CN103457477A - 一种移相软开关变换器的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种移相软开关变换器的控制方法，步骤1、采集与主功率变压器的付边连接的整流滤波模块的输出电流Ia；步骤2、设定负载额定电流为aA，负载电流为bA时与主功率变压器连接的变换器实现主开关管的零电压开关，负载电流为cA时整流滤波模块的输出电流处于临界断续状态，当b<Ia≤c时，变换器采用移相控制；当a<Ia≤b时，变换器采用PWM控制或者降频率的PWM控制；当0≤Ia≤a时，变换器采用PWM控制。本方法在整个负载区间都具有较高的效率，便于系统优化；控制功能实现简单，便于工程设计；实现方法可靠性高，便于工程应用。

Description

一种移相软开关变换器的控制方法

技术领域

本发明属于电源控制领域，更具体涉及一种移相软开关变换器的控制方法，适用于电源的移相全桥控制。

技术背景

目前基本移相全桥零电压开关DC/DC变换器的结构如图1所示，主开关Q1和Q2构成超前桥臂，主开关Q3和Q4构成滞后桥臂。其中，Q1和Q2驱动信号互补，Q3和Q4驱动信号互补，Q1和Q2分别超前Q4和Q3一个相位，通过调节移相角来调节输出电压。在输出侧，整流二极管Dr1和Dr2构成中心抽头的整流电路，整流二极管通过输出滤波电感Lo连接到输出电容Co上。该变换器在负载满足一定的条件时可以实现主功率开关管的零电压开关，因此可以减小开关损耗，提高变换器可靠性和效率，成为应用很广的一种优秀的DC/DC电路拓扑。

由于实现主开关管零电压开关的能量来自于储能电感上的储能，在超前管开关期间，输出滤波电感折算到原边与原边电感串联，由于一般输出滤波电感很大，所以有足够的储能来实现超前管的零电压开关；而滞后管开关期间，变换器处于整流二极管换流期间，两个整流二极管同时导通将变压器副边钳位在零电位，这样输出滤波电感就不能折算到原边，此时给滞后管两端电容充放电的能量只有原边等效电感的储能，此电感一般为变压器漏感，由于一般漏感很小，所以很难实现滞后管的零电压开关，导致滞后管的损耗很大，在频率高的时候损耗成比例增加，导致变换器效率降低，热设计很难优化。

为了实现滞后桥臂的全开关，我们一般在变换器原边串联一个谐振电感来提高滞后管开关的时候实现零电压开关的能量。但是串联谐振电感导致了副边占空比丢失，变换器可用的占空比减小，为了实现输入低电压时候全负载功率输出设计主功率变压器满足输入电压最低时候的变比，过小的变压器变化导致原边电流有效值增加，从而导致变换器损耗增加，效率降低。因此，为了实现滞后管零电压开关所加的谐振电感带来别的负面影响。同时，此谐振电感上的能力在二极管换流器件由于二极管的反向恢复影响而与二极管两端寄生电容发生谐振，在二极管两端以电压尖峰的形式表现处理，带来很严重的EMC问题和可靠性问题，不利于变换器的工业应用。为了消除二极管反向恢复带来的电压尖峰问题，很多文献提出原边加二极管钳位的移相全桥软开关变换器，可以将谐振电感的能量消耗在电路中，消除了二极管反向恢复的电压尖峰问题。但是仍然存在负载小于一定值时难以实现主功率开关管的软开关而带来的问题。因此，移相控制软开关变换器在负载小于一定值时的损耗增大问题带来了工业应用的限制。

移相全桥相对于传统硬开关全桥变换器而言，在轻载时候由于没有足够的能量来给主功率管两端的电容充放电，从而没有实现轻载时的零电压开关。而一些全桥变换器的环流损耗使得在轻载时候移相全桥变换器比传统硬开关全桥变换器损耗大很多，相对于传统硬开关全桥变换器，移相全桥在轻载或者空栽时效率很低，导致变换器热设计比较麻烦，同时，限制了移相全桥的应用。

