CN103488227B - 一种带隙基准电压电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种带隙基准电压电路，其增设有电流源，并设有基准电压输出端和电源端；微电流源单元中流过第二三极管的电流密度是第一三极管的n倍；差分放大器单元的供电端连接电源端，第三三极管的集电极通过电流源连接电源端，第三三极管的发射极连接微电流源单元的输入端，第三三极管的集电极与差分放大器单元的输出端相连接，并且该连接点与第三三极管的基极均连接到基准电压输出端。作为微电流源单元的一种实施方式，第三电阻的阻值是第二电阻的n倍，第一三极管与第二三极管对称匹配。本发明的精度高、电源噪声小、温度系数小、功耗小，能够直接产生超过1.25V的基准电压，无需连接外围电阻即可工作，适用于产生芯片内部基准电压。

Description

一种带隙基准电压电路

技术领域

本发明涉一种带隙基准电压电路。

背景技术

所谓基准电压是指与电源和工艺无关、具有确定温度特性的直流电压。在集成电路中，基准电压的设计是不可缺少的重要部分，并且在CMOS技术中基准产生的设计，被广泛公认的还是“带隙”基准电压。为给芯片提供精确的判断标准或偏置电压，与电源、工艺和温度无关的基准电压在许多设计中必不可少。要产生零温度系数的电压，需要将一个正温度系数和负温度系数的电压以适当的比例相加。在半导体工艺的各种不同器件参数中，由于双极晶体管的特性具有最好的重复性，从而常利用双极晶体管的基极-发射极电压V_BE作为负温度系数的电压，它的温度特性为：

$\frac{{\∂V}_{\mathrm{BE}}}{\∂T}=\frac{V_{\mathrm{BE}}-{2.5V}_T-\frac{E_g}{q}}{T}...\left(1\right)$

其中，Eg/q为硅的带隙电压。在V_BE=750mV，T=300⁰K时，

如果两个双极晶体管工作在不相等的电流密度下，那么它们的基极-发射极电压的差值就与绝对温度成正比。假设有两个相同的晶体管流过不同的电流，其中一个流过的电流为nI₀，它的压降为V_BE1；另一个流过的电流为I₀，它的压降为V_BE2，则有：

${\mathrm{\ΔV}}_{\mathrm{BE}}=V_{\mathrm{BE}1}-V_{\mathrm{BE}2}=V_{T}1n\frac{{\mathrm{nI}}_0}{I_s}-V_{T}1n\frac{I_0}{I_s}=V_{T}1\mathrm{nn}=\frac{\mathrm{kT}}{q}1\mathrm{nn}...\left(2\right)$

其中，Is是发射结反向电流，k是玻耳兹曼常数，q为电子电量。可以看出，△V_BE是与温度成正比的正温度系数关系。然而在V_BE=750mV，T=300⁰K时，所以要使正负温度系数相加后为零，它们必须以一定的比例相加，设该系数为β，即V_REF=V_BE+βV_T。可以算得β=1.5/0.087≈17.2，从而V_REF≈V_BE+17.2V_T=1.25V。

如图1所示，是常用的带隙基准实现电路，它通过正负温度系数的电压相加实现低温度系数的基准电压。电路稳定以后节点X与节点Y处的电压相等，又R11=R21，从而流过Q11和Q21的电流相等，Q11和Q21的个数比为1：n，那么流过它们的电流密度不一样，就会在R31上产生正温度系数的压降：

${\mathrm{\ΔV}}_{R31}=V_{\mathrm{BE}11}-V_{\mathrm{BE}21}=\frac{\mathrm{kT}}{q}1\mathrm{nn}...\left(3\right)$

其中V_BE11和V_BE21分别是三极管Q11和Q21的基极-发射极压降。很容易算得：

$V_{\mathrm{out}}=V_{\mathrm{BE}21}+\frac{\mathrm{kT}}{q}1\mathrm{nn}(1+\frac{R_{21}}{R_{31}})...\left(4\right)$

