CN111865097A - 一种zvs移相全桥dc-dc电路 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种ZVS移相全桥DC‑DC电路，包括移相全桥电路，反激电路以及主控UCC28950模块；移相全桥电路输入端与高压直流电连接，输出端与负载相连，输出为直流电压，利用开关管的寄生电容与谐振电感谐振，实现零电压开关。反激电路输入端与移相全桥电路输入端相连，两路输出分别为15V与12V，15V用于给反激控制芯片供电，12V用于移相全桥电路以及主控UCC28950模块供电。本发明的ZVS移相全桥DC‑DC电路能够实现软开关，减少开关损耗，增大变换器的转换效率，同时增大了开关频率，从而减小了变压器尺寸，使整个变换器的体积大大减小。

Description

一种ZVS移相全桥DC-DC电路
技术领域
本发明属于充电电源技术领域，涉及一种高频高效率的电池充电系统，具体涉及一种可以将高压的直流电转换为低压直流电的变换器，减少了开关带来的能量损耗，提高了充电器的转化效率，减小对电网的污染。
背景技术
随着电力电子装置的广泛运用，开关电源的功率要求不断提高。随着功率提升，在设计时就需要更大的变压器和电感这势必造成变换器的体积越来越大。近年来，随着半导体技术的提升，开关管的质量不断提高，能够实现的开关频率越来越高，提高开关频率可以在满足功率要求下大大减小变换器的体积，但开关频率提高使得开关损耗增加，这大大降低了变换器的转换效率。
对于DC-DC变换器，常用的非隔离变换器有BUCK变换器、BOOST变换器、BUCK-BOOST变换器以及Cuk变换器等等，常用隔离型变换器有正激变换器、反激变换器、推挽变换器、半桥变换器以及全桥变换器。一般在大功率场合通常使用全桥变换器，该结构具有输出功率大、开关管电压应力与电流应力小、以及效率高等优点。
故，针对现有技术的缺陷，实有必要提出一种技术方案以解决现有技术存在的技术问题。
发明内容
本发明针对现有技术的不足，提供了一种ZVS移相全桥DC-DC电路，用以克服传统DC-DC变换器，在提升开关频率时，效率低下的问题。
为了克服现有技术的缺陷，本发明的技术方案如下：
一种ZVS移相全桥DC-DC电路，包括移相全桥电路，反激电路以及主控UCC28950模块。移相全桥电路输入端与高压直流电连接，输出端与负载相连，输出为直流电压，利用开关管的寄生电容与谐振电感谐振，实现零电压开关。反激电路输入端与移相全桥电路输入端相连，两路输出分别为15V与12V，15V用于给反激控制芯片供电，12V用于移相全桥电路以及主控UCC28950模块供电。
所述的移相全桥电路包括15个电阻R1-R15，18个电容C1-C18，7个二极管D1-D7，两个电感L1和L2，4个MOS管QA-QB，一个电流互感器T1，一个隔离变压T2，两个栅极隔离驱动变压器T3与T4以及两片驱动芯片U1与U2；电容C1一端与高压直流输入端正极VIN连接，另一端与高压直流输入端负极PGND连接，电阻R1、R2和R3串联之后与电容C1并联，电流互感器T1的2脚与VIN连接，1脚与MOS管QA的漏极连接，5脚与电阻R4以及二极管D1的正极连接，3脚与电阻R4的另一端连接，二极管D1的负极与电阻R5连接，并且该端作为CS输出，R5的另一端与SGND连接，MOS管QA的栅极通过电阻R6与栅极隔离驱动变压器T3的5脚连接，栅极与源极之间通过电阻R7连接，源极又与栅极隔离驱动变压器T3的4脚连接，MOS管QB的漏极与MOS管QA的源极连接，栅极通过电阻R8与栅极隔离驱动变压器T3的1脚连接，栅极与源极之间通过电阻R9连接，源极又与栅极隔离驱动变压器T3的2脚连接并连接至PGND，栅极隔离驱动变压器T3的7脚与肖特基二极管D4的负极以及UCC27324驱动芯U1的5脚相连，9脚与电容C16一端连接，C16另一端与电阻R14一端连接，R14另一端与肖特基二极管D5的负极连接，肖特基二极管D4的正极与肖特基二极管D5的正极连接并连