移相全桥软开关变换器业界分为两种不同类型的变换器，一种为零电压开关变换器，亦即ZVS变换器，超前管和滞后管都可以实现零电压开关；一种为零电压零电流开关变换器，亦即ZVZCS变换器，超前管实现零电压开关，滞后管实现零电流开关。但是，两类变换器在轻载时候都从中实际应用中的问题，即当变换器负载小于一定值后变换器滞后管不能实现软开关，从而导致损耗急剧增加，由于从在环流损耗，使得移相全桥软开关变换器在轻载时候的损耗比同调节的传统硬开关全桥变换器的损耗都大。电源行业的专家和学者相继提出很多种移相控制全桥软开关变换器的改进型电路，可以在一定程度上改进移相控制全桥软开关变换器的部分性能，但是带来的是电路结构复杂化而导致不利于工程实际中大批量的设计和生产。而且由于所加辅助电路在一定程度上是将损耗进行了转移，有时候还会导致变换器性能更加恶化。

存储在谐振电感Lr及变压器的电感、输出滤波电感Lo中的能量对开关管结电容进行充放电，使相应结电容两端的电压达到零，借此实现开关管的零电压开通。通过控制开关管的开通和关断，即给开关管的基极或者栅极输入一定的驱动逻辑波形，驱动为高时，开关管开通，驱动为低时，开关管关断，从而实现对变换器的控制。现有技术中，能够产生移相全桥波形的控制芯片有UCC3875、UCC3895等。

对于各种移相全桥软开关DC/DC电路而言，一方面，在轻载（大于20％额定负载而小于50%额定负载）条件下，因为谐振电感Lr、滤波电感Lo上的电流较小，因此谐振电感Lr和滤波电感Lo上储存的能量就小，无法将即将开通的开关管的漏极-源极电压（Vds）或者集电极-发射极电压（Vce）谐振到零，即无法实现彻底的ZVS，尤其是滞后桥臂Q1、Q2在50%额定负载条件下就开始无法实现彻底的ZVS；另一方面，在接近空载（≤20％额定负载）的条件下，因为Lr等谐振元件的影响，开关管的开关损耗为传统的PWM全桥的开关管的开关损耗的4倍，甚至大于移相全桥满载的开关管损耗，这导致开关管的散热困难。在接近空载（≤20％额定负载）的条件下，因为Lr、Lo上的电流小，Lr、Lo上储存的能量几乎为零，这样即将开通的开关管的Vds（或者Vce）=Vin，开关管的开关损耗可用下式计算：

（fs为开关频率，C为对应开关管的结电容或者外并联电容或者两者并联的等价电容），而在PWM全桥中，即将开通的开关管的Vds（或者Vce）=Vin/2，因此移相全桥在接近空载时的开关损耗为PWM全桥空载条件下的开关损耗的4倍，在工程中，一般采用SG3525、UC3846等控制芯片，以产生PWM全桥需要的驱动波形。移相全桥重载时工作在ZVS状态下，开关损耗很小，只有导通损耗，当变换器的额定满载负载小于某一数值（根据经验为30A）时，移相全桥空载的开关管的损耗甚至会大于满载时开关管的损耗。

随着负载的继续降低，谐振电感Lr、输出电感Lo等器件上储存的能量进一步减少，当负载轻到一定的程度时，在即将开通的开关管的Vds谐振到零之前，谐振电感Lr的电流就谐振到零，电流反向，对即将开通的开关管的Vds充电；当负载足够小时，即将开通的开关管的Vds将被冲到Vin，此时的开关管没有实现ZVS，而是硬开关，开关管开通瞬间的Vds甚至高于传统的PWM全桥的Vin/2（为Vin）。

综上所述，在现有技术中，移相全桥电路在轻载及接近空载条件下都处于移相全桥的工作状态，无法实现彻底的ZVS；尤其是在接近空载时，开关管的开关损耗为传统的PWM全桥的开关管的开关损耗的4倍，甚至大于移相全桥满载的开关管损耗，这导致开关管的散热困难。

