CN103444168A - 接收装置和接收方法 - Google Patents

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Abstract

本发明的目标是在用于接收不同频带的多个广播波的接收装置中在将电路规模尽可能地减小的同时，维持良好的接收特性。第一高频处理单元（320s（320t））检测使用第一频带传送第一广播波，并且提取第一高频信号。此外，第二高频处理单元（320t（320s））使用与第一频带不同的第二频带检测传送的第二广播波，并且提取第二高频信号。而且，至少一个本地振荡器（320）生成使用在第一高频处理单元和第二高频处理单元中的本地振荡。

Description

接收装置和接收方法
技术领域
本公开涉及一种接收广播波的接收装置和用于接收装置的接收方法，并且更特别地，涉及用于接收多个不同频带的广播波的技术。
背景技术
最近，广播方案的类型（标准）例如地面数字电视广播、卫星广播等在多样化。由一个广播方案处理的广播类型（信道数）也在增加，并且因此用于广播波的播送的频带变得越来越宽。因此，使用一个接收装置接收各种广播方案或者广播的各种型式的需求也在增加。然而，例如，卫星广播和地面（terrestrial）数字电视播送使用截然不同的频带用于广播波的播送。因此，针对这样的不同频带的相应广播分别单独安装调谐器。这是因为，通过这种方式，可以很容易执行适于接收相应广播波的设定，并且提高接收特性。
然而，当安装多个调谐器时，出现例如增加生产成本的问题、由于电路安装区域增加所引起的装置尺寸增大的问题、以及能耗增加的问题。作为解决这些问题的技术，例如，专利文献1公开了一种能够如下地实现电路的共有的技术：在接收地面数字广播的广播波和BS数字广播的广播波的接收装置中，将被配置用于接收相应的广播的调谐器单元配置成一个模块。
文献清单
专利文献
专利文献1：JP2002-135668A
发明内容
技术问题
然而，当被配置为接收相应广播的相应调谐器单元（特别地，高频处理单元被称为所谓RF前端）简单地集成在一个模块中时，接收电路的尺寸增加，由此该模块变大。并且，当不同振荡频率的本地（local）振荡器安装在相同模块上时，相应本地振荡器生成的杂散（spurious）彼此影响，并且出现接收特性劣化的问题。
期望在接收多个不同频带的广播波的接收装置中尽可能地缩减电路尺寸并且同时保持令人满意的接收特性。
解决问题的方法
根据本公开的第一方面，一种接收装置包括第一高频处理单元、第二高频处理单元、以及至少一个本地振荡器，并且执行如下的相应功能和处理。第一高频处理单元检测使用第一频带传送的第一广播波，并且提取第一高频信号。第二高频处理单元检测使用与第一频带不同的第二频带传送的第二广播波，并且提取第二高频信号。该至少一个本地振荡器生成在第一高频处理单元和第二高频处理单元中使用的本地振荡信号。
根据本公开的第二方面，按以下顺序执行接收方法。首先，第一高频处理单元检测使用第一频带传送的第一广播波，并且提取第一高频信号。随后，第二高频处理单元检测使用与第一频带不同的第二频带传送的第二广播波，并且提取第二高频信号。至少一个本地振荡器生成使用在第一高频处理单元和第二高频处理单元中使用的本地振荡信号。
通过配置接收装置和执行如上所述的处理，即使当安装了被配置用于接收不同频带的多个广播波的多个高频处理单元时，也可以使用由至少一个本地振荡器振荡的本地振荡信号检测广播波。
发明的有利效果
根据本公开的接收装置和接收方法，即使接收不同频带的多个广播波，当在其中安装了至少一个本地振荡器时，也可以获得满意效果。因此，接收装置的电路尺寸被尽可能地缩小，并且在不劣化接受信号的接收特征情况下，提取不同频带的多个广播波的接受信号。
附图说明
图1是示出了使用直接变换方案执行波检测的接收装置的配置实例的框图。
图2是示出了使用超外差方案执行波检测的接收装置的配置实例的框图。
图3是示出了接收装置的必需要求的实例的说明图。
图4是示出了根据本公开的第一实施方式的接收装置的配置实例的框图。
图5是示出了根据本公开的第一实施方式的PLL单元的配置实例的框图。
图6是示出了根据本公开的第一实施方式的高频处理单元的基带变换处理的实例的说明图。
图7是示出了根据本公开的第一实施方式的通过主机CPU控制的实例流的程图。
图8是示出了根据本公开的第一实施方式的通过主机CPU进行的设定的实例的说明图。
图9是示出了根据本公开的另一实施方式的接收装置的配置实例的框图。
图10是示出了根据本公开的第二实施方式的接收装置的配置实例的框图。
图11是示出了根据本公开的第二实施方式的接收装置的接收处理的实例的流程图。
具体实施方式
首先，将参考图1至图3说明作为本公开的前提的技术，然后，将按以下顺序说明根据本公开的实施方式的接收装置的配置实例。然而，本公开不限于以下陈述的实例。
1.第一实施方式的实例（使用单一检测方案接收不同广播方案的多个广播波的配置实例）。
1-1.作为前提的技术的说明书
1-2.根据第一实施方式的配置实例（被配置为具有一个解调器的实例）
1-3.各种变形例
2.根据第二实施方式的配置实例（处理不同广播方案的多个广播波的多个高频处理单元共享一个本地振荡器的配置实例）
[1.第一实施方式的实例]
<1-1.本实施方式的前提的技术>
当前，使用被称为“直接变换方案”的方案执行卫星广播的广播波的检测（解调）。在直接变换方案中，直接从接收广播波中提取基带信号。使用被称为“超外差方案”的方案执行地面数字广播或者有线电视广播的检测。在超外差方案中，所接收的无线电波的频率被转化为特定中频（IF）然后被检测。
图1是示出了当使用直接变换方案执行波检测时，接收装置5的配置实例。接收装置5具有抛物面天线10、高频处理单元500、以及综合服务数字广播卫星（ISDB-S）解调器520。高频处理单元500具有用作低噪声放大器的自动增益控制（AGC）放大器501、I/Q混频器（mixer）502、I/Q混频器503、用作本地振荡器的PLL单元510、移相器504、可变低通滤波器（LPF）505、可变低通滤波器506、基带放大器507、以及基带放大器508。
