CN103490772A - 一种基于无功补偿的滑动加权单相软锁相方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于无功补偿的滑动加权单相软锁相方法，在本发明公开的方法中，为保证单相并网逆变器能获得良好的性能，在实现软件锁相的同时，能获得快速的频率响应和准确的锁相偏差，关键在于准确产生β信号量，然后通过dq变换得出的q轴分量，通过PI调节使其输出为零，调节的输出量控制频率，达到锁相目的。利用旋转方向相反的两组派克变换，将变换结果进行正负零序交叉解耦，为消除在单相系统中的噪声干扰，加入移相90度的正交虚拟量到系统中进行反馈调节，从而使锁相得出的q轴分量更加准确，响应速度更快。

Description

一种基于无功补偿的滑动加权单相软锁相方法

技术领域

本发明公开了一种基于无功补偿的滑动加权单相软锁相方法，涉及并网逆变器系统控制领域。

背景技术

在电力电子变换装置中，单相并网逆变器能够将电能回馈到电网，它具有直流电压稳定，输出电流正弦化，电网能量馈送等优点，在太阳能、风能、储能等可再生能源的利用中得到广泛的应用。

对电网电压或电流相位信息的准确获取对各种并网逆变器的稳态、动态性能以及安全运行具有重要影响，在一些特殊的应用下，为了获得更为卓越的控制性能，还需要测量电网电压或电流的幅值。锁相环技术被广泛用于电力电子系统中，以获取输入信号相位。

为达到优良的锁相控制功能，在三相并网逆变器系统中已经提出了很多锁相方法，得到了很好的应用，并在此基础上提出了单相锁相的方法。在进行dq无功解耦变换前，需要2个正交的信号量，但在单相系统中，获得的信号量只有单相电压值，无法提供和其正交的信号量，故此提出了很多生成正交虚拟量方法，包含延时或移相90度、对单相输入信号进行微分，反派克变换、二阶通用积分器PLL等都致力于获取准确的正交虚拟信号。但都在一定程度上存在这无法快速响应频率变化以及对噪声的处理不够得当，从而影响最终的锁相效果。

中国专利CN101291150公开了“采用软件实现单相锁相环的方法”，它针对单相并网逆变器通过基于瞬时无功理论，通过延时90度相位角产生正交虚拟信号，得出的α、β量通过瞬时无功的dq0变换出的q轴分量的输出进行PI调节，以PI调节环的输出进行频率校正，从而实现锁相技术，保持和电网同频。但这种方法从原理上就存在动态响应慢的问题，从而使得在输入信号频率快速变换时，无法保证准确获取相位移动信息，来跟踪锁相。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是：针对现有技术的缺陷，提供一种控制精度高，锁相速度快，抗干扰能力强的单相并网逆变器的软件锁相控制方法。在本发明公开的方法中，为保证单相并网逆变器能获得良好的性能，在实现软件锁相的同时，能获得快速的频率响应和准确的锁相偏差，关键在于准确产生β信号量，然后通过dq变换得出的q轴分量，通过PI调节使其输出为零，调节的输出量控制频率，达到锁相目的。利用旋转方向相反的两组派克变换，将变换结果进行正负零序交叉解耦，为消除在单相系统中的噪声干扰，加入移相90度的正交虚拟量到系统中进行反馈调节，从而使锁相得出的q轴分量更加准确，响应速度更快。

本发明为解决上述技术问题采用以下技术方案：

一种基于无功补偿的滑动加权单相软锁相方法，具体步骤如下：

步骤一、采集当前电网侧的单相电压，得到电压正弦波形的瞬时值，通过滤波算法优化所述电压正弦波形的瞬时值；

步骤二、将优化后的电压正弦波形瞬时值作为派克变换的横轴输入分量，将派克变换的纵轴输入分量置为零，依次经过正、负序派克变化得到正、负序dq分量；

步骤三、对正、负序dq分量进行交叉解耦运算，分解出电压的有功分量和无功分量，得出结果如下：

其中，U_d为电压的有功分量，U_q为电压的无功分量；

步骤四、将步骤一中所得优化后的电压正弦波形瞬时值进行90°相移，获得与原电压值相正交的虚拟量；

步骤五、将优化后的电压正弦波形瞬时值作为dq变换矩阵的横轴输入分量，将步骤四中得到的虚拟量作为dq变换矩阵的纵轴输入分量，进行dq变换，得到经过90°相移后电压的无功分量；