如图2所示为移相控制半桥三电平DC/DC变换器。输入电容Cd1、Cd2容量很大，其上电压为输入电压的一半。钳位二极管Dd1、Dd2来钳位主功率管两端的电压，飞跃电容Css容量很大，稳态时其上电压为输入电压的一半，此电容可以使超前管和滞后管的工作工程解耦，从而有利于变化的优化设计。其中主开关Q1和Q4构成超前桥臂，主开关Q2和Q3构成滞后桥臂。其中，Q1和Q4驱动信号互补，Q2和Q3驱动信号互补，Q1和Q4分别超前Q2和Q3一个相位，通过调节移相角来调节输出电压。在输出侧，整流二极管Dr1和Dr2中心抽头的整流电路，整流二极管通过输出滤波电感Lo连接到输出电容Co上。

对于移相控制半桥三电平DC/DC变换器而言，由于实现主开关管零电压开关的能量来自于储能电感上的储能，在超前管工作期间，输出滤波电感折算到原边与原边电感串联，由于一般输出滤波电感很大，所以有足够的储能来实现超前管的零电压开关；而滞后管工作期间，变换器处于整流二极管换流期间，两个整流二极管同时导通将变压器副边钳位在零电位，这样输出滤波电感就不能折算到原边，此时给滞后管两端电容充放电的能量只有原边等效电感的储能，此电感一般为变压器漏感，由于一般漏感很小，所以很难实现滞后管的零电压开关，导致滞后管的损耗很大，在频率高的时候损耗成比例增加，导致变换器效率降低，热设计很难优化。

为了实现滞后桥臂的全开关，我们一般在变换器原边串联一个谐振电感来提高滞后管开关的时候实现零电压开关的能量。但是串联谐振电感导致了副边占空比丢失，变换器可用的占空比减小，为了实现输入低电压时候全负载功率输出设计主功率变压器满足输入电压最低时候的变比，过小的变压器变化导致原边电流有效值增加，从而导致变换器损耗增加，效率降低。

因此，对于采用移相控制的全桥变换器和半桥三电平DC/DC变换器而言，都存在负载电流小于一定值时无法实现主功率开关管的软开关，由于在轻载时无法实现主功率开关管的零电压开关，从而导致变换器效率下降的问题。

发明内容

本发明的目的是在于提供一种移相软开关变换器的控制方法，该方法通过对控制方式的微小改进来克服现有移相控制软开关变换器在轻载和空载时候损耗急剧增加而导致变换器效率降低的问题，控制简单，很容易实现工程应用。

为了达到上述目的，本发明采用以下技术措施：

一种移相软开关变换器的控制方法，包括以下步骤：

步骤1、采集与主功率变压器的付边连接的整流滤波模块的输出电流Ia；

步骤2、设定负载额定电流为aA，负载电流为bA时与主功率变压器连接的变换器实现主开关管的零电压开关，负载电流为cA时整流滤波模块的输出电流处于临界断续状态，

当b＜Ia≤c时，变换器采用移相控制；

当a＜Ia≤b时，变换器采用PWM控制或者降频率的PWM控制；

当0≤Ia≤a时，变换器采用PWM控制。

如上所述的步骤2中，

若降低变换器的开关频率不会导致主功率变压器饱和，则

当b＜Ia≤c时，移相控制的控制频率为fmax，

当a＜Ia≤b时，变换器采用降频率的PWM控制，即fmin≤降频率的PWM控制的频率≤fmax，

当0≤Ia≤a时，PWM控制的控制频率为fmin；

若降低变换器的开关频率导致主功率变压器饱和，则

当a＜Ia≤c时，移相控制的控制频率为fmax，

当a＜Ia≤b时，变换器采用PWM控制，即PWM控制的频率为fmax，

当0≤Ia≤a时，PWM控制的控制频率为fmin，

其中fmax为变换器的功率开关管最高工作频率，fmin为变换器的功率开关管最低工作频率。

所述的所述的变换器为全桥变换器或半桥三电平DC/DC变换器或交错并联全桥变换器或交错并联半桥三电平DC/DC变换器。

所述的交错并联全桥变换器的两个全桥变换器之间的驱动信号依次滞后45度；所述的交错并联半桥三电平DC/DC变换器的两个半桥三电平DC/DC变换器之间的驱动信号依次滞后45度。