接至SGND，UCC27324驱动芯U1的1脚悬空，2脚连接OUTA，3脚连接SGND，4脚连接OUTB，6脚连接电容C17与+12V，8脚悬空，C17的另一端连接SGND，MOS管QC的漏极与MOS管QA的漏极连接，栅极通过电阻R10与栅极隔离驱动变压器T4的5脚连接，栅极与源极之间通过电阻R11连接，源极又与栅极隔离驱动变压器T4的4脚连接，MOS管QD的漏极与MOS管QC的源极连接，栅极通过电阻R12与栅极隔离驱动变压器T4的1脚连接，栅极与源极之间通过电阻R13连接，源极又与栅极隔离驱动变压器T4的2脚连接并连接至PGND，栅极隔离驱动变压器T4的7脚与肖特基二极管D6的负极以及UCC27324驱动芯U2的5脚相连，9脚与电容C18一端连接，C18另一端与电阻R15一端连接，R15另一端与肖特基二极管D7的负极连接，肖特基二极管D6的正极与肖特基二极管D7的正极连接并连接至SGND，UCC27324驱动芯U2的1脚悬空，2脚连接OUTC，3脚接SGND，4脚连接OUTD，6脚连接电容C19与+12V，8脚悬空，C19的另一端连接SGND，谐振电感L1一端与MOS管QA的源极以及MOS管QB的漏极连接，另一端隔离变压器T2的9脚连接，隔离变压器T2的1脚与MOS管QC的源极以及MOS管QD的漏极连接,10脚连接整流二极管D3正极，14脚连接输出端负极，18脚连接整流二极管D2的正极，整流二极管D2与D3的负极连接并连接至滤波电感L2，滤波电感L2的另一端连接至输出端正极，电容C2-C15并联，正极与Vo连接，负极与GND连接；所述的电流互感器T1的1脚与2脚之间为一绕组，3脚和5脚之间为一绕组，2脚和5脚互为同名端，隔离变压器T2的1脚与9脚之间为一绕组，10脚与18脚之间为一绕组，14脚为中间抽头，9脚、14脚和18脚互为同名端，栅极隔离驱动变压器T3和T4的1脚与2脚之间为一绕组，4脚与5脚之间为一绕组，7脚与9脚之间为一绕组，1脚、4脚以及7脚互为同名端。
所述的反激电路包括光耦U1，可控精密稳压源U2，反激控制芯片U3，10个电阻R1-R10，8个电容C1-C8，4个二极管D1-D4，一个隔离变压器T1以及一个滤波电感L1；电阻R1与R2串联，一端连接+12V，另一端连接SGND，R1与R2的连接点与可控精密稳压源U2的R脚连接，电容C1一端连接可控精密稳压源U2的R脚，另一端连接电阻R3，R3另一端连接连接可控精密稳压源U2的K脚，可控精密稳压源U2的A脚连接SGND，光耦U1的1脚通过电阻R4与+12V-1连接，2脚与可控精密稳压源U2的K脚连接，3脚连接SGND，4脚与反激控制芯片U3的3脚连接，电容C2一端与反激控制芯片U3的3脚以及光耦U1的4脚连接，另一端连接PGND，反激控制芯片U3的1脚连接PGND，2脚与+15V连接，4脚通过电阻R5与PGND连接，5脚通过电阻R7与R6连接VIN，6-8脚连接隔离变压器T1的3脚，电阻R8与电容C1并联，一端连接VIN，另一端连接二极管D1的负极，二极管D1的正极连接隔离变压器T1的3脚，隔离变压器T1的1脚连接VIN，5脚连接电阻R9，7脚连接PGND，8脚连接GND，10脚连接整流二极管D4的正极，R9的另一端连接整流二极管D2的正极，整流二极管D2的负极连接电解电容C6的正极以及二极管D3的正极，电解电容C6的负极连接PGND，二极管D3的负极连接电解电容C5的正极以及+15V，电解电容C5的的负极连接PGND，电容C4一端连接+15V，另一端连接PGND，整流二极管D4的负极连接电解电容C7的正极以及+12V-1，电解电容C7的负极连接SGND，+12V与+12V-1之间通过滤波电感L1连接，电解电容C8正极连接12V，负极连接SGND，电阻R10一端连接+12V，另一端连接SGND；所述的光耦U1为PC817，可控精密稳压源U2为TL431，反激控制芯片U3为FSL126HR，隔离变压器T1的1脚与3脚之间为一绕组，5脚与7脚之间为一绕组，8脚与10脚之间为一绕组，其中3脚、5脚和10脚互为同名端。
