[k]的线性插值，可以产生在频域中能应用于补偿模块925和941的补偿值。

例如，在图7和图8的示例中，基带编码器822、922和IFFT824、926可称为发送器电路的正交发送基带电路，基带解码器849、948和FFT846、942可称为接收器电路的正交接收基带电路。

将进一步理解到，为了清楚起见，本发明的有关不同功能单元和处理器所描述的实施例可以被修改或重新配置，在不背离本发明的情况下，在不同功能单元和处理器之间任何适当的功能分配都是可能的。例如，被例示为由独立的处理器或控制器执行的功能可以有同一个处理器或控制器执行。因此，引用特定功能单元只应被视为引用提供所述功能的适当手段，而不是表明严格的逻辑或物理结构或组织。

本发明的多个方面可以由任何合适的形式实现，包括硬件、软件、固件或它们的任意组合。本发明可选地可以被至少部分地实现为运行在一个或多个数据处理器和/或数字信号处理器上的计算机软件。例如，软件可以存在于包括可执行程序代码的永久计算机程序产品上，以增加在无线通信系统中的覆盖范围。

在一个示例中，程序代码可以被通信单元(例如无线通信单元)中的数字信号处理应用。可执行程序代码，当由数字信号处理执行时，可以可操作地执行用于确定通信单元中频率相关正交(FDIQ)不平衡的方法。该方法包括：接收第一正交测试信号；对第一正交测试信号进行滤波；选择性地首先经由模拟回送路径将经滤波的第一正交测试信号路由到正交接收器；对经滤波的第一正交测试信号进一步进行滤波；接收和解码经进一步滤波的第一正交测试信号；随后接收第二正交测试信号；对第二正交测试信号进行滤波；选择性经由与第一路由不同的第二路径将经滤波的第二正交测试信号路由到正交接收器；并且基于经解码的进一步滤波后的第一正交测试信号和经解码的进一步滤波后的第二正交测试信号，确定发送器或接收器至少一者中至少一个组件的频率相关正交不平衡。

因此，本发明的实施例的元件和组件可以以任何合适的方式被物理地、功能地和逻辑地实现。事实上，功能可以实现在单个单元中、在多个单元中或者实现为其它功能单元的一部分。

本领域技术人员将认识到，这里描述功能块和/或逻辑元件可以实现在用于合并到一个或多个通信单元中的集成电路中。例如，描述了用于确定频率相关正交(FDIQ)不平衡的通信单元的集成电路。该集成电路包括正交发发送器，该正交发发送器包括：用来接收第一正交测试信号的正交发送基带电路；以及用于对第一正交测试信号滤波的至少一个模拟发送滤波器。模拟回送路径选择性地首先将经滤波的第一正交测试信号路由到正交接收器。正交接收器包括：至少一个模拟接收滤波器，用于对经滤波的第一正交测试信号进一步滤波；以及正交接收基带电路，用来接收和解码经进一步滤波的第一正交测试信号；其中正交发送器被设置为随后接收第二正交测试信号，以及模拟反馈回送路径经由与第一路径不同的第二路径选择性地将经滤波的第二正交测试信号路由到正交接收器，从而正交接收基带电路被设置为基于经解码的进一步滤波后的第一正交测试信号和经解码的进一步滤波后的第二正交测试信号，确定发送器或接收器至少一者中至少一个组件的频率相关正交不平衡。

此外，逻辑块之间的界限仅仅是说明性的，替代性实施例可以合并逻辑块或电路元件，或者对各种逻辑块或电路元件施加功能的替代组合。这里描述的架构仅仅是示例性的，事实上可以实现能获得相同功能的许多其他架构。

虽然结合一些示例实施例描述了本发明，但本发明并不局限于本文所述的具体形式。本发明的范围而是仅由所附权利要求限制。此外，虽然一项特征可能看起来仅结合特定的实施例进行了描述，但是本领域技术人员将认识到，所述实施例的各种特征可以依据本发明进行组合。在权利要求中，术语“包括”不排除存在其他元件或步骤。

并且，尽管单独地列出，但多个手段、元件或方法步骤可以通过例如单个单元或处理器实现。此外，尽管单个特征可以被包含在不同的权利要求中，但这些特征可以被有利地进行组合，并且被包含在不同的权利要求中并不意味着特征的组合是不可行和/或不利的。并且，在一类权利要求中包含一项特征并不意味对该类别的限制，而是表明该特征同样适用于适当的其他权利要求类别。