本发明提出一种移相软开关变换器的控制方法，通过对控制方式的微小改进来克服现有移相控制软开关变换器在轻载和空载时候损耗急剧增加而导致变换器效率降低的问题，控制简单，很容易实现工程应用。

对于移相控制全桥零电压开关DC/DC变换器而言，只有在负载大于一定值时才可以主功率管的零电压开关，这样可以消除开关主功率管带来的开关损耗，但是由于变换器原边的环流而存在环流损耗。当变换器开关管频率较高时，开关损耗占据的比例更大，因此，移相控制全桥软开关DC/DC变换器由于实现了主功率管的零电压软开关，因此消除了开关损耗，只有环流引起的环流损耗。

假设变换器的负载额定电流为aA，在负载电流为bA时实现主开关管的零电压开关，负载电流为cA时输出滤波电感电流处于临界断续状态。因此，我们按照变换器负载电流的范围来确定变换器主功率开关管的控制方式，通过在不同负载电流范围内来调节变换器的控制方式，达到减小变换器的损耗，从而提高变换器的效率。

对于移相控制半桥三电平DC/DC变换器而言，只有在负载大于一定值时才可以主功率管的零电压开关，这样可以消除开关主功率管带来的开关损耗，但是由于变换器原边的环流而存在环流损耗。当变换器开关管频率较高时，开关损耗占据的比例更大，因此，移相控制全桥软开关DC/DC变换器由于实现了主功率管的零电压软开关，因此消除了开关损耗，只有环流引起的环流损耗。

如图3所示为移相控制交错并联全桥DC/DC变换器，两路变换器的驱动信号依次滞后45度，这样以来可以使变换器输出功率加倍，二来可以减小输出纹波，从而达到减小变换器输出滤波器体积的目的。

如图4所示为移相控制交错并联半桥三电平DC/DC变换器，两路变换器的驱动信号依次滞后45度，这样以来可以使变换器输出功率加倍，二来可以减小输出纹波，从而达到减小变换器输出滤波器体积的目的。

这两种交错并联变换器同样存在两种移相控制变换器在轻载时无法实现主功率开关管的零电压开关的缺点，导致变换器在轻载时候损耗增大，导致热设计难度加大。

通过在不同负载段采用有针对性的控制方式，从而达到提高变换器效率，优化变换器热设计的目的。

本发明与现有技术相比，具有以下优点：

1、在整个负载区间都具有较高的效率，便于系统优化；

2、控制功能实现简单，便于工程设计；

3、实现方法可靠性高，便于工程应用。

附图说明

图1为基本移相全桥零电压开关DC/DC变换器的结构示意图；

图2为基本移相控制半桥三电平DC/DC变换器的结构示意图；

图3为移相控制交错并联全桥DC/DC变换器的结构示意图；

图4为移相控制交错并联半桥三电平DC/DC变换器的结构示意图；

图5为PWM控制方式与移相控制方式为串联形式的控制示意图；

图6为PWM控制方式与移相控制方式为并联形式的控制示意图；

图7为主功率变压器裕量较大时的控制时序图；且在中间负载端可以采用间歇工作模式；

图8为主功率变压器裕量较小时的控制时序图；且在中间负载端可以采用间歇工作模式；

图9为主功率变压器裕量较大时的控制时序图；

图10为主功率变压器裕量较小时的控制时序图。

具体实施方式

实施例1（湖北）

对于移相控制全桥DC/DC变换器，通过对负载电流的确定来划分主功率开关管的控制方式，从而达到减小变换器损耗，提高变换器效率的目的。

假设变换器的负载额定电流为30A，在负载电流为14A时实现主开关管的零电压开关，负载电流为5A时输出滤波电感电流处于临界断续状态。因此，我们按照变换器负载电流的范围来确定变换器主功率开关管的控制方式，通过在不同负载电流范围内来调节变换器的控制方式，达到减小变换器的损耗，从而提高变换器的效率。