步骤六、将步骤二所得的电压的无功分量与步骤五所得的经过90°相移后电压的无功分量进行滑动加权合成运算，得到滑动加权合成运算的输出值；

步骤七、将步骤六中得到的滑动加权合成运算的输出值和给定量值0作为输入量进行PI调节，PI调节的输出量经过比例换算，得出当前的锁相频率值，根据当前的锁相频率值通过压控振荡器模块调节SPWM的周期值，实现跟踪软锁相。

进一步的，步骤二中使用的派克变换矩阵为：

$T_{\mathrm{park}}\left(\mathrm{\θ}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& \sin \mathrm{\θ}\\ -\sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right)$

通用派克变换式为：

$\left[\begin{array}{c}d\\ q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\sin \mathrm{\θ}& -\cos \mathrm{\θ}\\ -\cos \mathrm{\θ}& -\sin \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{\α}\\ \mathrm{\β}\end{array}\right]$

其中：

β=0

正序派克变化结果为：

负序派克变化结果为：

其中，α、β为派克变换的输入量，U_p为电网电压峰值，ω为时间系数，t为时间，

为相位角，θ为电网输出的相位角度。

进一步的，步骤四中虚拟量的具体表达形式为：

移相过程中所使用的传递函数为：

$Y\left(s\right)=\frac{s^2-\mathrm{bs}+c}{s^2+\mathrm{bs}+c}X\left(s\right)$

其中：X为输入量，Y为输出量，S为微分量，b为一阶微分系数，c为常数；

移相过程中所使用的全通滤波器模型参数为：

$G\left(\mathrm{jw}\right)=\frac{w^2-c+\mathrm{bwj}}{w^2-c-\mathrm{bwj}}$

其中：j为虚轴分量，w为虚轴角度值，b、c为常数；

用jw替换s代入传递函数中，得到相频特性公式：

根据相频特性公式，进行90°相移，需满足相频特性中分母为0，因此取值需要满足w＝b。

进一步的，步骤五中dq变换矩阵的横轴输入分量α₀的具体表达形式为：

dq变换矩阵的纵轴输入分量虚拟量β₀的具体表达形式为：

dq变换的结果为：

其中d为经过90°相移后电压的有功分量，q为经过90°相移后电压的无功分量。

进一步的，步骤六中滑动加权合成运算的具体运算公式为：

$q_0=\frac{k_1{a}_0+k_2{b}_0}{k_1{k}_2}\sin (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\θ})+\frac{k_1{a}_0-k_2{b}_0}{k_1+k_2}\cos (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\θ})$

其中，k₁，k₂为滑动比例系数，同时k₁，k₂的取值满足赫尔韦兹多项式条件；a₀，b₀为初值，通过极点配置的方法获得；q₀滑动加权合成运算的输出值。

进一步的，步骤一中所述滤波算法为滑动平均值滤波算法。

进一步的，步骤四的相频特性公式中，对应50Hz的工频信号，b的取值为314，c的取值为0。

进一步的，步骤七中，当前的锁相频率值的具体计算公式为：

锁相频率值=偏差量+基准量；

偏差量=（PI调节的输出量+314）/5；

基准量=50Hz。

本发明采用以上技术方案与现有技术相比，具有以下技术效果：

1.摆脱了传统的过零点采样锁相，采用基于无功补偿的方式，将电网采集值进行dq变换，分解出无功和有功分量，用其中的无功成分处理，简化硬件电路；

2.避免使用单一方法而引起的误差放大和干扰导致结果不准，采用混合方法，避去各自的缺点，结合优点，使结果更加精确，控制响应更迅速；

3.应用滑动加权系数算法，将获得的量结合当前电网正弦值，使滑动的系数更接近真实值，系统响应速度更快，合成后获得的结果更加准确。

附图说明

图1是基于无功补偿的滑动加权软件锁相技术的拓扑结构和控制框图,

其中：T1.正序派克变换，T2.负序派克变换，T3.dp变换，T4.滑动加权合成运算。

具体实施方式

本发明公开了一种基于无功补偿的滑动加权单相软锁相技术，包括以下步骤：

步骤一、通过DSP（digital signal processor，数字信号处理器）的AD采样口采集当前电网侧的单相电压，得到电压正弦波形的瞬时值，通过滤波算法优化所述电压正弦波形的瞬时值；