所述的主控UCC28950模块包括芯片U1，23个电阻R1-R23，7个电容C1-C7；电阻R1一端与输出端VOUT连接，另一端与电阻R2连接，电阻R2另一端与电阻R3以及芯片U1的3脚连接，电阻R3另一端连接SGND，电阻R4与电容C1串联并于电容C2并联，一端与芯片U1的3脚连接，另一端与芯片U1的4脚连接，电容C4与电阻R7并联，一端连接芯片U1的5脚，另一端连接SGND，电阻R5与电阻R6串联并于电容C3并联一端连接芯片U1的1脚，另一端连接SGND，电阻R5与R6的连接点与芯片U1的2脚连接，芯片U1的6脚通过电阻R8与SGND连接，7脚通过电阻R9与SGND连接，8脚通过电阻R10与SGND连接，9脚通过电阻R11与SGND连接，10脚通过电阻R12与1脚连接，11脚通过电阻R13与SGND连接，13脚连接SGND，14脚通过电阻R14连接至+12V，15-20脚分别连接OUTA-OUTF，21脚连接SYNC，22脚通过电阻R23与CS连接，电阻R15、R16和R17串联，一端连接芯片U1的1脚，另一端连接SGND，电阻R15与电阻R16之间的连接点与芯片U1的24脚连接，电阻R18、R19和R20串联，一端连接芯片U1的1脚，另一端连接SGND，电阻R18与电阻R19之间的连接点与芯片U1的23脚连接，电阻R21和R22串联，一端连接芯片U1的1脚，另一端连接SGND，电阻R21与电阻R22之间的连接点与芯片U1的12脚连接，电容C7连接芯片U1的22脚，另一端连接SGND。所述芯片U1是UCC27324。
本发明具有的有益效果：
本发明在全桥变换器的基础上对其结构进行改进，在原有结构的基础上添加了一个谐振电感，利用MOS管自带的寄生电容与谐振电感谐振，合理设置死区时间实现各开关管的零点压开关，调节全桥两桥臂之间的相位差实现输出电压的调节，其具有高功率性能以及低电磁干扰等特点。
附图说明
图1为本发明的电路原理框图；
图2为本发明中移相全桥电路的电路图；
图3为本发明中反激电路的电路图；
图4为本发明中UCC28950模块的电路图；
图5为本发明中移相全桥电路的拓扑图；
图6为本发明中移相全桥工作状态1等效电路图；
图7为本发明中移相全桥工作状态2等效电路图；
图8为本发明中移相全桥工作状态3等效电路图；
图9为本发明中移相全桥工作状态4等效电路图；
图10为本发明中移相全桥工作状态5等效电路图；
图11为本发明中移相全桥工作状态6等效电路图；
图12为本发明中移相全桥工作状态7等效电路图；
图13为本发明中移相全桥工作状态8等效电路图；
图14为本发明中移相全桥工作状态9等效电路图；
图15为本发明中移相全桥工作状态10等效电路图；
图16为本发明中移相全桥工作状态11等效电路图；
图17为本发明中移相全桥工作状态12等效电路图；
图18为本发明中移相全桥工作原理波形图；
具体实施方式
以下将结合附图对本发明提供的技术方案作进一步说明。
现有技术中，提升变换器功率同时不使体积过大一般采用多路并联以及提升开关频率的方法。多路并联的方法需要成倍增加器件并且需要均流控制，设计比较复杂，而提升开关频率则会降低转换效率，虽然可以使用损耗较小的功率器件，但这增加的变换器的制作成本。
本发明的技术构思是在不增加功率器件的情况下，通过增加的滤波电感与MOS管的寄生电容之间的谐振，使MOS管的VDS存在为零的时刻，在这个时间段内开关MOS以达到零点压开关即软开关的效果，大幅度减少了开关损耗。
为了解决现有技术存在的技术问题，本设计提出一种ZVS(零电压开关)移相全桥DC-DC电路，包括移相全桥电路，反激电路以及主控UCC28950模块。移相全桥电路输入端与高压直流电连接，输出端与负载相连，输出为直流电压，利用开关管的寄生电容与谐振电感谐振，实现零电压开关。反激电路输入端与移相全桥电路输入端相连，两路输出分别为15V与12V，15V用于给反激控制芯片供电，12V用于移相全桥电路以及主控UCC28950模块供电。