然而，如果图1中的运算放大器amp采用MOS管差分对输入，产生输入“失调”电压，如2图所示。使得：

$V_{\mathrm{out}}=V_{\mathrm{BE}21}+(1+\frac{R_{21}}{R_{31}})(\frac{\mathrm{kT}}{q}1\mathrm{nn}-V_{\mathrm{OS}})...\left(5\right)$

可见最终的基准电压将输入失调电压放大了倍，严重影响了基准的电精度。并且它只能直接产生小于1.25V的带隙基准电压，而实际电路设计中常常需要超过1.25V的电压基准，这就需要把图中产生的1.25V基准电压进行二次放大，那么在二次放大过程中又会引入运放输入“失调”电压和器件匹配失调产生的误差。这些失调同时也会引起基准电压的温度特性变差。

众所周知，三端可调分流基准源TL431是一种高精度的基准电压。如图3所示，它通过Q1和Q0的电流密度不一样而在电阻R0上产生正温度系数的电压，并通过差分放大器的负反馈实现正负温度系数电压的叠加。该差分放大器包括差分输入管Q4和Q5以及三极管Q3、Q8、Q9，电阻R8、R9形成差分输入级，三极管Q6、Q7和电阻R5、R6形成缓冲器。它采用Bipolar集成电路工艺设计的，采用三级管差分输入，避免了输入失调电压引起基准电压精度差的问题。现在Bicmos和BCD工艺中不仅提供常用的MOS管器件，而且还提供NPN和PNP三极管，使得这种高精度电压基准结构用于带有三极管器件的CMOS工艺中成为可能。然而，TL431必须与外围的电阻一起才能形成反馈，参见图4。在芯片内部如果按照图4进行连接，并用芯片内部电源给TL431供电，为了使得电压input比较小时也能提供足够大的电流，电阻R3取值比较小；但是若input变大时必然有很大的电流通过电阻R3，例如，input=5V，Vref=2.5V，取R3=10K，那么通过R3的电流为（5V-2.5V）/10k=250uA；若input上升到20V，那么通过R3的电流为（20V-2.5V）/10K=1750uA，那么TL431消耗的功耗非常大甚至无法使用，同时，通过电阻R3供电，电源抑制比很小，也就是电源input的变化信号容易传输给TL431，引起其输出的基准电压也跟着变化，因此，TL431不适合于产生芯片内部基准电压。

发明内容

本发明要解决的技术问题是：提供一种精度高、电源噪声小、温度系数小、功耗小的带隙基准电压电路，能够直接产生超过1.25V的基准电压，无需连接外围电阻即可工作，适用于产生芯片内部基准电压。

为了实现上述目的，本发明通过以下技术措施来实现：

一种带隙基准电压电路，包括微电流源单元、第三三极管和差分放大器单元；

所述微电流源单元由第一、第二三极管和第一至第四电阻组成，所述第四电阻的一端一路通过第二电阻连接到第二三极管的集电极，另一路通过第三电阻连接到第一三极管的集电极，第二三极管的集电极、基极与第一三极管的基极相连接，第二三极管的发射极接参考地端，第一三极管的发射极通过第一电阻接参考地端，所述第四电阻的另一端为微电流源单元的输入端；

所述差分放大器单元由电流镜、第四至第八三极管、第五至第六电阻以及相位补偿电容组成，电流镜的输入端连接第四三极管的集电极，第四三极管的基极连接到所述微电流源单元的输入端，第四三极管的发射极通过第五电阻连接第五三极管的集电极，第五三极管的基极连接到所述第一三极管的集电极，电流镜的输出端、第六三极管的集电极与第七三极管的基极相连接，第六三极管的基极连接到所述第一三极管的基极，第七、第八三极管的集电极相连接，第七三极管的发射极、第八三极管的基极与第六电阻的一端相连接，第五、第六、第八三极管的发射极与第六电阻的另一端均接参考地端，相位补偿电容连接在第七三极管的基极与集电极之间，所述电流镜的供电端、第七和第八三极管的集电极连接点分别为差分放大单元器的供电端和输出端；