抛物面天线10将卫星广播的接收广播波转换为卫星中频信号，并且通过信号线Li10输入所获得的卫星中频信号至高频处理单元500中的AGC放大器501。AGC放大器501基于通过控制线La10从ISDB-S解调器520输入的AGC控制信号作为反馈调整从信号线Li10输入的卫星中频信号的增益，并输出增益被调整的卫星中频信号。通过AGC放大器增益被调整的卫星中频信号输入至I/Q混频器502和I/Q混频器503。I/Q混频器502混频从AGC放大器501输入的卫星中频信号和从PLL单元510输出的本地信号，从而提取I相的基带信号。I/Q混频器503混频从AGC放大器501输入的卫星中频信号和从PLL单元510输出并且其相位由移相器504偏移90°的本地信号，从而提取Q相的基带信号。
PLL单元510包括电压控制振荡器（VCO）511和分频器512。VCO511根据通过未在图中示出的环路滤波器施加的控制电压电平控制振荡信号的频率。在图1的实例中，VCO511振荡2200MHz至4400MHz的范围的频率。分频器512将VCO511振荡的频率除以2至4，并且将分频频率（divided frequency）输入至未在图中示出的相位比较器。从相位比较器中输出根据输入基准信号和VCO511的振荡信号之间的相差的误差信号。然后，误差信号通过穿过环路滤波器变为直流控制电压，并且被施加至VCO511。利用此配置，550MHz至2200MHz范围内的振荡信号（本地信号）从PLL单元510产生。换言之，频率与卫星广播的广播波的频率（950MHz至2150MHz：在BS/CS广播的情况下）相同的本地信号从PLL单元510中输出。
如上所述，从PLL单元510输出的本地信号通过I/Q混频器502和I/Q混频器503与卫星中频信号混频（mix，混合）并且转化为I相和Q相的基带信号。I相和Q相的基带信号被输入至可变LPF505和可变LPF506。可变LPF505将Q相的基带信号的频率限制至预定带并且输出Q相的基带信号的频率，并且可变LPF506将I相的基带信号的频率限制至预定带（predetermined band）并且输出I相的基带信号的频率。可变LPF505和506的截止频率被允许在5MHz至36MHz的范围内切换。截止频率的前述设定值是一个例子，实际上，根据输入至接收装置5的广播波的占有带宽而变化。
它们的带（band）通过可变LPF505和可变LPF506限制的I相的基带信号和Q相的基带信号被分别输出至基带放大器507和基带放大器508。基带放大器507和基带放大器508调整I相/Q相的输入基带信号的电平，使得I相/Q相的基带信号的信号电平变为恒定电平，并且将已调整了信号电平的I相/Q相的基带信号经由信号线Lo10和信号线Lo11输出至ISDB-S解调器520。I相/Q相的输入基带信号的电平的调整基于从ISDB-S解调器520经控制线La10输入的AGC控制信号来执行。
ISDB-S解调器520根据作为卫星广播的广播标准的被ISDB-S采用的调制方案使用解调方案解调输入基带信号。作为ISDB-S采用的调制方案，存在例如以下的方案：四相移相键控（QPSK）方案、8移相键控（8PSK）方案。并且，ISDB-S解调器520生成AGC控制信号，并且通过控制线La10将生成的AGC控制信号提供至AGC放大器501、基带放大器507、和基带放大器508。
图2是示出了使用超外差方案执行地面数字广播的波检测的接收装置6的配置实例的框图。接收装置6具有UHF天线20、高频处理单元600、以及综合服务数字广播地面（ISDB-T）解调器620。高频处理单元600具有AGC放大器601、混频器602、本地振荡单元610、开关603、带通滤波器（BPF）604、以及IF放大器605。
通过UHF天线20接收的地面数字广播的广播波（以下将称为“地面RF信号”）经由信号线Li20被输入至高频处理单元600中的AGC放大器601。基于从ISDB-T解调器620经信号线La20输入的AGC控制信号，AGC放大器601放大从信号线Li20输入的地面RF信号（无线电频率：高频信号）并且输出放大后的地面RF信号。通过AGC放大器601放大的地面RF信号被输入至混频器602。混频器602使用从本地振荡单元610输出的振荡信号，将从AGC放大器601输入的地面RF信号转化为中频（IF）信号。本地振荡单元610包括VCO611、VCO612以及VCO613。VCO611、VCO612以及VCO613各自生成具有大约300MHz带宽的振荡信号，并且具有不同范围的振荡频率。在图2中示出的实例中，本地振荡单元610被配置为通过VCO611、VCO612以及VCO613生成80MHz至910MHz范围内的振荡信号。
开关603选择从VCO611、VCO612以及VCO613输出的一个振荡信号并且将所选择的振荡信号提供给混频器602。在混频器602中获得的中频信号被输入至BPF604。BPF604被配置为固定BPF或者可变BPF。当BPF604被配置为固定BPF时，BPF604配置为具有其通过频率已被设定为6MHz、7MHz以及8MHz的三个不同的BPF，并且当BPF604被配置为可变BPF时，BPF604被配置为具有其通过频率在6MHz至8MHz的范围内切换的BPF。它的带通过BPF604限制于6MHz至8MHz中的一个带的中频信号被输入至中频放大器605。基于从ISDB-T解调器620通过信号线La20输入的AGC控制信号，中频放大器605调节中频信号的电平至恒定电平，并且将已进行了电平调整的中频信号输出至ISDB-T解调器620。