步骤二、将优化后的电压正弦波形瞬时值作为派克变换的横轴输入分量，将派克变换的纵轴输入分量置为零，依次经过正、负序派克变化得到正、负序dq分量，使用的派克变换矩阵为：

$T_{\mathrm{park}}\left(\mathrm{\θ}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& \sin \mathrm{\θ}\\ -\sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right)$

通用派克变换式为：

$\left[\begin{array}{c}d\\ q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\sin \mathrm{\θ}& -\cos \mathrm{\θ}\\ -\cos \mathrm{\θ}& -\sin \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{\α}\\ \mathrm{\β}\end{array}\right]$

其中：

β=0

正序派克变化结果为：

负序派克变化结果为：

其中，α、β为派克变换的输入量，U_p为电网电压峰值，ω为时间系数，t为时间，

为相位角，θ为电网输出的相位角度；

步骤三、对正、负序dq分量进行交叉解耦运算，分解出有功分量和无功分量，得出结果如下：

其中，U_d为电压的有功分量，U_q为电压的无功分量；

步骤四、将步骤一中所得优化后的电压正弦波形瞬时值进行90°相移，获得与原电压值相正交的虚拟量β₀，

移相过程中所使用的传递函数为：

$Y\left(s\right)=\frac{s^2-\mathrm{bs}+c}{s^2+\mathrm{bs}+c}X\left(s\right)$

其中：X为输入量，Y为输出量，S为微分量，b为一阶微分系数，c为常数；

移相过程中所使用的全通滤波器模型参数为：

$G\left(\mathrm{jw}\right)=\frac{w^2-c+\mathrm{bwj}}{w^2-c-\mathrm{bwj}}$

其中：j为虚轴分量，w为虚轴角度值，b、c为常数；

用jw替换s代入传递函数中，得到相频特性公式：

根据相频特性公式，进行90°相移，需满足相频特性中分母为0，因此取值需要满足w＝b；

步骤五、将优化后的电压正弦波形瞬时值α₀作为dq变换矩阵的横轴输入分量，

将虚拟量β₀作为dq变换矩阵的纵轴输入分量，

dq变换的结果为：

其中d为经过90°相移后电压的有功分量，q为经过90°相移后电压的无功分量；

步骤六、将步骤二所得的电压的无功分量U_q与步骤五所得的经过90°相移后电压的无功分量q进行滑动加权合成运算，运算公式为：

$q_0=\frac{k_1{a}_0+k_2{b}_0}{k_1{k}_2}\sin (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\θ})+\frac{k_1{a}_0-k_2{b}_0}{k_1+k_2}\cos (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\θ})$

其中，k₁，k₂为滑动比例系数，同时k₁，k₂的取值满足赫尔韦兹多项式条件；a₀，b₀为初值，通过极点配置的方法获得；q₀滑动加权合成运算的输出值；

步骤七、将步骤六中得到的滑动加权合成运算的输出值q₀和给定量值0作为输入量进行PI调节，PI调节的输出量经过比例换算，得出当前的锁相频率值，根据当前的锁相频率值通过压控振荡器模块调节SPWM（Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制）的周期值，实现跟踪软锁相。

下面结合附图对本发明的技术方案做进一步的详细说明：

如图1所示，该方法的具体步骤如下：

1.采集获取当前电网电压，使用滑动平均值滤波后的值作为如图1所示模块T1的α输入，所示的T1为正序派克变换式，其运算步骤如下：

β=0；

其中：α、β为模块T1的派克变换的输入量，U_p为电网电压峰值，ω为时间系数，

为相位角，此处α为当前电网电压瞬时值的公式表达方式；

通用派克变换式如下：

$\left[\begin{array}{c}d\\ q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\sin \mathrm{\θ}& -\cos \mathrm{\θ}\\ -\cos \mathrm{\θ}& -\sin \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{\α}\\ \mathrm{\β}\end{array}\right];$