其特征在于：所述的带隙基准电压电路还包括电流源，并且，设有基准电压输出端和用于外接电压源的电源端；

所述微电流源单元中，流过所述第二三极管的电流密度是所述第一三极管的n倍，n为大于零的任意常数；

所述差分放大器单元的供电端连接电源端，所述第三三极管的集电极通过电流源连接电源端，第三三极管的发射极连接所述微电流源单元的输入端，第三三极管的集电极与所述差分放大器单元的输出端相连接，并且该连接点与第三三极管的基极均连接到所述基准电压输出端。

作为微电流源单元的一种实施方式，所述第三电阻的阻值是第二电阻的n倍，所述第一三极管与第二三极管对称匹配。

作为微电流源单元的一种实施方式，所述第二电阻与第三电阻的阻值相等，所述第一、第二三极管均是由一个或者多个单元三极管并联组成，其中，所述各个单元三极管具有相同的类型和尺寸，组成第一三极管的单元三极管个数为组成第二三极管的单元三极管个数的n倍。

作为本发明的一种改进，所述的带隙基准电压电路还包括第一分压电阻和第二分压电阻，并且还设有基准电压高压输出端；第一分压电阻连接在所述基准电压输出端与参考地端之间，所述第三三极管集电极与差分放大器单元输出端的连接点通过第二分压电阻连接到所述基准电压输出端，并且，第三三极管集电极与差分放大器单元输出端的连接点作为所述带隙基准电压电路的基准电压高压输出端。

为了进一步降低本发明的电源噪声，作为前一方案的进一步改进，所述差分放大器单元的供电端通过所述电流源连接电源端，即差分放大器单元的供电端与所述基准电压高压输出端相连接。

作为差分放大器中电流镜的优选实施方式，所述差分放大单元器中，所述电流镜包括第一、第二P型沟道MOS管，第一、第二P型沟道MOS管的源极相连接并作为电流镜的供电端，第一P型沟道MOS管的栅极、漏极与第二P型沟道MOS管的栅极相连接，第一、第二P型沟道MOS管的漏极分别为电流镜的输入端和输出端。

本发明的基本工作原理：如图5所示，三级管Q4和Q5作为差分放大器的输入级，它们与电阻R4、三极管Q3、MOS管MP1和MP2一起组成差分放大器的放大级。放大器中的电流镜采用的是MOS管，体积小，容易实现交叉匹配。它们的源极与电源端VCC相连，而不是节点⑥，否则电流镜进入线性工作区。三极管Q6、Q7和电阻R5构成差分放大器的输出缓冲器，Cc是环路相位补偿电容，该放大级和输出缓冲器部分，即上述差分放大器单元A2相当于一个理想运算放大器，由此可得图5的等效电路如图6所示。参见图6，运算放大器A2的输出与三极管Q2基极相连而形成单位负反馈，三极管Q2是二极管连接并由电流源Iref供电，由于差分放大器单元A2的负反馈作用，会调节吸收电流源Iref提供的一部分电流，使节点⑥即基准电压输出端Vref的电压到达稳定。下面具体计算基准电压输出端Vref输出的基准电压值。

差分放大器单元A2的负反馈最终会使得差分输入端，即三极管Q4和Q5的基极的电压相等，即“虚短”。设定电阻R2=nR1，那么通过电阻R1的电流是通过R2的n倍。如图5所示，流过电阻R2的电流为I，流过电阻R1的电流为nI。三极管Q1和Q0对称匹配，从而流过Q1的电流密度是Q0的n倍，由（2）式可知在电阻R0上产生正温度系数的压降：

$V_{R0}=V_{\mathrm{BE}1}-V_{\mathrm{BE}0}=\frac{\mathrm{kT}}{q}1\mathrm{nn}...\left(6\right)$

如果忽略三极管Q0和Q4的基极电流，可得：

$I\≈\frac{V_{R0}}{R_0}=\frac{\mathrm{kT}}{{\mathrm{qB}}_0}1\mathrm{nn}...\left(7\right)$

根据节点①和节点②的电压相等，可列电压方程：

V_ref-V_BE2-(n+1)IR₃-IR₂＝V_BE1………………………………………………………(8)