ISDB-T解调器620根据作为地面数字广播的广播标准的由ISDB-T采用的调制方案使用解调方案解调从高频处理单元600中输出的RF信号。ISDB-T方案采用的调制方案是正交频分复用（OFDM）方案、8电平残留边带调制（8VSB）方案等。OFDM副载波调制方案是四相PSK（QPSK）方案、16正交调幅（16QAM）方案、64QAM方案等。并且，ISDB-T解调器620生成AGC控制信号，并且通过信号线La20将生成的AGC控制信号提供至AGC放大器601和中频放大器605。
接下来，将参考图3的表格描述被配置为接收卫星广播的接收装置5的配置以及被配置为接收地面数字广播的接收装置6的配置变为图1和图2所示那样的环境。图3的表格示出相应接收装置所必需的要求之间的差异。这些要求包括“至接收装置的输入频率”、“调制波的占有带宽”、“输入信号电平”、“最小VCO（PLL）步进频率”、“VCO（PLL）相位噪声”、“分频比”。关于各个项目，在被配置为接收卫星广播的接收装置5和被配置为接收地面数字广播的接收装置6之间做比较。由于用于有线电视广播的接收装置所必须的规格与地面数字广播的接收装置所必须的规格基本上相同，所以地面数字广播和有线电视广播的两种广播方案被归为相同的种类。
至被配置为接收卫星广播的接收装置5的输入频率是950MHz至2150MHz，并且至地面数字广播或者至有线电视广播的接收装置6的输入频率是44MHz至870MHz。换言之，可知用于发射卫星广播的广播波的频带比用于发射地面数字广播或者有线电视广播的广播波的频带高。在卫星广播中，调制波的占有带宽是20MHz至40MHz，并且在地面数字广播或者有线电视广播中，调制波的占有带宽是6MHz、7MHz以及8MHz（然而，只有6MHz被用在日本有线电视广播中）。换言之，可知卫星广播的调制波的占有带宽较宽，并且地面数字广播或者有线电视广播的调制波的占有带宽很小。
因此，VCO（PLL）的最小步进频率在被配置为接收卫星广播的接收装置5中可以是500kHz至1MHz，即，相当宽。另一方面，在被配置为接收地面数字广播或者有线电视广播的接收装置6中，有必要以125MHz至166.7MHz的小步长改变VCO的输出频率。
作为VCO（PLL）的相位噪声特征，在卫星广播中，仅10kHz偏移（离中心频率10kHz）或高于10kHz偏移的性能是重要的，并且在地面数字广播或者有线电视广播中1kHz偏移或者小于1kHz偏移的性能也是重要的。
当VCO的振荡频率设定为2200MHz至4400MHz时，在被配置为接收卫星广播的接收装置5中，分频器的分频比可以小至大约2至4。例如，在至接收装置5的输入频率之中的最低频率是950MHz，并且为了生成950MHz的本地信号，VCO511（参见图1）的输出频率可以被设定为1900MHz并且通过分频器512除以2，或者可以被设定为3800MHz并且通过分频器512除以4。
另一方面，在被配置为接收地面数字广播或者有线电视广播的接收装置6中，当VCO611至VCO613的振荡频率被设定为与被配置用于接收卫星广播的频率相同的2200MHz至4400MHz时，有必要增加分频比的范围至4至64。例如，在至接收装置6的输入频率之中的最低频率是44MHz，并且为了生成44MHz的本地信号，有必要设定VCO611（参见图2）的输出频率为2816MHz并且通过未在附图中示出的分频器将该输出频率除以64。
为了特别确保在图3中示出的相应要求中的VCO（PLL）相位噪声特性，不将VCO的振荡频率增加至过高是有效的。因此，特别是在1kHz以下的偏移的性能也被认为重要的地面数字广播或者有线电视广播的接收装置6中，如图3所示，安装多个VCO以将各个VCO的振荡频率保持为较低。
由于这个原因，在被配置为接收卫星广播的接收装置5中，采用可以以更高频率操作的直接变换方案。并且，在被配置为接收地面数字广播或者有线电视广播的接收装置6中，采用易于展现相位噪声性能的超外差方案。通常，这些接收装置被配置为相应专用调谐器。因此认为，当单纯使这些调谐器的电路共同以减少部件数目时，调谐器的接收特性劣化。
<1-2.根据第一实施方式的接收装置的配置实例>
接下来，将参考图4至图7说明根据本公开的第一实施方式的接收装置。图4示出了根据本公开的第一实施方式的接收装置1的配置实例。接收装置1具有被配置为接收卫星广播的抛物面天线10、被配置为接收地面数字广播和有线电视广播的UHF天线20、高频处理单元30以及解调器40。
高频处理单元30具有AGC放大器301、AGC放大器302、选择性地在AGC放大器301的输出和AGC放大器302的输出之间切换的开关303、用作第一混频器的I/Q混频器304、以及用作第二混频器的I/Q混频器305。另外，高频处理单元30具有用作本地振荡器的PLL单元320、移相器306、用作第一滤波器的可变LPF307、用作第二滤波器的可变LPF308、基带放大器309以及基带放大器310。
通过抛物面天线10接收的卫星中频信号通过信号线Li1被输入至高频处理单元30中的AGC放大器301。基于从解调器40通过信号线La输入的AGC控制信号，AGC放大器301放大从信号线Li1输入的卫星中频信号并且输出放大的卫星中频信号。通过UHF天线20接收的地面RF信号或者有线电视广播RF信号（在下面也简称为“RF信号”）通过信号线Li2被输入至高频处理单元30中的AGC放大器302。基于从解调器40输入的AGC控制信号，AGC放大器302放大从信号线Li2输入的RF信号并且输出放大的RF信号。这样，通过单独地安装用于卫星广播的中频信号和地面数字广播或者有线电视广播的RF信号的AGC放大器，可以覆盖（cover）在输入至高频处理单元30的两个信号之间的电平上差异。在此，AGC放大器301和AGC放大器302可以配置一个具有宽可变增益范围的AGC放大器。