假设在额定电流为30A的移相全桥DC/DC变换器中，假设负载电流在14A时实现主开关管的零电压开关，负载电流为5A时输出滤波电感电流处于临界断续状态。因此，我们按照变换器负载电流的范围来确定变换器主功率开关管的控制方式，通过在不同负载电流范围内来调节变换器的控制方式，达到减小变换器的损耗，从而提高变换器的效率。负载电流为30A～14A时采用移相控制，由于实现了主功率开关管的零电压开关，消除了开关损耗，因此，变换器效率很高。同时，此阶段的变换器开关管频率为最高开关频率，我们假设为200KHz；负载电流为14A～5A时由于负载电流已经不足以实现主功率开关管的零电压开关，同时，存在初级环流损耗，因此，此阶段采用频率固定在最高频率的开关频率，此处为200KHz，由于采用传统的PWM控制方式，因此可以消除移相控制带来的环流损耗，只有开关损耗，效率有一定的提高；负载电流为5A～0A时，输出滤波电感电流处于断续状态，因此，此阶段采用频率降低的PWM控制，相对于较高的开关频率的控制方式，由于开关频率的降低可以减小变换器的开关损耗，有利于变换器效率的提高。

对于负载电流为14A～5A时，如果变换器的主功率变压器设计裕量较大。可以在此阶段同时采用降低开关频率和PWM控制来降低变换器的损耗。

控制原理如图5、图6所示，通过采样输出负载电流信号，此信号经过负反馈补偿调节器处理，加到甄别器输入端，甄别器用来对负载所属的区段进行甄别，通过对不同负载段的划分来采用不同的控制方式，达到减小变换器损耗，提高变化效率的目的。

图5中，PWM控制方式与移相控制方式为串联形式，降频率PWM控制方式与移相控制方式在形式上为串联形式。降频控制PWM方式与移相控制方式共用一个控制芯片，通过甄别器对负载电流信号的区分来划分控制方式的划分区段，移相控制方式时PWM控制方式不对移相控制方式起作用，因此，在重载时实现了主功率开关管的软开关，因此采用移相控制方式。当负载小于一定值时，由于不能实现主功率开关管的软开关，导致损耗增加，因此此时PWM控制方式对移相控制方式起作用，此时控制方式为PWM控制方式，有利于变换器损耗的减小，从而提高了变换器效率。为了避免负载在控制方式变换点出反复变换，应该设置一定的回差，以避免控制方式的反复变换。（移相控制芯片比如UCC3895，实现移相控制方式，同时，可以对四路驱动信号通过与非门等逻辑电路构建出PWM驱动信号，通过检测输出电流，可以实现移相驱动方式与PWM驱动方式的自动切换。目前多采用数字控制方式实现电力电子设备的控制，本控制方式中，可以通过数字编程方式，以输出电流作为判断方式，在电流较小时输出PWM控制驱动信号，负载较重的时候输出移相控制方式驱动信号，通过软件程序自动切换两种控制方式）

图6中，PWM控制方式与移相控制方式为并联形式，降频率PWM控制方式与移相控制方式在形式上为并联形式。降频控制PWM方式与移相控制方式各自用一个控制芯片，每种控制方式都有自己独立的控制电路。通过甄别器对负载电流信号的区分来划分控制方式的划分区段，移相控制方式时PWM控制方式被屏蔽掉，PWM控制方式不起作用。由于在重载时实现了主功率开关管的软开关，因此采用移相控制方式。当负载小于一定值时，由于不能实现主功率开关管的软开关，导致损耗增加，因此此时PWM控制方式起作用，此时控制方式为PWM控制方式，有利于变换器损耗的减小，从而提高了变换器效率。为了避免负载在控制方式变换点出反复变换，应该设置一定的回差，以避免控制方式的反复变换。（移相控制芯片比如UCC3895，实现移相控制方式，PWM控制芯片比如UC3825、UC3846等，输出PWM控制方式驱动信号，通过检测输出电流，可以实现UCC3895与UC3525之间工作的自动切换，从而实现移相驱动方式与PWM驱动方式的自动切换。目前多采用数字控制方式实现电力电子设备的控制，本控制方式中，可以通过数字编程方式，以输出电流作为判断方式，在电流较小时输出PWM控制驱动信号，负载较重的时候输出移相控制方式驱动信号，通过软件程序自动切换两种控制方式）