其中，V_BE2和V_BE1分别是三极管Q2和Q1的基极-发射极压降。

联合（7）式和（8）式可得：

$V_{\mathrm{ref}}=(V_{\mathrm{BE}1}+V_{\mathrm{BE}2})+\frac{\mathrm{kT}}{q}1\mathrm{nn}\left[\frac{(n+1)R_3+R_2}{R_0}\right]...\left(9\right)$

式中(V_BE1+V_BE2)是负温度系数，是正温度系数，只要适当设计电阻的比例就可使得基准电压输出端Vref输出的基准电压值在室温时温度系数为零。通过比较（9）式与（5）式容易知道，本发明输出的基准电压值是传统结构的带隙基准电压电路的两倍，那么，本发明输出的基准电压值大约是2.5V的带隙基准电压。根据国内一家著名的半导体制造工艺厂提供的BCD工艺模型设计电路，本发明输出的基准电压值的温度特性仿真验证如图7所示，温度范围从-40℃至125℃，温度系数只有7.5ppm/℃。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

第一，本发明采用与电压源无关的电流源Iref为产生正负温度系数电压及叠加正负温度系数电压的第三三极管Q2和微电流源单元A1供电，电流源Iref的电流大小表示了本发明带隙基准电压电路所产生的基准电压的驱动能力，而电流源Iref的输出电流稳定并且大小可受控制，因而能够保证本发明带隙基准电压电路输出的功耗维持在较低的水平，并且电流源Iref的电源抑制比大，产生的基准电压电源噪声小；并且，本发明仅通过调节流过第二三极管Q1与第一三极管Q0的电流密度倍数n，即能令带隙基准电压电路在室温下的温度系数为零，减小带隙基准电压电路的温度系数，所以，本发明带隙基准电压电路的基准电压输出端Vref能够直接提供电源噪声小、温度系数小的2.5V基准电压，并且电路的功耗小，无需如TL431般连接外围电阻即可工作，适用于产生芯片内部基准电压；

第二，本发明采用三级管Q4和Q5作为差分放大器单元A2的输入级，因此无输入失调电压，并且仅需选用放大倍数足够大的三级管Q4和Q5，静态偏置电流也设计的适当大，那么输入失调电流的影响可以忽略不计，所以，本发明提供的基准电压精度高，能够避免由于差分放大器单元输入“失调”电压而引起基准电压误差大；

第三，本发明提供了两种实现调节流过第二三极管Q1与第一三极管Q0的电流密度倍数n的电路，它们的调节方式简单，使得本发明的设计成本低；

第四，本发明通过增设第一分压电阻R7和第二分压电阻R8，通过电阻分压使差分放大单元器A2的反馈系数小于1，使得基准电压高压输出端Vref_H输出电压值在电源端VCC外接电压源电压以下的基准电压，所以，本发明的带隙基准电压电路能够提供范围较宽（0V～VCC）、电压值较大的基准电压；

第五，本发明的差分放大器单元A2中，电流镜优选采用第一、第二P型沟道MOS管MP1和MP2构成，更容易实现交叉匹配，并且体积小，使得本发明的带隙基准电压电路更为适于应用在芯片内部产生基准电压。

附图说明

图1为传统结构的带隙基准电压实现电路；

图2为图1中运放失调电压对基准电压精度的影响；

图3为TL431的电路结构图；

图4为TL431常用的应用电路图；

图5为本发明第一实施例的电路图；

图6为本发明第一实施例的电路的等效电路；

图7为本发明第一实施例设计验证的带隙基准电压温度特性；

图8为本发明第二实施例的电路图；

图9为本发明第三实施例的电路图；

图10为本发明第四实施例的电路图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

实施例一

如图5所示，本实施例一的带隙基准电压电路包括微电流源单元A1、第三三极管Q2、差分放大器单元A2和电流源Iref，并且，设有基准电压输出端Vref和用于外接电压源的电源端VCC。