所述的移相全桥电路包括15个电阻R1-R15，18个电容C1-C18，7个二极管D1-D7，两个电感L1和L2，4个MOS管QA-QB，一个电流互感器T1，一个隔离变压T2，两个栅极隔离驱动变压器T3与T4以及两片驱动芯片U1与U2；电容C1一端与高压直流输入端正极VIN连接，另一端与高压直流输入端负极PGND连接，电阻R1、R2和R3串联之后与电容C1并联，电流互感器T1的2脚与VIN连接，1脚与MOS管QA的漏极连接，5脚与电阻R4以及二极管D1的正极连接，3脚与电阻R4的另一端连接，二极管D1的负极与电阻R5连接，并且该端作为CS输出，R5的另一端与SGND连接，MOS管QA的栅极通过电阻R6与栅极隔离驱动变压器T3的5脚连接，栅极与源极之间通过电阻R7连接，源极又与栅极隔离驱动变压器T3的4脚连接，MOS管QB的漏极与MOS管QA的源极连接，栅极通过电阻R8与栅极隔离驱动变压器T3的1脚连接，栅极与源极之间通过电阻R9连接，源极又与栅极隔离驱动变压器T3的2脚连接并连接至PGND，栅极隔离驱动变压器T3的7脚与肖特基二极管D4的负极以及UCC27324驱动芯U1的5脚相连，9脚与电容C16一端连接，C16另一端与电阻R14一端连接，R14另一端与肖特基二极管D5的负极连接，肖特基二极管D4的正极与肖特基二极管D5的正极连接并连接至SGND，UCC27324驱动芯U1的1脚悬空，2脚连接OUTA，3脚连接SGND，4脚连接OUTB，6脚连接电容C17与+12V，8脚悬空，C17的另一端连接SGND，MOS管QC的漏极与MOS管QA的漏极连接，栅极通过电阻R10与栅极隔离驱动变压器T4的5脚连接，栅极与源极之间通过电阻R11连接，源极又与栅极隔离驱动变压器T4的4脚连接，MOS管QD的漏极与MOS管QC的源极连接，栅极通过电阻R12与栅极隔离驱动变压器T4的1脚连接，栅极与源极之间通过电阻R13连接，源极又与栅极隔离驱动变压器T4的2脚连接并连接至PGND，栅极隔离驱动变压器T4的7脚与肖特基二极管D6的负极以及UCC27324驱动芯U2的5脚相连，9脚与电容C18一端连接，C18另一端与电阻R15一端连接，R15另一端与肖特基二极管D7的负极连接，肖特基二极管D6的正极与肖特基二极管D7的正极连接并连接至SGND，UCC27324驱动芯U2的1脚悬空，2脚连接OUTC，3脚接SGND，4脚连接OUTD，6脚连接电容C19与+12V，8脚悬空，C19的另一端连接SGND，谐振电感L1一端与MOS管QA的源极以及MOS管QB的漏极连接，另一端隔离变压器T2的9脚连接，隔离变压器T2的1脚与MOS管QC的源极以及MOS管QD的漏极连接,10脚连接整流二极管D3正极，14脚连接输出端负极，18脚连接整流二极管D2的正极，整流二极管D2与D3的负极连接并连接至滤波电感L2，滤波电感L2的另一端连接至输出端正极，电容C2-C15并联，正极与Vo连接，负极与GND连接；所述的电流互感器T1的1脚与2脚之间为一绕组，3脚和5脚之间为一绕组，2脚和5脚互为同名端，隔离变压器T2的1脚与9脚之间为一绕组，10脚与18脚之间为一绕组，14脚为中间抽头，9脚、14脚和18脚互为同名端，栅极隔离驱动变压器T3和T4的1脚与2脚之间为一绕组，4脚与5脚之间为一绕组，7脚与9脚之间为一绕组，1脚、4脚以及7脚互为同名端。
所述的反激电路包括光耦U1，可控精密稳压源U2，反激控制芯片U3，10个电阻R1-R10，8个电容C1-C8，4个二极管D1-D4，一个隔离变压器T1以及一个滤波电感L1；电阻R1与R2串联，一端连接+12V，另一端连接SGND，R1与R2的连接点与可控精密稳压源U2的R脚连接，电容C1一端连接可控精密稳压源U2的R脚，另一端连接电阻R3，R3另一端连接连接可控精密稳压源U2的K脚，可控精密稳压源U2的A脚连接SGND，光耦U1的1脚通过电阻R4与+12V-1连接，2脚与可控精密稳压源U2的K脚连接，3脚连接SGND，4脚与反激控制