此外，权利要求中特征的顺序并不意味着这些特征必须被执行的任何特定的顺序，并且特别是，方法权利要求中单个步骤的顺序并不意味着这些步骤必须按照此顺序执行。而是，这些步骤可以按照任何适当的顺序执行。此外，单数形式的引用并不排除多个。因此，引用“一”、“一个”、“第一”、“第二”等并不排除多个。

Claims (17)

1.一种用于确定频率相关正交不平衡的通信单元，其特征在于，该通信单元包括：

正交发送器，包括：

用于接收第一正交测试信号的正交发送基带电路；以及

用于对该第一正交测试信号进行滤波的至少一个模拟发送滤波器；

模拟回送路径，用于经由第一路径首先选择性地将滤波后的第一正交测试信号路由到正交接收器；

该正交接收器包括：

用于对该滤波后的第一正交测试信号进行进一步滤波的至少一个模拟接收滤波器；以及

正交接收基带电路，被设置为接收并解码进一步滤波后的第一正交测试信号；

其中，该正交发送基带电路还被设置为接收第二正交测试信号，并且该模拟回送路径经由与该第一路径不同的第二路径选择性地将滤波后的第二正交测试信号路由到该正交接收器，该正交接收基带电路还被设置为基于经解码的进一步滤波后的第一正交测试信号和经解码的进一步滤波后的第二正交测试信号，确定该发送器或该接收器至少一者中至少一个组件的频率相关正交不平衡。

2.根据权利要求1所述的通信单元，其特征在于，用于选择性地首先路由该滤波后的第一正交测试信号的该模拟回送路径包括交换网络和多路复用器中的至少一个，从而该第一路径和该第二路径能够被选择性地切换。

3.根据权利要求1所述的通信单元，其特征在于，该第一正交测试信号是多音测试信号。

4.根据权利要求1所述的通信单元，其特征在于，该第一正交测试信号包括在不同频率多个顺序发送的信号音，从而该正交接收基带电路被设置为确定：在该不同频率的每个频率上该发送器或该接收器至少一者中至少一个组件的频率相关正交不平衡。

5.根据权利要求3所述的通信单元，其特征在于，该多音测试信号包括具有相等频率间隔的信号音，该信号音由快速傅里叶变换同时生成。

6.根据权利要求1所述的通信单元，其特征在于，该通信单元还包括测试信号生成器，可操作地耦接到该正交发送器并且被设置为生成该第一正交测试信号。

7.根据权利要求1所述的通信单元，其特征在于，该第一正交测试信号与该第二正交测试信号相同。

8.根据权利要求1所述的通信单元，其特征在于，该正交发送基带电路还被设置为接收并编码该第一正交测试信号，并向该至少一个模拟发送滤波器提供编码后的第一正交测试信号。

9.根据权利要求8所述的通信单元，其特征在于，该第一正交测试信号和该第二正交测试信号包括正交数字基带信号，该通信单元还包括：

数模转换电路，被设置为将来自该正交发送基带电路的该正交数字基带信号转换为包括正交成分的模拟中频信号，以路由到该至少一个模拟发送滤波器；以及

模数转换电路，被设置为将包括正交成分的回送的模拟中频信号转换为正交数字基带信号。

10.根据权利要求1所述的通信单元，其特征在于，该正交接收基带电路可操作地耦接到频率相关正交补偿模块，该频率相关正交补偿模块被设置为基于所确定的频率相关正交不平衡，补偿该通信单元中的至少一个组件或电路以降低频率相关正交不匹配。

11.根据权利要求10所述的通信单元，其特征在于，该正交接收基带电路可操作地耦接到频率相关正交补偿模块，该频率相关正交补偿模块被设置为补偿多个基带低通滤波器之间单独的频率相关正交不匹配。