总的来说有图7和图8两种控制方式，区别主要在于轻载段所采用的控制方式，此控制方式与实际设计变压器时的裕量有关。

下面仔细分析本专利提出的控制思想的控制原理。

为了分析简单，我们假设额定负载为30A，负载电流为14A时实现主功率开关管的零电压开关，负载电流为5A时输出滤波电感电流处于断续状态。亦即，图7和图8中a=5A，b＝14A，c＝30A。

14A＜Ia≤30A

由于此时已经实现变换器原边主功率开关管的零电压开关，因此可以忽略主功率MOS管的开关损耗，则此时只有初级的环流损耗。因此，可以将此负载电流段设在工作频率的最高段。因此，此工作段的主功率MOS管的开关频率定在最高工作频率点（最高频率点的确定需要根据功率等级、拓扑结构以及变压器设计等，此处取最高工作频率为135kHz，最小工作频率主要取决于变压器和电感等磁原件设计，此处取65kHz），此处设为f_max。此阶段开关频率为135kHz，控制方式为移相控制方式。

控制芯片可以选择UCC3895或者采用数字控制方式实现该控制驱动信号。为了便于分析，对输入电压390VDC，输出电压54VDC的通信电源进线分析。变压器变比为26/5。在该电流段中，系统采用移相控制方式来控制原边4个开关管，其中Q3、Q4为超前桥臂，两个器件的驱动信号互补且有死区时间，Q1、Q2为滞后桥臂，两个器件的驱动信号互补且有死区时间。Q3、Q4分别超前Q1、Q2驱动信号一个角度，通过改变该超前角度时间来控制输出电压，实现闭环控制。

5A＜Ia≤14A

由于此时输出滤波电感电流处于连续状态，而主功率MOS管由于负载电流不足，已经不能够实现主功率开关管的零电压开关，因此，除了环流损耗外，还有主功率开关管的开关损耗，并且开关损耗与开关频率成正比。而对于传统PWM控制的硬开关全桥变换器而言，只有开关损耗，而没有移相控制全桥变换器的环流损耗。因此，在轻载时将电路的控制方式切换为PWM控制。因此，PWM控制方式中对角开关管为同一驱动信号，上下开关管的驱动信号互补，如图1所示电路，Q1、Q4为同一驱动信号，Q2、Q3为同一驱动信号，Q1与Q2的驱动信号互补，Q3与Q4的驱动信号互补。由于要在负载电流变化的时候改变变换器的控制方式，因此，可以通过环路来调节变换器的控制方式，实现变换器控制方式变化的连续性。此阶段的开关频率依据主功率变压器的设计裕量，如果主功率变压器设计的裕量较大，降低开关管开关频率不会导致主功率变压器饱和，这样可以在此阶段采用图7所示的控制方式，即采用开关频率降低的PWM控制（开关频率的降低可以采用在最高与最低之间线性变化，开关频率的范围应该在设置的最高与最低频率之间，此处为开关频率在135kHz～65kHz之间）。采用PWM控制可以消除移相控制的环路损耗和较大的开关损耗，达到减小变换器损耗的目的。也可以采用开关管间歇工作方式，此工作方式相当于减小变换器驱动信号的有效占空比。如果主功率变压器设计的裕量较小，降低开关频率会导致主功率变压器饱和，因此，采用PWM控制方式，此时开关频率还是为移相控制时候的开关频率，f=f_max。由于采用PWM控制，以来消除了移相控制的环流损耗；二来减小了开关管的开关损耗。（此阶段的开关频率为135kHz，控制方式变换为PWM控制方式）。

如果主功率变压器设计有较大的裕量，这样当变换器开关管频率降低的时候据不会因为变压器原边所加伏秒增大而导致的变压器饱和，则可以降低主功率变压器原边所加功率信号的频率。因此，如果主功率变压器设计有较大的裕量，在此阶段可同时降低变换器主功率开关管的开关频率和采用PWM控制，这样，采用PWM控制方式可消除移相控制时存在的环流损耗，降低变换器主功率开关管的开关频率则可以减小开关损耗，因此，可以同时采用PWM控制和降低开关频率来降低变换器损耗，提高轻载时的变换器效率。（在该工作区间，采用线性降低开关频率的PWM控制方式，消除了移相控制的环流损耗，同时，通过降低开关频率，减小了开关损耗。通过采用降低开关频率的PWM控制方式，达到减小系统损耗，提高系统变换效率的目的。）