芯片U3的3脚连接，电容C2一端与反激控制芯片U3的3脚以及光耦U1的4脚连接，另一端连接PGND，反激控制芯片U3的1脚连接PGND，2脚与+15V连接，4脚通过电阻R5与PGND连接，5脚通过电阻R7与R6连接VIN，6-8脚连接隔离变压器T1的3脚，电阻R8与电容C1并联，一端连接VIN，另一端连接二极管D1的负极，二极管D1的正极连接隔离变压器T1的3脚，隔离变压器T1的1脚连接VIN，5脚连接电阻R9，7脚连接PGND，8脚连接GND，10脚连接整流二极管D4的正极，R9的另一端连接整流二极管D2的正极，整流二极管D2的负极连接电解电容C6的正极以及二极管D3的正极，电解电容C6的负极连接PGND，二极管D3的负极连接电解电容C5的正极以及+15V，电解电容C5的的负极连接PGND，电容C4一端连接+15V，另一端连接PGND，整流二极管D4的负极连接电解电容C7的正极以及+12V-1，电解电容C7的负极连接SGND，+12V与+12V-1之间通过滤波电感L1连接，电解电容C8正极连接12V，负极连接SGND，电阻R10一端连接+12V，另一端连接SGND；所述的光耦U1为PC817，可控精密稳压源U2为TL431，反激控制芯片U3为FSL126HR，隔离变压器T1的1脚与3脚之间为一绕组，5脚与7脚之间为一绕组，8脚与10脚之间为一绕组，其中3脚、5脚和10脚互为同名端。
所述的主控UCC28950模块包括芯片U1，23个电阻R1-R23，7个电容C1-C7；电阻R1一端与输出端VOUT连接，另一端与电阻R2连接，电阻R2另一端与电阻R3以及芯片U1的3脚连接，电阻R3另一端连接SGND，电阻R4与电容C1串联并于电容C2并联，一端与芯片U1的3脚连接，另一端与芯片U1的4脚连接，电容C4与电阻R7并联，一端连接芯片U1的5脚，另一端连接SGND，电阻R5与电阻R6串联并于电容C3并联一端连接芯片U1的1脚，另一端连接SGND，电阻R5与R6的连接点与芯片U1的2脚连接，芯片U1的6脚通过电阻R8与SGND连接，7脚通过电阻R9与SGND连接，8脚通过电阻R10与SGND连接，9脚通过电阻R11与SGND连接，10脚通过电阻R12与1脚连接，11脚通过电阻R13与SGND连接，13脚连接SGND，14脚通过电阻R14连接至+12V，15-20脚分别连接OUTA-OUTF，21脚连接SYNC，22脚通过电阻R23与CS连接，电阻R15、R16和R17串联，一端连接芯片U1的1脚，另一端连接SGND，电阻R15与电阻R16之间的连接点与芯片U1的24脚连接，电阻R18、R19和R20串联，一端连接芯片U1的1脚，另一端连接SGND，电阻R18与电阻R19之间的连接点与芯片U1的23脚连接，电阻R21和R22串联，一端连接芯片U1的1脚，另一端连接SGND，电阻R21与电阻R22之间的连接点与芯片U1的12脚连接，电容C7连接芯片U1的22脚，另一端连接SGND。所述芯片U1是UCC27324。
其中图5为ZVS移相全桥的拓扑结构图，一共4个MOS管Q1-Q4，Lr为谐振电感，Lp为隔离变压器初级电感，Lout为输出滤波电感，电容C1-C4、二极管D1-D4分别为MOS管Q1-Q4寄生电容和寄生二极管，二极管DR1和DR2为整流二极管，电容Co为输出滤波电容,Q1与Q2组成的桥臂为超前臂，Q3与Q4组成的桥臂为滞后臂。
ZVS移相全桥一个周期一共12种工作状态，图6所示为工作状态1的等效电路图，该工作状态为正半周能量传递过程，MOS管Q1与Q4导通、Q2与Q4关断，此时电流从A流向B，次级侧二极管DR1导通，DR2截至，此时UAB＝Vin，AB之间的等效电感如式(1)所示：
L＝Lr+n2Lout≈n2Lout (1)
初级侧电流ip从初始值I1升至最大峰值Ip，其计算公式如式(2)所示：
Figure BDA0002657010720000111
其中t1-t0为此状态持续时间。