12.根据权利要求10所述的通信单元，其特征在于，该频率相关正交补偿模块可操作地在频域补偿频率相关正交不平衡。

13.根据权利要求10所述的通信单元，其特征在于，该频率相关正交补偿模块包括数字滤波器，该数字滤波器用来被控制为在时域补偿频率相关正交不平衡。

14.根据权利要求1所述的通信单元，其特征在于，该正交接收基带电路还被设置为根据如下公式确定发送频率相关正交参数和接收频率相关正交参数(G_Tx，G_Rx)：

$G_{RX}\[k\]=\frac{Y_I\[k\]}{{Y_I}^{\′}\[k\]}=\frac{\left|H_{RXI}\[k\]\right|}{\left|H_{RXQ}\[k\]\right|}{e}^{2j({\mathrm{\ω}}_k{\mathrm{\τ}}_{RX}+{\mathrm{\φ}}_{RX}\[k\])};$ 以及

$G_{TX}\[k\]=\frac{Y_I\[k\]}{Q_Q\[k\]}/G_{RX}\[k\]=\frac{\left|H_{TXI}\[k\]\right|}{\left|H_{TXQ}\[k\]\right|}{e}^{2j({\mathrm{\ω}}_k{\mathrm{\τ}}_{TX}+{\mathrm{\φ}}_{TX}\[k\])}$

其中，Y_I[k]和Y_Q[k]以及Y_I’[k]和Y_Q’[k]表示在第k个频率分别通过该第一路径和通过该第二路径得出的在频域中的期望补偿矩阵值；τ_TX和τ_RX表示在该正交发送器和该正交接收器中两个正交路径之间的延迟；ω_k表示使用的该第一正交测试信号的第k个频率；|H_TXI[k]|和|H_TXQ[k]|表示两个正交路径在第k个频率该模拟发送滤波器的幅度响应；以及|H_RXI[k]|和|H_RXQ[k]|表示两个正交路径在第k个频率该模拟接收滤波器的幅度响应。

15.根据权利要求1所述的通信单元，其特征在于，该至少一个模拟发送滤波器包括正交‘I’发送低通滤波器和正交‘Q’发送低通滤波器，该至少一个模拟接收滤波器包括正交‘I’接收低通滤波器和正交‘Q’接收低通滤波器，该模拟回送路径被设置为耦接如下的至少两个：

从正交‘I’发送低通滤波器的输出到该接收器中正交‘I’低通滤波器的输入；

从正交‘I’发送低通滤波器的输出到该接收器中正交‘Q’低通滤波器的输入；

从正交‘Q’发送低通滤波器的输出到该接收器中正交‘I’低通滤波器的输入；

从正交‘Q’发送低通滤波器的输出到该接收器中正交‘Q’低通滤波器的输入。

16.一种用于在通信单元中确定频率相关正交不平衡的方法，其特征在于，该方法包括：

接收第一正交测试信号；

对该第一正交测试信号进行滤波；

经由第一路径首先选择性地将滤波后的第一正交测试信号路由到正交接收器；

对该滤波后的第一正交测试信号进行进一步滤波；

接收并解码进一步滤波后的第一正交测试信号；

随后接收第二正交测试信号；

对该第二正交测试信号进行滤波；

选择性地经由与该第一路径不同的第二路径将滤波后的第二正交测试信号路由到该正交接收器；以及

基于该经解码的进一步滤波后的第一正交测试信号和该经解码的进一步滤波后的第二正交测试信号，确定发送器或接收器至少一者中至少一个组件的频率相关正交不平衡。

17.一种用于确定频率相关正交不平衡的通信单元的集成电路，其特征在于，该集成电路包括：

正交发送器，包括：

被设置为接收第一正交测试信号的正交发送基带电路；以及

用于对该第一正交测试信号进行滤波的至少一个模拟发送滤波器；

模拟反馈回送路径，用于经由第一路径选择性地首先将滤波后的第一正交测试信号路由到正交接收器；

该正交接收器包括：

用于对该滤波后的第一正交测试信号进行进一步滤波的至少一个模拟接收滤波器；以及

正交接收基带电路，被设置为接收并解码进一步滤波后的第一正交测试信号；

其中，该正交发送基带电路被设置为随后接收第二正交测试信号，并且该模拟反馈回送路径选择性地经由与该第一路径不同的第二路径将滤波后的第二正交测试信号路由到该正交接收器，从而该正交接收基带电路被设置为基于经解码的进一步滤波后的第一正交测试信号和经解码的进一步滤波后的第二正交测试信号，确定该发送器或该接收器至少一者中至少一个组件的频率相关正交不平衡。