通过AGC放大器301放大的卫星中频信号和通过AGC放大器302放大的地面数字广播或者有线电视广播的RF信号均被连接到开关303的端子。开关303的连接点被选择性切换，以便卫星中频信号和地面数字广播或者有线电视广播的RF信号中的一个被输入至I/Q混频器304和I/Q混频器305。I/Q混频器304将通过开关303选择的卫星中频信号和RF信号中的一个与从PLL单元320输出的振荡信号（本地信号）混频，从而提取I相的基带信号。I/Q混频器305将通过开关303选择的卫星中频信号和RF信号中的一个与从PLL单元320输出并且其相位通过移相器306移相90°的振荡信号混频，从而提取Q相的基带信号。
作为本地振荡器，PLL单元320生成频率与通过抛物面天线10或者UHF天线20接收的接收频率相同的本地信号，并且将生成的本地信号提供给I/Q混频器304和移相器306。移相器306将从PLL单元320输入的振荡信号的相位偏移90°并且将移相后的振荡信号输入至I/Q混频器305。根据本实施方式的接收装置1采用能够执行分数分频的分数N型PLL作为PLL单元320。图5示出用分数N型PLL电路配置的PLL单元320的配置实例。这里，分数分频是指小数点包含在分频频率中的分频，如后文所述。
如图5所示，PLL单元320被配置有振荡参考信号的晶体振荡器321、分频器322、相位比较器323、环路滤波器324以及VCO325。分频器322包括R计数器322r和N计数器322n。首先，通过晶体振荡器321振荡的参考信号被输入至R计数器322r，并且进行R分频，即参考信号的频率由R计数器322r除以R。通过R计数器322r进行R分频的频率作为比较频率被输入至相位比较器323。
相位比较器323将从R计数器322r输入的比较频率的相位与通过VCO325振荡的并且通过N计数器322n进行分频的振荡信号的相位进行比较，并且将根据相差的信号（误差信号）输入至环路滤波器324。环路滤波器324将从相位比较器323输入的误差信号转换为直流电压，并且将该直流电压施加于VCO325。VCO325根据从环路滤波器324施加的直流电压的电平改变振荡的振荡信号的频率并且将振荡的振荡信号提供给N计数器322n。
通常，当使用I/Q信号执行解调时，由于容易获得90°的相差以及其他原因，VCO的振荡频率被设定为接收频率的两倍以上。根据本实施方式的接收装置1中，同样有必要使用高频带（950MHz至2150MHz）接收传送的卫星广播的广播波，由此VCO325的输出频率的范围是2200MHz至4400MHz。
为了能够在这样的高频下处理振荡，根据本实施方式的VCO325的调谐单元中使用的LC谐振电路通过在集成电路（IC）中制造线圈来配置。具体地，线圈以裸片状态安装在由例如低温共烧陶瓷（LTCC）等制成的衬底上，并且在没有引线接合（wire bonding）下使用树脂模来配置覆层（cover）。通过此配置，可以不使用接合线来配置振荡器，由此与用例如球栅阵列（BGA）配置的LC谐振电路的情况以及其他情况相比，可以保持低的寄生电感值。
为了也接收卫星广播的无线电波，在本实施方式的接收装置1中，VCO325的振荡频率如上所述变得很高。在这种情况下，为了增加谐振电路的Q值，调谐电感L的值必需是较小值。当振荡频率是若干GHz带时，优选将调谐电感L的值设定为例如约10nH的较小值。然而，在L值如此低的振荡电路中，寄生电感对共振频率的影响也增加。换言之，寄生电感越大，共振频率的误差或者寄生振荡的概率变得越高。
因为VCO325的LC谐振电路部分通过在IC中制造线圈来配置，本实施方式的接收装置1变得能够将寄生电感控制为小到其影响可被忽略。这样，共振频率的误差或者寄生振荡变得很难出现，并且稳定了VCO325的振荡操作。另外，VCO325的LC谐振电路部分通过在IC中制造线圈来配置，从而可以减少电路的部件数目。此外，作为具有在IC中内置的线圈的配置，可以通过在硅芯片上绘制导电单元的图案来配置螺旋形线圈。利用这样的配置，寄生电感可以被控制至较低的值。
在具有在IC中内置用于振荡的线圈的配置中，与例如空心线圈用作谐振电路的调谐电感L的情况相比，Q值变得较低。然而，通过提高比较频率，可以减少在环带（loop band）中的相位噪声。如上所述，PLL单元320用分数N型PLL电路配置，因此，可以在保持低的最小步进频率的同时，提高比较频率。换言之，可以满足接收地面数字广播或者有线电视广播要求的必需特性以及满足接收卫星广播要求的调谐器的必需特性。
再参考图5进行说明，N计数器322n被配置有在图中未示出的可变分频器以及累加器。可变分频器包括将从VCO325输入的振荡信号的频率除以N的N分频器，以及将从VCO325输入的振荡信号的频率除以N+1的N+1分频器。累加器在从可变分频器的输出脉冲的F次中K次选择N+1分频器，以及F-K次选择N分频器。利用这样的配置，作为平均分频数等价获得（N+K/F）。
例如，假设N是900MHz，F是5，并且K是1。当F是1至4时，选择N分频器，因此N计数器322n的输出频率变成900MHz。当F变为5时，选择N+1分频器，并且N计数器322n的输出频率变成901MHz（=900MHz+100kHz）。最终，可以以（N+K/F）=（90+1/5）=900.2MHz步长（分数分频比）改变PLL单元320的输出频率。换言之，可以降低PLL单元320的最小步进频率。这里，N、F和K的设定值是一个例子，并且N、F和K不限于这个例子。
在本实施方式中，包括R计数器322r和N计数器322n的分频器322的分频比可以在2和64之间变化。利用这样的配置，可以将PLL单元320振荡的频率的范围设定为34.375MHz（2200MHz/64分频）至2200MHz（4400MHz/2分频）的宽范围。这样，PLL单元320变得能够生成不仅用于接收卫星中频信号的频带而且用于接收作为地面数字广播或者有线电视广播的频带的VHF带和UHF带。