微电流源单元A1由第一、第二三极管Q0和Q1和第一至第四电阻R0至R3组成，第四电阻R3的一端一路通过第二电阻R1连接到第二三极管Q1的集电极，另一路通过第三电阻R2连接到第一三极管Q0的集电极，第二、三、四电阻R1～R3的连接点形成节点③，第二三极管Q1的集电极、基极与第一三极管Q0的基极相连接，形成节点①，第二三极管Q1的发射极接参考地端GND，第一三极管Q0的发射极通过第一电阻R0接参考地端GND，第一三极管Q0的发射极与第一电阻R0的连接点形成节点⑩，第四电阻R3的另一端为微电流源单元A1的输入端；其中，第三电阻R2的阻值是第二电阻R1的n倍，第一三极管Q0与第二三极管Q1对称匹配，使得流过第二三极管Q1的电流密度是第一三极管Q0的n倍，n为大于零的任意常数。

差分放大器单元A2由电流镜、第四至第八三极管Q3至Q7、第五至第六电阻R4和R5以及相位补偿电容Cc组成，电流镜的输入端连接第四三极管Q3的集电极，形成节点⑤，第四三极管Q3的基极连接到微电流源单元A1的输入端，形成节点④，第四三极管Q3的发射极通过第五电阻R4连接第五三极管Q4的集电极，第四三极管Q3的发射极与第五电阻R4的连接点形成节点⑧，第五电阻R4与第五三极管Q4的集电极的连接点形成节点⑨，第五三极管Q4的基极连接到第一三极管Q0的集电极，形成节点②，电流镜的输出端、第六三极管Q5的集电极与第七三极管Q6的基极相连接，形成节点⑦，第六三极管Q5的基极连接到第一三极管Q0的基极，第七、第八三极管Q6和Q7的集电极相连接，第七三极管Q6的发射极、第八三极管Q7的基极与第六电阻R5的一端相连接，形成节点，第五、第六、第八三极管Q4、Q5和Q7的发射极与第六电阻R5的另一端均接参考地端GND，相位补偿电容Cc连接在第七三极管Q6的基极与集电极之间，电流镜的供电端、第七和第八三极管Q6和Q7的集电极连接点分别为差分放大单元器A2的供电端和输出端，其中，电流镜包括第一、第二P型沟道MOS管MP1和MP2，第一、第二P型沟道MOS管MP1和MP2的源极相连接并作为电流镜的供电端，第一P型沟道MOS管MP1的栅极、漏极与第二P型沟道MOS管MP2的栅极相连接，第一、第二P型沟道MOS管MP2的漏极分别为电流镜的输入端和输出端。

差分放大器单元A2的供电端连接电源端VCC，第三三极管Q2的集电极通过电流源Iref连接电源端VCC，第三三极管Q2的发射极连接微电流源单元A1的输入端，第三三极管Q2的集电极与差分放大器单元A2的输出端相连接，并且该连接点与第三三极管Q2的基极均连接到基准电压输出端Vref，第三三极管Q2的基极与基准电压输出端Vref的连接点形成节点⑥。

本发明技术方案的工作原理在发明内容里已经详细描述，在此不再赘述。

实施例二

如图8所示，本实施例二的带隙基准电压电路与实施例一基本相同，它们的区别在于：本实施例二的带隙基准电压电路还包括第一分压电阻R7和第二分压电阻R8，并且还设有基准电压高压输出端Vref_H；第一分压电阻R7连接在基准电压输出端Vref与参考地端GND之间，第三三极管Q2集电极与差分放大器单元A2输出端的连接点形成节点通过第二分压电阻R8连接到基准电压输出端Vref，并且，第三三极管Q2集电极与差分放大器单元A2输出端的连接点作为带隙基准电压电路的基准电压高压输出端Vref_H。

与实施例一相比，实施例二的基准电压高压输出端Vref_H可以直接输出高于基准电压输出端Vref的输出电压并略小于电源端VCC外接的电压源电压的带隙基准电压，不能达到外接电压源电压是因为产生电流源Iref需要消耗一定的电压余度。容易看出，图8中的Vref表达式与图5中的是一样的，所以可以根据实施例一中一样的设计方法，得到温度系数很小的带隙电压。可求得节点处即基准电压高压输出端Vref_H的输出电压：