其中：dq为派克变换结果的输出量，θ为电网输出的相位角度；

变换结果如下：

所述T1为正序变换，θ=ωt，变换结果如下：

所述T2为负序变换，θ=-ωt，变换结果如下：

2.根据1中得出的正序变换矩阵和负序变换矩阵，可以看出正序变换矩阵中的直流分量经过负序变换可以得到负序变换矩阵中的交流分量，这样可通过所述1中得到的两个正序和负序变换矩阵经过交叉解耦运算，对其中的有功分量和无功分量分解，得出结果如下：

所得的U_q作为T4模型的a₀输入；

3.所示图1中的低通滤波器F1（S），用于获取其交流分量，普通的一阶低通滤波器即可满足要求，所用的传递函数为：

$F1\left(s\right)=\frac{b}{1+\mathrm{as}};$

其中：a、b为常数，其截止角频率为

，直流增益为b；

4.所示图1中的90°移相器使用的全通滤波器，所用的传递函数为：

$Y\left(s\right)=\frac{s^2-\mathrm{bs}+c}{s^2+\mathrm{bs}+c}X\left(s\right);$

将jw取代s代入传递函数中，得到：

$G\left(\mathrm{jw}\right)=\frac{w^2-c+\mathrm{bwj}}{w^2-c-\mathrm{bwj}}.$

幅频特性：A(w)＝|G(jw)|＝1；

相频特性：

要是相移为90度，应有(w²-c-bw)(w²-c+bw)＝0。当c＜＜b时，可得w＝b。

对于50Hz的信号，则b应为314。而对于c的取值并没有太多要求，只要它远小于b就行了。实际中也可以取为0。

采用双线性变换法

将其变换成差分方程：

$(\frac{4}{T^2}+\frac{2b}{T}+c)y\left(k\right)=(\frac{4}{T^2}-\frac{2b}{T}+c)x\left(k\right)+(2c-\frac{8}{T^2})x(k-1)+(\frac{4}{T^2}+\frac{2b}{T}+c)x(k-2)-(2c-\frac{8}{T^2})y(k-1)-(\frac{4}{T^2}-\frac{2b}{T}+c)y(k-2)$

其中T为采样周期。利用上式的差分方程计算出y(k)，即得到了变量x(k)移相90°的物理量，将β₀=y(k)作为变换矩阵T3的输入，设：

5.所示图1中的T3变换矩阵为dp变换，变换矩阵于1中所述的通用派克变换矩阵相同，其中输入量

变换的结果如下：

得出的q量作为T4模型的b₀的输入；

6.所示图1中的T4模型为滑动加权合成运算，由于电网波形在一周期中基波为标准的正弦量，所以在获取的q量时通过滑动系数的方法能更好的获取电网真实值，然后利用加权法将两种各具优点的方法换算出的q量通过不同的滑动加权系数合成为最终的输出量q0，运算公式如下：

$q_0=\frac{k_1{a}_0+k_2{b}_0}{k_1{k}_2}\sin (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\θ})+\frac{k_1{a}_0-k_2{b}_0}{k_1+k_2}\cos (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\θ});$

式中，k₁，k₂为滑动比例系数，a₀，b₀为初值，初值可以通过极点配置的方法获得，同时k₁，k₂的取值满足赫尔韦兹多项式条件，θ为电网输出的相位角度；

7.所述5中有滑动加权获得的q₀和给定量0通过PI调节，调节的结果通过VCO（压控振荡器）模块调节SPWM的周期值，通过调节周期值来实现跟踪相位。

本发明所述的标准50Hz基准量是有在不同的载波频率，和不同的调制比条件下，在一个标准的电网周期内，算出功率管开关的次数，从而可得该SPWM的周期值，将其量纲转化到DSP的计数器中和UQVAL属于同一量纲。

Claims (8)

1.一种基于无功补偿的滑动加权单相软锁相方法，其特征在于，具体步骤如下：步骤一、采集当前电网侧的单相电压，得到电压正弦波形的瞬时值，通过滤波算法优化所述电压正弦波形的瞬时值；

步骤二、将优化后的电压正弦波形瞬时值作为派克变换的横轴输入分量，将派克变换的纵轴输入分量置为零，依次经过正、负序派克变化得到正、负序dq分量；步骤三、对正、负序dq分量进行交叉解耦运算，分解出电压的有功分量和无功分量，得出结果如下：