再次参考图4进行说明，通过I/Q混频器304和I/Q混频器305将从PLL单元320输出的振荡信号（本地信号）与卫星中频信号或者RF信号混频，并且转化为I相和Q相的基带信号。I相和Q相的相应基带信号被输入至可变LPF307和可变LPF308。可变LPF307限制I相的基带信号的频率至预定带并且输出I相的基带信号至基带放大器309。并且，可变LPF308限制Q相的基带信号的频率至预定带并且输出Q相的基带信号至基带放大器310。
可变LPF307和可变LPF308被配置作为可编程的可变LPF。换言之，可变LPF307和LPF308的截止频率被设定至图中未示出的寄存器的设定值。在本实施方式中，设定值的范围是3MHz至20MHz。利用这样的设定，通过使广播波通过可变LPF307和可变LPF308而获得占有带宽是6MHz至8MHz的地面数字广播或者有线电视广播的广播波以及获得占有带宽是20MHz至40MHz的卫星广播的广播波这两种广播波成为可能。
穿过可变LPF307的I相的基带信号通过基带放大器309调整增益，然后通过信号线Lo2输入至解调器40。并且，穿过可变LPF308的Q相的基带信号通过基带放大器310调整增益，然后通过信号线Lo1输入至解调器40。基带放大器309和基带放大器310的增益基于从解调器40通过信号线La输入的AGC控制信号来调整。
图6是示出了I/Q混频器304和305的基带信号提取以及可变LPF307和可变LPF308的带限制的图像的图。图6的水平轴表示频率（MHz），并且纵轴表示信号电平。在图6中，示出了在由UHF天线20接受的RF信号中检测被设定作为接收频率的557MHz的信号的实例。在此情况下，PLL单元320（参见图1）生成频率与接收频率相同（即，557MHz）的本地信号。然后，I/Q混频器304和I/Q混频器305将本地信号和通过AGC放大器302（参见图1）放大的RF信号相乘。
这样，如图6所示，中心频率fc是与本地信号的频率相同的557MHz，并且将带宽Bw1是6MHz的信号提取并且进行基带转换。换言之，由UHF天线20接收并且通过AGC放大器302放大的RF信号被转化为中心频率fc为0MHz的基带信号。另外，这样提取的基带信号通过可变LPF307和可变LPF308，由此基带信号的带宽Bw2被限制为1/2。换言之，根据本实施方式的接收装置1使用直接变换方案执行波检测。
再次参考图4继续说明。解调器40使用预定的解调制方案解调I相/Q相的相应输入基带信号，并且作为传输流（TS）信号输出解调的基带信号。在本实施方式中，解调器40被配置为使用与地面数字广播、有线电视广播以及卫星广播的相应广播标准对应的解调方案执行解调。换言之，使用与由作为地面数字广播的广播形式的ISDB-T采用的调制方案、有线电视广播中使用的调制方案、以及由作为卫星广播的广播形式的ISDB-S采用的调制方案对应的解调方案来执行信号的解调。通过解调器40解调的TS信号由未在图中示出的运动图片专家组（MPEG）解码器解码，并且提取视频信号和音频信号。
另外，接收装置1具有信道（channel，频道）选择单元50、存储单元60、以及用作控制单元的主机CPU70。信道选择单元50被配置为远距离控制器等，并且信道选择单元50通过作为信道选择数据的主机中央处理器（CPU）70的用户在所选信道上传送信息。存储单元包括永久存储器等，和存储信道选择数据并且调整相应信道选择数据的数据。当通过被配置为远程控制器的信道选择单元50选择信道时，不仅执行信道选择数据的生成。例如，即使当通过电子节目指南（EPG）选择特定节目或者为了记录预约选择特定节目时，也生成信道选择数据。
主机CPU70控制构成接收装置1的相应单元，特别地，基于信道选择数据从存储单元60读取对所选信道的广播必需的设置数据，并且基于所读取的设置数据设定接收装置1的相应单元。
图7示出了主机CPU70的控制实例作为流程图。首先，从信道选择单元50传送的信道选择数据或者基于通过EPG或者记录预约做出的信道选择所生成的信道选择数据被加载（步骤S1）。然后，确定所选择的信道是否是地面数字广播的信道（步骤S2）。当所选信道是地面数字广播的信道时，接收装置1的相应单元被设定用于接收地面数字广播（步骤S3），并且该处理返回至步骤S1。当在步骤S2中确定所选信道不是地面数字广播频道时，接下来确定所选信道是否是有线电视广播的信道（步骤S4）。当确定所选信道是有线电视广播的信道时，接收装置1的相应单元被设定用于接收有线电视广播（步骤S5），并且该处理返回至步骤S1。
当在步骤S4中确定所选信道不是有线电视广播的频道时，接下来确定所选信道是否是卫星广播的信道（步骤S6）。当确定所选信道是卫星广播的信道时，接收装置1的相应单元被设定用于接收卫星广播（步骤S7），并且该处理返回至步骤S1。即使当所选信道不与任意前述的广播对应时，处理返回至步骤S1。
图8示出通过主机CPU70进行的设定实例。作为设定项目，存在“开关的连接点”、“VCO的输出频率”、“分频器的分频比”、“可变LPF的截止频率”、以及“解调器的广播标准（解调方案）”。首先，将针对在选择地面数字广播的信道时主机CPU70进行的设定做出说明。当选择地面数字广播的信道时，开关303（参见图4）的连接点切换至AGC放大器302。这样，由UHF天线20接收并且通过AGC放大器302放大的RF信号通过开关303被输入至I/Q混频器304和I/Q混频器305。
PLL单元320的VCO325的输出频率在2200MHz至4400MHz的范围内被设定为适当的频率。换言之，根据所选信道确定的接收频率的频率被振荡作为在2200MHz至4400MHz的范围内的输出频率。分频器322的分频比被设定为4和64之间的适当值。VCO325的输出频率和分频器322的分频比以这种方式被设定，使得44MHz至870MHz的本地频率通过PLL单元320振荡。换言之，振荡与用于传送地面数字广播的广播波相同的频率。