该控制区间，Q1、Q4为同一个驱动信号，占空比相同，频率相同；Q2、Q3为同一个驱动信号，占空比相同，频率相同。Q2与Q1的驱动信号差半个开关周期。此处开关频率为135kHz，通过更改Q1的占空比来达到闭环控制的目的。根据实际测试数据，如果该阶段损耗任然较大，可以在该区间采用逐步降低开关频率的PWM控制方式，亦即开关管的开关频率由135kHz根据负载逐渐降低，达到降低损耗、提高效率的目的。频率降低的幅度需要在前期设计阶段根据输入电压范围、负载电流范围、功率变压器参数、功率电感参数等综合考虑，优化的目标是系统效率提高，损耗减小。

0A≤Ia≤5A

由于此时输出差模滤波电感电流处于断续状态，因此，主功率管采用频率降低的PWM控制，此时f=f_min。由于传统硬开关全桥变换器的开关损耗和变换器开关管频率成正比。因此，通过降低开关频率可以降低变换器的开关损耗，从而有利于提高变换器的效率。当然，本阶段通过可以采用间歇工作模式，原理同样是减少开关管的开关此时，从而减小开关损耗。但是，间歇工作模式本质是减小变换器的有效占空比，会导致效率有一定的降低。因此，相比较而言，降低开关频率有较大的有效占空比，效率相对较高。（此阶段开关频率为65kHz，控制方式为PWM控制，通过最低开关频率来进一步减小开关损耗。）

该负载区间，控制方式为PWM控制方式，Q1、Q4为同一个驱动信号，占空比相同，频率相同；Q2、Q3为同一个驱动信号，占空比相同，频率相同。Q2与Q1的驱动信号差半个开关周期。此处开关频率为65kHz，通过更改Q1的占空比来达到闭环控制的目的。该控制区间负载电流较小，因此，随着负载电流的减小，可以有PWM控制方式和间歇工作两种模式，目标为减小系统损耗，提高系统效率。

为了验证本文给出了控制方式的实际效果，进线了相关样机测试数据对比。

对于一台输入电压220VAC、输出电压54V/30A的DC/DC变换器，我们根据全移相控制和本文提出的控制方式进行了小胡曲线对比，实测数据显示，在半载与轻载可以减小变换器损耗，提高系统变换效率，有利于减小散热器体积。Q1、Q4为同一个驱动信号，占空比相同，频率相同；Q2、Q3为同一个驱动信号，占空比相同，频率相同。Q2与Q1的驱动信号差半个开关周期。下面是实际测试的数据：

表1 采用移相控制方式的测试数据为：

输出电压	输出电流	输出功率	输入功率	效率
					53.5	2	107	132	0.810606
53.5	5	267.5	313	0.854633
					53.5	8	428	486	0.880658
53.5	10	535	590	0.90678
					53.5	13	695.5	762	0.91273
53.5	15	802.5	875	0.917143
					53.5	18	963	1046	0.92065
53.5	20	1070	1159	0.92321
					53.5	23	1230.5	1329	0.925884
53.5	25	1337.5	1451	0.921778
					53.5	28	1498	1628	0.920147
53.5	30	1605	1748	0.918192

表2 是采用本方案提出的控制方式的实际测试数据：

输出电压	输出电流	输出功率	输入功率	效率
					53.5	2	107	130	0.823077
53.5	5	267.5	310	0.862903
					53.5	8	428	480	0.891667
53.5	10	535	587	0.911414
					53.5	13	695.5	759	0.916337
53.5	15	802.5	871	0.921355
					53.5	18	963	1046	0.92065
53.5	20	1070	1159	0.92321
					53.5	23	1230.5	1329	0.925884
53.5	25	1337.5	1451	0.921778
					53.5	28	1498	1628	0.920147
53.5	30	1605	1748	0.918192