当到达设定占空比后，Q1关闭进入工作状态2，如图7所示为超前臂谐振过程，此时电容C1开始充电，C2开始放电，A点电压逐渐降低，初级电流Ip也缓慢下降，由于等效电感很大，因此可以将电感视为恒流源。电容C1与C2两端电压与时间关系如式(3)和式(4)所示：
Figure BDA0002657010720000112
Figure BDA0002657010720000113
由此可知，当C2电压为零时之后使Q2导通，因此Q1与Q2之间的死区时间计算如式(5)所示，其中C1＝C2＝Coss。
Figure BDA0002657010720000114
该工作状态持续时间为t1-t2。
图8所示的状态为ip正半周期续流过程，此时电容C2电压为0，Q2的寄生二极管导通，在t3时刻之前将Q2导通实现零点压开通，UAB＝0V，t3时刻初级测电流下降为I2。
图9所示为Q4关断后滞后臂谐振过程，此时C3开始放电，C4开始充电，此阶段DR1与DR2同时导通，因此输出滤波电感的反射被切断，等效电感等于谐振电感Lr，因此C3与C4的两端电压变化迅速，计算公式如式(6)-式(8)所示：
Figure BDA0002657010720000121
Figure BDA0002657010720000122
UC3＝Vin-ZPZPI2sinωt (8)
其中C3＝C4＝Coss。Q3与Q4之间的死区时间计算如式(9)所示：
Figure BDA0002657010720000123
此工作状态持续时间为t3-t4。
图10所示为滞后臂谐振结束后的续流过程，此时C3电荷被抽干，D3导通，此时原边电流ip迅速下降，在t5时刻降为零，Q3与Q4之间的死区时间应控制在t4与t5之间，即Q3在这个时间段内导通实现零点压导通。
图11所示的原边电流从零开始负向增大的过程，D3自然关断，原边电流以相同速率从0降低到-I1，此时UAB＝-Vin。此过程持续时间为t5-t6。
图12所示为负半周能量传输过程，MOS管Q2与Q3导通、Q1与Q4关断，此时电流从B流向A，次级侧二极管DR2导通，DR1截至，此时UAB＝-Vin，AB之间的等效电感与式(1)相同,初级侧电流ip从初始值-I1降至最小峰值-Ip，其计算公式如式(10)所示：
Figure BDA0002657010720000124
其中t6-t7为此状态持续时间。
图13所示为滞后臂谐振过程，在t7时刻Q3关断，此时电容C3开始充电，C4开始放电，B点电压逐渐降低，初级电流ip也缓慢下降，由于等效电感很大，因此可以将电感视为恒流源。电容C1与C2两端电压与时间关系如式(11)和式(12)所示：
Figure BDA0002657010720000131
Figure BDA0002657010720000132
由此可知，当C4电压为零时之后使Q4导通，因此Q3与Q4之间的死区时间计算如式(5)所示，其中C3＝C4＝Coss。
Figure BDA0002657010720000133
该工作状态持续时间为t7-t8。
图14所示的状态为ip负半周期续流过程，此时电容C4电压为0，Q4的寄生二极管导通，在t8时刻之前将Q4导通实现零点压开通，UAB＝0V，t8时刻初级测电流上升为-I2。
图15所示为Q2关断后滞后臂谐振过程，此时C1开始放电，C2开始充电，此阶段DR1与DR2同时导通，因此输出滤波电感的反射被切断，等效电感等于谐振电感Lr，因此C1与C2的两端电压变化迅速，计算公式如式(6)-式(8)所示：
Figure BDA0002657010720000134
Figure BDA0002657010720000135
UC3＝Vin-ZPZPI2sinωt (8)
其中C1＝C2＝Coss。Q1与Q2之间的死区时间计算如式(9)所示：
Figure BDA0002657010720000136
此工作状态持续时间为t9-t10。
图16所示为超前臂臂谐振结束后的续流过程，此时C1电荷被抽干，D1导通，此时原边电流ip迅速上升，在t11时刻升至零，Q1与Q2之间的死区时间应控制在t10与t11之间，即Q1在这个时间段内导通实现零点压导通。