$V_{\mathrm{ref}\_H}=(1+\frac{R_2}{R_7})V_{\mathrm{ref}}...\left(10\right)$

从上式可以看出，适当调节R8/R7的比例，不需要二次放大就获得了（1+R8/R7）倍的带隙电压。

实施例三

如图9所示，本实施例三的带隙基准电压电路与实施例二基本相同，它们的区别在于：差分放大器单元A2的供电端即第一、第二P型沟道MOS管MP1和MP2的源极连接点不与电源端VCC相连，而是连接到基准电压高压输出端Vref_H即节点因为基准电压高压输出端Vref_H输出的基准电压足够大的话可以使得第一、第二P型沟道MOS管MP1和MP2工作在饱和区，也就是有足够的电压余度。这样连接的好处是：增加了差分放大器单元A2的电源抑制比，使得输出带隙电压的电源噪声小。因为补偿电容Cc较大，那么第二P型沟道MOS管MP2源极的高频信号容易通过第二P型沟道MOS管MP2的栅源极间电容Cgs₂，再通过补偿电容Cc而传递到输出节点，也就是电源抑制比不够大。但是，基准电压高压输出端Vref_H输出的基准电压受电源电压的噪声影响小，所以如果按照本实施例那样连接，电源噪声更不容易通过MOS管MP2和补偿电容Cc这一路径而传递到输出的带隙电压。

实施例四

如图10所示，本实施例四的带隙基准电压电路与实施例一基本相同，它们的区别在于：第二电阻R1与第三电阻R2的阻值相等，、第二三极管Q0（即图中Qm）和Q1均是由一个或者多个单元三极管并联组成，其中，各个单元三极管具有相同的类型和尺寸，组成第一三极管Q0（即图中Qm）的单元三极管个数为组成第二三极管Q1的单元三极管个数的n倍。由于本实施例设计R1=R2，从而流过电阻R1和R2的电流相等，那么流过第二三极管Q1的电流密度是第一三极管Q0（即图中Qm）的n倍，在第一电阻R0上产生正温度系数的电压。

根据与实施例一一样的方法，容易推算出：

$V_{\mathrm{ref}}=(V_{\mathrm{BE}1}+V_{\mathrm{BE}2})+\frac{\mathrm{kT}}{q}1\mathrm{nn}\left[\frac{{2R}_2+R_2}{R_0}\right]...\left(11\right)$

适当设计常数n以及R3和R2跟R0的比例，产生低温度系数的带隙电压。同样地，实施例二、三中的改进方式也可用于本实施例中。

本发明的实施方式不限于此，按照本发明的上述内容，利用本领域的普通技术知识和惯用手段，在不脱离本发明上述基本技术思想前提下，本发明还可以做出其它多种形式的修改、替换或变更，例如，上述差分放大器单元A2中的电流镜也可以采用图3所示的由三极管Q8、Q9和电阻R8、R9构成的电路形式，又如，实施例二和实施例三中的微电流源单元A1也可采用实施例四的方式实现常数n的调节，均落在本发明权利保护范围之内。

Claims (7)

1.一种带隙基准电压电路，包括微电流源单元(A1)、第三三极管(Q2)和差分放大器单元(A2)；

所述微电流源单元(A1)由第一、第二三极管(Q0和Q1)和第一至第四电阻(R0至R3)组成，所述第四电阻(R3)的一端一路通过第二电阻(R1)连接到第二三极管(Q1)的集电极，另一路通过第三电阻(R2)连接到第一三极管(Q0)的集电极，第二三极管(Q1)的集电极、基极与第一三极管(Q0)的基极相连接，第二三极管(Q1)的发射极接参考地端(GND)，第一三极管(Q0)的发射极通过第一电阻(R0)接参考地端(GND)，所述第四电阻(R3)的另一端为微电流源单元(A1)的输入端；