从上面两组实际测试数据对比可以看出，在半载以下采用本方案提出的控制方式，可以减少整机损耗，在相同输出功率的时候可以减小输入功率，从而可以提高系统整机效率，优化整机系统性能。

因此，对于移相控制的全桥变换器、移相控制半桥三电平DC/DC变换器、移相控制交错并联全桥变换器和移相控制交错并联半桥三电平DC/DC变换器而言，由于都存在负载轻载时难以实现主功率开关管的软开关，从而导致变换器损耗增加，热设计和难优化。总体而言，可以有以下两种优化控制方式：

1、如图9所示，主功率变压器设计裕量较大，降低开关频率不会导致主功率变压器饱和，在可以实现主功率开关管软开关的负载段，如图所示在b＜Ia≤c时，采用移相控制，此时f=fmax，这样可以减小开关损耗，有利于变换器效率的提高；a＜Ia≤b时，采用PWM控制方式，同时降低开关管频率，此时fmin＜f＜fmax，一来采用PWM控制可以减小环流损耗和开关损耗，二来降低开关频率可以进一步减小开关损耗，有利于变换器效率的提高；0≤Ia≤a时，采用PWM控制方式，此时f=fmin，这样可以使得变换器损耗减小，有利于变换器效率的提高。

2、如图10所示，主功率变压器设计裕量较小，降低开关频率会导致主功率变压器饱和，因此，在可以实现主功率开关管软开关的负载段，如图所示在b＜Ia≤c时，采用移相控制，此时f=fmax，这样可以减小开关损耗，有利于变换器效率的提高；a＜Ia≤b时，采用PWM控制方式，此时f=fmax，采用PWM控制可以减小环流损耗和开关损耗，有利于变换器效率的提高；0≤Ia≤a时，采用PWM控制方式，此时f=fmin，这样可以使得变换器损耗减小，有利于变换器效率的提高。

本文中所描述的具体实施例仅仅是对本发明精神作举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做各种各样的修改或补充或采用类似的方式替代，但并不会偏离本发明的精神或者超越所附权利要求书所定义的范围。

Claims (4)

1.一种移相软开关变换器的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1、采集与主功率变压器的付边连接的整流滤波模块的输出电流Ia；

步骤2、设定负载额定电流为aA，负载电流为bA时与主功率变压器连接的变换器实现主开关管的零电压开关，负载电流为cA时整流滤波模块的输出电流处于临界断续状态，

当b<Ia≤c时，变换器采用移相控制；

当a<Ia≤b时，变换器采用PWM控制或者降频率的PWM控制；

当0≤Ia≤a时，变换器采用PWM控制。

2.根据权利要求1所述的一种移相软开关变换器的控制方法，其特征在于，在步骤2中，

若降低变换器的开关频率不会导致主功率变压器饱和，则

当b<Ia≤c时，移相控制的控制频率为fmax，

当a<Ia≤b时，变换器采用降频率的PWM控制，即fmin≤降频率的PWM控制的频率≤fmax， 

当0≤Ia≤a时，PWM控制的控制频率为fmin；

若降低变换器的开关频率导致主功率变压器饱和，则

当a<Ia≤c时，移相控制的控制频率为fmax，

当a<Ia≤b时，变换器采用PWM控制，即PWM控制的频率为fmax， 

当0≤Ia≤a时，PWM控制的控制频率为fmin，

其中fmax为变换器的功率开关管最高工作频率，fmin为变换器的功率开关管最低工作频率。

3.根据权利要求1~2所述的任意一种移相软开关变换器的控制方法，其特征在于，所述的变换器为全桥变换器或半桥三电平DC/DC变换器或交错并联全桥变换器或交错并联半桥三电平DC/DC变换器。

4.根据权利要求3所述的一种移相软开关变换器的控制方法，其特征在于，所述的交错并联全桥变换器的两个全桥变换器之间的驱动信号依次滞后45度；所述的交错并联半桥三电平DC/DC变换器的两个半桥三电平DC/DC变换器之间的驱动信号依次滞后45度。

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