可变LPF307和可变LPF308的截止频率被设定为3MHz和4MHz之间的适当值。因此，只有作为地面数字广播的一个信道的带宽的6MHz至8MHz的频率通过可变LPF307和可变LPF308。与解调器对应的广播方案被切换至ISDB-T方案，并且OFDM方案或者8VSB方案被设定为解调方案。
即使当选择有线广播的信道时，进行基本上与选择地面数字广播的信道的情况下相同的设定。差异在于解调器40的解调方案。当接收有线广播时，选择根据用于发送有线电视广播的调制方案的解调方案，即，例如64QAM、128QAM、256QAM等的解调方案。
当选择卫星广播的信道时，开关303（参见图4）的连接点通过主机CPU70被切换至AGC放大器301。因此，由抛物面天线10接收并且由AGC放大器301放大的卫星中频信号通过开关303被输入至I/Q混频器304和I/Q混频器305。
PLL单元320的VCO325的输出频率被设定为在2200MHz至4400MHz的范围内的适当频率。换言之，根据所选信道确定的接收频率的频率被振荡作为在2200MHz至4400MHz的范围内的输出频率。分频器322的分频比被设定为2和4之间的适当值。VCO325的输出频率和分频器322的分频比被这样设定，使得950MHz至21500MHz的本地频率通过PLL单元320振荡。换言之，振荡与用于传送卫星广播的广播波相同的频率。
可变LPF307和可变LPF308的截止频率被设定为10MHz和20MHz之间的适当值。因此，只有作为卫星广播的一个信道的带宽的20MHz至40MHz的频率通过可变LPF307和可变LPF308。与解调器对应的广播方案被切换至ISDB-S方案，并且QPSK方案或者8PSK方案被设定为解调方案设定。
如上所述，在根据本实施方式的接收装置1中，构成高频处理单元30（参见图4）的相应单元的设定和解调器40的设定在主机CPU70的控制下利用根据信道选择数据的设定而改变。这样，通过一个高频处理单元30和解调器40，可以接收不同广播方案的多个广播波，例如地面数字广播、卫星广播等。因此，构成高频处理单元30和解调器40的电路尺寸显著地减小，并且同样缩小电路安装区域。由此，可以减小接收装置1的尺寸和生产成本。
此外，在根据本实施方式的接收装置1中，地面数字广播的广播波和有线电视广播的广播波也使用直接变换方案解调。换言之，因为不必像使用超外差方案的波检测中那样将接收信号转化为中频信号，所以可以简化电路配置并且缩小电路尺寸。
此外，在根据本实施方式的接收装置1中，PLL单元320被配置为分数N型PLL电路。因此，可以减小PLL单元320（分频器322）的最小步进频率。换言之，允许以细小步长改变本地信号的频率，由此也可以设定接收地面数字广播或者有线电视广播所必需的125kHz至166.7kHz的细小的最小步进频率。
此外，通过配置PLL单元320作为分数N型PLL电路，可以设定（N+K/F）的分频数，由此可以将比较频率提高至通常的PLL的F倍。例如，当满足F=5时，可以将比较频率提高至五倍。通过提高比较频率，例如在1kHz偏移点的VCO325的中心频率附近的环路增益增大。因此，可以减小环带的相位噪声。因此，满足用于地面数字广播或者有线电视广播的接收装置所必需的1kHz以下的相位噪声性能也变得成为可能。
此外，在根据本实施方式的接收装置1中，限制由I/Q混频器304或者305生成的I相或者Q相的基带信号的带的LPF被配置为可变LPF。因此，即使在使用不同频率的载波从在不同安装区域中无线电塔传送的相同信道的多个广播波的区域中，可靠地接收所期望的信道的广播波成为可能。
此外，通常用于接收数字广播的大多数MPEG解码器具有两个处理TS信号的系统，但是预计未来TS信号处理系统的数目将增加至四个或者八个。用于数字广播的调制和解调的数字调制和调制技术具有抗多个数据之间的相互干扰的鲁棒特征，由此认为，理论上，也可以应对处理系统的增加。甚至在这种情况下，在根据本实施方式的接收装置1中，变得没有必要安装与TS信号处理系统一样多的高频处理单元30（调谐器单元）。因此，在电路的实际设计中，可以防止例如缺少电路布置空间等问题。
此外，在被配置为能够接收多个类型的广播波的接收装置中，对于高频处理单元（调谐装置），以适当的份额分配从天线输入的信号是很重要的。在实施适当份额的分配中，以下配置是有效的：将处理不同广播波的高频处理单元用相同电路配置，或者利用输入由天线获得的卫星中频信号或RF信号的点作为中心点对称地布置相应的高频处理单元。根据本实施方式的接收装置1，高频处理单元的数目可以被减少，由此可以相对容易地实施这样的电路结构。因此，很容易应对在解码器等的TS信号处理系统的增加。
<1-3.各种变形例>
上述实施方式以根据例如ISDB-T、ISDB-S等的不同广播标准的各种解调方案执行解调的一个解调器40的情况进行了示例说明，但是不限于此情况。根据所接收的广播波的类型，可以安装多个解调器。图9示出接收装置1α的配置实例，其中解调卫星广播的广播波的ISDB-S解调器40s（第一解调器）和解调地面数字广播的广播波的ISDB-T解调器40t（第二解调器）分开安装。在图9中，对应图4部分通过相同的符号表示，并且将省去其详细说明。
在图9示出的接收装置1α中示出，每个ISDB-S解调器40s和ISDB-T解调器40t都具有两个输入端子。另外，安装了在基带放大器309和基带放大器310的输出点之间切换的开关311和开关312。此外，还安装了在AGC控制信号的输出点之间切换的开关313。主机CPU70执行的控制与图7中所示出的主机CPU类似。
当接收卫星广播的广播波时，开关311和开关312的连接点基于主机CPU70的控制被切换至ISDB-S解调器40s。换言之，基带放大器310和基带放大器309被连接到与ISDB-S解调器40s连接的信号线Lo1和信号线Lo2。因此，从卫星中频信号提取的I相和Q相的基带信号被输入至ISDB-S解调器40s并且被解调。此外，开关313的连接点被切换至ISDB-S解调器40s。换言之，AGC放大器301、AGC放大器302、基带放大器309以及基带放大器310连接到与ISDB-S解调器40s相连的控制线La1。因此，通过ISDB-S解调器40s生成的用于接收卫星广播的AGC控制信号通过控制线La1被输入至AGC放大器301、AGC放大器302、基带放大器309以及基带放大器310。