所述差分放大器单元(A2)由电流镜、第四至第八三极管(Q3至Q7)、第五至第六电阻(R4和R5)以及相位补偿电容(Cc)组成，电流镜的输入端连接第四三极管(Q3)的集电极，第四三极管(Q3)的基极连接到所述微电流源单元(A1)的输入端，第四三极管(Q3)的发射极通过第五电阻(R4)连接第五三极管(Q4)的集电极，第五三极管(Q4)的基极连接到所述第一三极管(Q0)的集电极，电流镜的输出端、第六三极管(Q5)的集电极与第七三极管(Q6)的基极相连接，第六三极管(Q5)的基极连接到所述第一三极管(Q0)的基极，第七、第八三极管(Q6和Q7)的集电极相连接，第七三极管(Q6)的发射极、第八三极管(Q7)的基极与第六电阻(R5)的一端相连接，第五、第六、第八三极管(Q4、Q5和Q7)的发射极与第六电阻(R5)的另一端均接参考地端(GND)，相位补偿电容(Cc)连接在第七三极管(Q6)的基极与集电极之间，所述电流镜的供电端、第七和第八三极管(Q6和Q7)的集电极连接点分别为差分放大单元器(A2)的供电端和输出端；

其特征在于：所述的带隙基准电压电路还包括电流源(Iref)，并且，设有基准电压输出端(Vref)和用于外接电压源的电源端(VCC)；

所述微电流源单元(A1)中，流过所述第二三极管(Q1)的电流密度是所述第一三极管(Q0)的n倍，n为大于零的任意常数；

所述差分放大器单元(A2)的供电端连接电源端(VCC)，所述第三三极管(Q2)的集电极通过电流源(Iref)连接电源端(VCC)，第三三极管(Q2)的发射极连接所述微电流源单元(A1)的输入端，第三三极管(Q2)的集电极与所述差分放大器单元(A2)的输出端相连接，并且该连接点与第三三极管(Q2)的基极均连接到所述基准电压输出端(Vref)。

2.根据权利要求1所述的带隙基准电压电路，其特征在于：所述第三电阻(R2)的阻值是第二电阻(R1)的n倍，所述第一三极管(Q0)与第二三极管(Q1)对称匹配，n为大于零的任意常数。

3.根据权利要求1所述的带隙基准电压电路，其特征在于：所述第二电阻(R1)与第三电阻(R2)的阻值相等，所述第一、第二三极管(Q0和Q1)均是由一个或者多个单元三极管并联组成，其中，所述各个单元三极管具有相同的类型和尺寸，组成第一三极管(Q0)的单元三极管个数为组成第二三极管(Q1)的单元三极管个数的n倍，n为大于零的任意常数。

4.根据权利要求1至3任意一项所述的带隙基准电压电路，其特征在于：所述的带隙基准电压电路还包括第一分压电阻(R7)和第二分压电阻(R8)，并且还设有基准电压高压输出端(Vref_H)；第一分压电阻(R7)连接在所述基准电压输出端(Vref)与参考地端(GND)之间，所述第三三极管(Q2)集电极与差分放大器单元(A2)输出端的连接点通过第二分压电阻(R8)连接到所述基准电压输出端(Vref)，并且，第三三极管(Q2)集电极与差分放大器单元(A2)输出端的连接点作为所述带隙基准电压电路的基准电压高压输出端(Vref_H)。

5.根据权利要求4所述的带隙基准电压电路，其特征在于：所述差分放大单元器(A2)中，所述电流镜包括第一、第二P型沟道MOS管(MP1和MP2)，第一、第二P型沟道MOS管(MP1和MP2)的源极相连接并作为电流镜的供电端，第一P型沟道MOS管(MP1)的栅极、漏极与第二P型沟道MOS管(MP2)的栅极相连接，第一、第二P型沟道MOS管(MP2)的漏极分别为电流镜的输入端和输出端。

6.根据权利要求1至3任意一项所述的带隙基准电压电路，其特征在于：所述差分放大单元器(A2)中，所述电流镜包括第一、第二P型沟道MOS管(MP1和MP2)，第一、第二P型沟道MOS管(MP1和MP2)的源极相连接并作为电流镜的供电端，第一P型沟道MOS管(MP1)的栅极、漏极与第二P型沟道MOS管(MP2)的栅极相连接，第一、第二P型沟道MOS管(MP2)的漏极分别为电流镜的输入端和输出端。

7.根据权利要求4所述的带隙基准电压电路，其特征在于：所述差分放大器单元(A2)的供电端通过所述电流源(Iref)连接电源端(VCC)，即差分放大器单元(A2)的供电端与所述基准电压高压输出端(Vref_H)相连接。