图17所示的原边电流从零开始正向增大的过程，D1自然关断，原边电流以相同速率从0增大到I1，此时UAB＝Vin。此过程持续时间为t11-t12。
具体各波形如图18所示。
以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (1)

1.一种ZVS移相全桥DC-DC电路，其特征在于，包括移相全桥电路，反激电路以及主控UCC28950模块；移相全桥电路输入端与高压直流电连接，输出端与负载相连，输出为直流电压，利用开关管的寄生电容与谐振电感谐振，实现零电压开关；反激电路输入端与移相全桥电路输入端相连，两路输出分别为15V与12V，15V用于给反激控制芯片供电，12V用于移相全桥电路以及主控UCC28950模块供电；
所述的移相全桥电路包括15个电阻R1-R15，18个电容C1-C18，7个二极管D1-D7，两个电感L1和L2，4个MOS管QA-QB，一个电流互感器T1，一个隔离变压T2，两个栅极隔离驱动变压器T3与T4以及两片驱动芯片U1与U2；电容C1一端与高压直流输入端正极VIN连接，另一端与高压直流输入端负极PGND连接，电阻R1、R2和R3串联之后与电容C1并联，电流互感器T1的2脚与VIN连接，1脚与MOS管QA的漏极连接，5脚与电阻R4以及二极管D1的正极连接，3脚与电阻R4的另一端连接，二极管D1的负极与电阻R5连接，并且该端作为CS输出，R5的另一端与SGND连接，MOS管QA的栅极通过电阻R6与栅极隔离驱动变压器T3的5脚连接，栅极与源极之间通过电阻R7连接，源极又与栅极隔离驱动变压器T3的4脚连接，MOS管QB的漏极与MOS管QA的源极连接，栅极通过电阻R8与栅极隔离驱动变压器T3的1脚连接，栅极与源极之间通过电阻R9连接，源极又与栅极隔离驱动变压器T3的2脚连接并连接至PGND，栅极隔离驱动变压器T3的7脚与肖特基二极管D4的负极以及UCC27324驱动芯U1的5脚相连，9脚与电容C16一端连接，C16另一端与电阻R14一端连接，R14另一端与肖特基二极管D5的负极连接，肖特基二极管D4的正极与肖特基二极管D5的正极连接并连接至SGND，UCC27324驱动芯U1的1脚悬空，2脚连接OUTA，3脚连接SGND，4脚连接OUTB，6脚连接电容C17与+12V，8脚悬空，C17的另一端连接SGND，MOS管QC的漏极与MOS管QA的漏极连接，栅极通过电阻R10与栅极隔离驱动变压器T4的5脚连接，栅极与源极之间通过电阻R11连接，源极又与栅极隔离驱动变压器T4的4脚连接，MOS管QD的漏极与MOS管QC的源极连接，栅极通过电阻R12与栅极隔离驱动变压器T4的1脚连接，栅极与源极之间通过电阻R13连接，源极又与栅极隔离驱动变压器T4的2脚连接并连接至PGND，栅极隔离驱动变压器T4的7脚与肖特基二极管D6的负极以及UCC27324驱动芯U2的5脚相连，9脚与电容C18一端连接，C18另一端与电阻R15一端连接，R15另一端与肖特基二极管D7的负极连接，肖特基二极管D6的正极与肖特基二极管D7的正极连接并连接至SGND，UCC27324驱动芯U2的1脚悬空，2脚连接OUTC，3脚接SGND，4脚连接OUTD，6脚连接电容C19与+12V，8脚悬空，C19的另一端连接SGND，谐振电感L1一端与MOS管QA的源极以及MOS管QB的漏极连接，另一端隔离变压器T2的9脚连接，隔离变压器T2的1脚与MOS管QC的源极以及MOS管QD的漏极连接,10脚连接整流二极管D3正极，14脚连接输出端负极，18脚连接整流二极管D2的正极，整流二极管D2与D3的负极连接并连接至滤波电感L2，滤波电感L2的另一端连接至输出端正极，电容C2-C15并联，正极与Vo连接，负极与GND连接；所述的电流互感器T1的1脚与2脚之间为一绕组，3脚和5脚之间为一绕组，2脚和5脚互为同名端，隔离变压器T2的1脚与9脚之间为一绕组，10脚与18脚之间为一绕组，14脚为中间抽头，9脚、14脚和18脚互为同名端，栅极隔离驱动变压器T3和T4的1脚与2脚之间为一绕组，4脚与5脚之间为一绕组，7脚与9脚之间为一绕组，1脚、4脚以及7脚互为同名端；