当接收地面数字广播的广播波时，开关311和开关312的连接点基于主机CPU70的控制被切换至ISDB-T解调器40t。换言之，基带放大器310和基带放大器309被连接到与ISDB-T解调器40t连接的信号线Lo3和信号线Lo4。因此，从RF信号提取的I相和Q相的基带信号被输入至ISDB-T解调器40t并且被解调。此外，开关313的连接点被切换至ISDB-S解调器40t。换言之，AGC放大器301、AGC放大器302、基带放大器309、以及基带放大器310连接到与ISDB-T解调器40t相连的控制线La2。因此，通过ISDB-T解调器40t生成的用于接收地面数字广播的AGC控制信号通过控制线La2被输入至AGC放大器301、AGC放大器302、基带放大器309以及基带放大器310。
即使利用这样的配置，也可以获得与上述实施方式中获得的相似的效果。另外，因为可以原样使用常规使用的ISDB-S解调器和ISDB-T解调器，所以降低了接收装置的生产成本。
图9是用接收卫星广播和地面数字广播的情况的示例说明，但是不限于该组合。可以以例如卫星广播和有线电视广播、卫星和卫星、地面和地面等的不同组合接收广播波。
通常，在包括多个高频处理单元（调谐器单元）的接收装置中，即使当实际上没有接收广播波时，一些高频处理单元保持带电并且总是准备好起动。当高频处理单元按所要接收的广播波类型或者组合类型的比例安装时，在这样的状态下消耗的待机功耗变得过高。然而，通过如图9所示地配置接收装置1α，一个高频处理单元30α可以以不同组合接收多个广播波类型。换言之，待机功耗可以被显著地减少。
[2.第二实施方式]
<2-1.接收装置的配置实例>
接下来，将参考图10的框图描述根据本公开的第二实施方式的接收装置1β的配置实例，在图10中，通过相同符号表示对应于图1、图2、图4和图9的部分，并且其重复描述将被省去。
根据本实施方式的接收装置1β具有使用直接变换方案检测卫星中频信号的高频处理单元30s、和使用超外差方案检测地面RF信号的高频处理单元30t。在该配置中，当接收广播时，通过用作第一切换单元的切换单元200选择高频处理单元30s和30t中的一个。切换单元200包括开关201和开关202。开关201打开或关闭卫星广播接收侧的高频处理单元30s的AGC放大器301与第一混频器304以及下级第二混频器305之间的连接。开关202打开或关闭地面数字广播接收侧的高频处理单元30t的AGC放大器601和下级混频器602之间的连接。
切换单元200的开关201和202的切换操作由用作控制单元的主机CPU70（参见图4和图9）控制。在从信道选择单元50提供新信道选择数据时或者在其它时间，主机CPU70命令切换单元200执行切换操作。此外，主机CPU70控制没有接收广播波的高频处理单元30进入电源关闭模式。
在电源关闭模式中，电流被提供给构成高频处理单元30的相应块中的、将信号输出至被连接到下级的模拟/数字（A/D）转换器（未在图中示出）块（输出放大器），并且中断供应至其它块的电流。作为输出信号至下级的ADC的块，在图10中示出了高频处理单元30s的基带放大器309和310以及高频处理单元30t的中频放大器605。
例如，高频处理单元30s的基带放大器309和310和高频处理单元30t的中频放大器605总是被提供有预定偏置电压，并且当进入电源关闭模式时，偏置电压作为直流电压被输出。通过将偏置电压设定为使这些输出放大器的输出电压成为中点电位的值，甚至在A/D转换器直流并且直接地连接到下级的连接状态中，可以防止A/D转换器的输入端子进入一个不稳定状态。
在图10中示出的接收装置1β的配置中，用作本地振荡器的PLL单元320由高频处理单元30s和高频处理单元30t共享。如同第一实施方式所示的，PLL单元320用分数N型PLL电路配置。在本实施方式中，安装用于缓冲从PLL单元320的分频器322输出的本地振荡信号的输出缓冲放大器以对应本地振荡信号的输出点数目。在本实施方式中，本地振荡信号的输出点是两个，即，高频处理单元30s的混频器304和305以及高频处理单元30t的混频器602。因此，该配置具有缓冲被输入至高频处理单元30s的混频器304和305的本地振荡信号的输出缓冲放大器701，以及缓冲输入至高频处理单元30t的混频器602的信号的输出缓冲器放大器702。另外，存在打开或关闭分频器322与混频器304和305之间的连接的开关801、以及打开或关闭分频器322与混频器602之间的连接的开关802。
主机CPU70选择包括开关801和802的切换单元（第二切换单元）800的一个连接点（参见图4等）。主机CPU70将未被设定为电源关闭模式（即，接收广播波侧）的连接到高频处理单元30的混频器的开关接通，并且将被设定为电源关闭模式的连接到高频处理单元30的混频器的开关断开。例如，当接收卫星广播时，连接到高频处理单元30s的混频器304和305的开关801被接通，并且连接到高频处理单元30t的混频器602的开关802被断开。
另外，主机CPU70将预定电压（例如1.5V等）施加至开关被接通、与混频器相连一侧的输出缓冲放大器，并且主机CPU70控制开关被断开一侧的输出缓冲放大器的阻抗至预定高位值。当从分频器322来看缓冲器侧时，通过执行该控制，总负荷变为总是1.5V。因此，即使当进入电源关闭模式并且任意一个高频处理单元30的混频器（即，本地振荡信号的输出点）的功率被断开时，在分频器322和混频器之间不会出现阻抗失配。
<2-2.接收装置的接收处理实例>