其中，U_d为电压的有功分量，U_q为电压的无功分量；

步骤四、将步骤一中所得优化后的电压正弦波形瞬时值进行90°相移，获得与原电压值相正交的虚拟量；

步骤五、将优化后的电压正弦波形瞬时值作为dq变换矩阵的横轴输入分量，将步骤四中得到的虚拟量作为dq变换矩阵的纵轴输入分量，进行dq变换，得到经过90°相移后电压的无功分量；

步骤六、将步骤二所得的电压的无功分量与步骤五所得的经过90°相移后电压的无功分量进行滑动加权合成运算，得到滑动加权合成运算的输出值；

步骤七、将步骤六中得到的滑动加权合成运算的输出值和给定量值0作为输入量进行PI调节，PI调节的输出量经过比例换算，得出当前的锁相频率值，根据当前的锁相频率值通过压控振荡器模块调节SPWM的周期值，实现跟踪软锁相。

2.如权利要求1所述的一种基于无功补偿的滑动加权单相软锁相方法，其特征在于，步骤二中使用的派克变换矩阵为：

$T_{\mathrm{park}}\left(\mathrm{\θ}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& \sin \mathrm{\θ}\\ -\sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right)$

通用派克变换式为：

$\left[\begin{array}{c}d\\ q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\sin \mathrm{\θ}& -\cos \mathrm{\θ}\\ -\cos \mathrm{\θ}& -\sin \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{\α}\\ \mathrm{\β}\end{array}\right]$

其中：

β=0

正序派克变化结果为：

负序派克变化结果为：

其中，α、β为派克变换的输入量，U_p为电网电压峰值，ω为时间系数，t为时间，

为相位角，θ为电网输出的相位角度。

3.如权利要求1所述的一种基于无功补偿的滑动加权单相软锁相方法，其特征在于，步骤四中虚拟量的具体表达形式为：

移相过程中所使用的传递函数为：

$Y\left(s\right)=\frac{s^2-\mathrm{bs}+c}{s^2+\mathrm{bs}+c}X\left(s\right)$

其中：X为输入量，Y为输出量，S为微分量，b为一阶微分系数，c为常数；

移相过程中所使用的全通滤波器模型参数为：

$G\left(\mathrm{jw}\right)=\frac{w^2-c+\mathrm{bwj}}{w^2-c-\mathrm{bwj}}$

其中：j为虚轴分量，w为虚轴角度值，b、c为常数；

用jw替换s代入传递函数中，得到相频特性公式：

根据相频特性公式，进行90°相移，需满足相频特性中分母为0，因此取值需要满足w＝b。

4.如权利要求1所述的一种基于无功补偿的滑动加权单相软锁相方法，其特征在于，步骤五中dq变换矩阵的横轴输入分量α₀的具体表达形式为：

dq变换矩阵的纵轴输入分量虚拟量β₀的具体表达形式为：

dq变换的结果为：

其中d为经过90°相移后电压的有功分量，q为经过90°相移后电压的无功分量。

5.如权利要求1所述的一种基于无功补偿的滑动加权单相软锁相方法，其特征在于，步骤六中滑动加权合成运算的具体运算公式为：

$q_0=\frac{k_1{a}_0+k_2{b}_0}{k_1{k}_2}\sin (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\θ})+\frac{k_1{a}_0-k_2{b}_0}{k_1+k_2}\cos (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\θ})$

其中，k₁，k₂为滑动比例系数，同时k₁，k₂的取值满足赫尔韦兹多项式条件；a₀，b₀为初值，通过极点配置的方法获得；q₀滑动加权合成运算的输出值。

6.如权利要求1所述的一种基于无功补偿的滑动加权单相软锁相方法，其特征在于：步骤一中，所述滤波算法为滑动平均值滤波算法。

7.如权利要求1所述的一种基于无功补偿的滑动加权单相软锁相方法，其特征在于：步骤四的相频特性公式中，对应50Hz的工频信号，b的取值为314，c的取值为0。

8.如权利要求1所述的一种基于无功补偿的滑动加权单相软锁相方法，其特征在于，步骤七中，当前的锁相频率值的具体计算公式为：

锁相频率值=偏差量+基准量；

偏差量=（PI调节的输出量+314）/5；

基准量=50Hz。

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