所述的反激电路包括光耦U1，可控精密稳压源U2，反激控制芯片U3，10个电阻R1-R10，8个电容C1-C8，4个二极管D1-D4，一个隔离变压器T1以及一个滤波电感L1；电阻R1与R2串联，一端连接+12V，另一端连接SGND，R1与R2的连接点与可控精密稳压源U2的R脚连接，电容C1一端连接可控精密稳压源U2的R脚，另一端连接电阻R3，R3另一端连接连接可控精密稳压源U2的K脚，可控精密稳压源U2的A脚连接SGND，光耦U1的1脚通过电阻R4与+12V-1连接，2脚与可控精密稳压源U2的K脚连接，3脚连接SGND，4脚与反激控制芯片U3的3脚连接，电容C2一端与反激控制芯片U3的3脚以及光耦U1的4脚连接，另一端连接PGND，反激控制芯片U3的1脚连接PGND，2脚与+15V连接，4脚通过电阻R5与PGND连接，5脚通过电阻R7与R6连接VIN，6-8脚连接隔离变压器T1的3脚，电阻R8与电容C1并联，一端连接VIN，另一端连接二极管D1的负极，二极管D1的正极连接隔离变压器T1的3脚，隔离变压器T1的1脚连接VIN，5脚连接电阻R9，7脚连接PGND，8脚连接GND，10脚连接整流二极管D4的正极，R9的另一端连接整流二极管D2的正极，整流二极管D2的负极连接电解电容C6的正极以及二极管D3的正极，电解电容C6的负极连接PGND，二极管D3的负极连接电解电容C5的正极以及+15V，电解电容C5的的负极连接PGND，电容C4一端连接+15V，另一端连接PGND，整流二极管D4的负极连接电解电容C7的正极以及+12V-1，电解电容C7的负极连接SGND，+12V与+12V-1之间通过滤波电感L1连接，电解电容C8正极连接12V，负极连接SGND，电阻R10一端连接+12V，另一端连接SGND；所述的光耦U1为PC817，可控精密稳压源U2为TL431，反激控制芯片U3为FSL126HR，隔离变压器T1的1脚与3脚之间为一绕组，5脚与7脚之间为一绕组，8脚与10脚之间为一绕组，其中3脚、5脚和10脚互为同名端；
所述的主控UCC28950模块包括芯片U1，23个电阻R1-R23，7个电容C1-C7；电阻R1一端与输出端VOUT连接，另一端与电阻R2连接，电阻R2另一端与电阻R3以及芯片U1的3脚连接，电阻R3另一端连接SGND，电阻R4与电容C1串联并于电容C2并联，一端与芯片U1的3脚连接，另一端与芯片U1的4脚连接，电容C4与电阻R7并联，一端连接芯片U1的5脚，另一端连接SGND，电阻R5与电阻R6串联并于电容C3并联一端连接芯片U1的1脚，另一端连接SGND，电阻R5与R6的连接点与芯片U1的2脚连接，芯片U1的6脚通过电阻R8与SGND连接，7脚通过电阻R9与SGND连接，8脚通过电阻R10与SGND连接，9脚通过电阻R11与SGND连接，10脚通过电阻R12与1脚连接，11脚通过电阻R13与SGND连接，13脚连接SGND，14脚通过电阻R14连接至+12V，15-20脚分别连接OUTA-OUTF，21脚连接SYNC，22脚通过电阻R23与CS连接，电阻R15、R16和R17串联，一端连接芯片U1的1脚，另一端连接SGND，电阻R15与电阻R16之间的连接点与芯片U1的24脚连接，电阻R18、R19和R20串联，一端连接芯片U1的1脚，另一端连接SGND，电阻R18与电阻R19之间的连接点与芯片U1的23脚连接，电阻R21和R22串联，一端连接芯片U1的1脚，另一端连接SGND，电阻R21与电阻R22之间的连接点与芯片U1的12脚连接，电容C7连接芯片U1的22脚，另一端连接SGND；所述芯片U1是UCC27324。
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