接下来，将描述根据本实施方式的接收装置1β的接收处理。首先，主机CPU70加载信道选择数据（步骤S11），并且确定所选择的信道是否是地面数字广播的信道（步骤S12）。当所选信道是地面数字广播的信道时，用作第一输入切换单元的切换单元200的连接点被切换至地面数字广播接收侧的高频处理单元30t（步骤S13）。然后，在卫星广播接受侧的高频处理单元30s被设定为电源关闭模式（步骤S14），并且执行如上所述的处理。随后，PLL单元320的VCO输出频率和分频器322的分频比被设定为用于接收地面数字广播的适当值（步骤S15），并且执行检测广播信号（即地面RF信号）的处理（步骤S16）。
当在步骤S12中确定所选信道是卫星广播的信道时，通过主机CPU70切换切换单元200的连接点至卫星广播接收侧的高频处理单元30s（步骤S17）。然后，执行将地面数字广播接受侧的高频处理单元30t设定为电源关闭模式的控制（步骤S18）。随后，PLL单元320的VCO输出频率和分频器322的分频比被设定为用于接收卫星广播的适当值（步骤S19），并且执行检测广播信号（即卫星中频信号）的处理（步骤S16）。在执行迄今为止的处理之后，处理返回至步骤S11并且继续。
根据上述实施方式，只使用被配置为分数N型的一个本地振荡器检测从地面数字广播至卫星广播的宽频带的广播信号变为可能。因此，可以减小在IC中的高频处理单元30的安装区。
此外，根据上述实施方式，因为不接收广播信号的高频处理单元30被置于电源关闭模式，并且中断电力供给，使得抑制能耗成为可能。这时，电流被提供给用作输出放大器的基带放大器309和310、和中频放大器605，此外，输出电压被控制为预定的DC电压（中点电位），使得下级的A/D转换器的输入端子不被置于不确定的状态。
此外，根据上述实施方式，分频器322的输出对应于该输出的输出点地被分配，并且用作第二切换单元的切换单元800将输出的连接点切换至接收广播信号的高频处理单元30。这时，预定电压被施加于开关所连接的输出缓冲放大器，并且开关被断开一侧的输出缓冲放大器被控制为具有高阻抗。因此，即使当本地振荡信号的输出点被切换时，在输出点和输出缓冲放大器之间匹配阻抗，由此本地振荡信号被正确地传输至混频器。
换言之，在没有引起广播信号的接收特征劣化的情况下，因为本地振荡器的数目限于一个，所以，可以缩小电路尺寸。
此外，在上述实施方式中，通过在被配置为接收地面数字广播的高频处理单元30t和被配置为接收卫星广播的高频处理单元30s之间切换而执行广播信号的检测。因此，例如，即使当存在用于接收地面数字广播并且根据超外差方案执行波检测的现有高频处理单元30t时，该配置可以保持原样。最终，可以相对容易地执行将用于接收卫星广播并根据直接变换方案进行波检测的高频处理单元30s加入现有配置的处理、以及其他处理。
此外，通过安装图10中示出的高频处理单元30s和高频处理单元30t的多个组，可以接收不仅地面数字广播和卫星广播的组合的广播波，而且可以接收各种不同组合的广播波。例如，同时观看或者记录以卫星广播和卫星广播、地面数字广播和地面数字广播等组合的广播节目。
上述第二实施方式以接收不同频带或广播方案的多个广播波的多个高频处理单元30共享一个本地振荡器（PLL单元320）的情况举例说明，但是不限于这个情况。可以对应于相应高频处理单元30地安装多个本地振荡器，并且在这种情况下，通过将电力只提供给将本地振荡信号供应至接收广播信号的高频处理单元的本地振荡器，可以使接收装置1保持低功耗。
此外，上述第二实施方式示出以一个本地振荡器可以覆盖整个接收频带的配置进行示例说明，但是不限于此配置。例如，可以应用这样的配置在：对应于构成接收频带的相应带地安装多个本地振荡器。
此外，本公开也可以如下地配置。
（1）一种接收装置，包含：
第一高频处理单元，检测用第一频带传送的第一广播波，并且提取第一高频信号；
第二高频处理单元，检测用与所述第一频带不同的第二频带传送的第二广播波，并且提取第二高频信号；并且
至少一个本地振荡器，生成在所述第一高频处理单元和所述第二高频处理单元中使用的本地振荡信号。
（2）根据（1）所述的接收装置，
其中，至少一个本地振荡器配置有分数N型PLL电路。
（3）根据（1）或（2）所述的接收装置，包括：
第一切换单元，在所述第一高频处理单元和所述第二高频处理单元之间切换；并且
控制单元，将所述第一切换单元的连接点切换至接收广播波的高频处理单元，
其中，所述至少一个本地振荡器将所述本地振荡信号提供给所述第一高频处理单元和所述第二高频处理单元之间的由所述第一切换单元选择的高频处理单元。
（4）根据（3）所述的接收装置，
其中，所述控制单元将所述第一切换单元未选择的高频处理单元设定为电源关闭模式。
（5）根据（4）所述的接收装置，包括：
第一输出放大器，放大通过所述本地振荡器生成的所述本地振荡信号并且将放大后的本地振荡信号输出至所述第一高频处理单元；并且
第二输出放大器，放大所述本地振荡信号并且将放大后的本地振荡信号输出至所述第二高频处理单元，
其中，当设定所述电源关闭模式时，所述控制单元执行中断将电流供应至所述第一高频处理单元和所述第二高频处理单元之间的、被设定为所述电源关闭模式的高频处理单元的各个处理单元中的所述第一输出放大器或所述第二输出放大器以外的处理单元的控制。
（6）根据（4）或（5）所述的接收装置，
其中，所述控制单元施加固定的预定偏置电压至所述第一输出放大器和所述第二输出放大器，以及
其中，当设定所述电源关闭模式时，控制单元使得至所述第一输出放大器和所述第二输出放大器之间的被设定为所述电源关闭模式的输出放大器的偏置电压作为来自所述输出放大器的输出电压输出。
（7）根据（4）至（6）中任一项所述的接收装置，包括：
第一输出缓冲放大器，放大从所述分频器输出的所述本地振荡信号，并且输出放大后的本地振荡信号至所述第一高频处理单元；
第二输出缓冲放大器，放大从所述分频器输出的所述本地振荡信号，并且输出放大后的本地振荡信号至所述第二高频处理单元；以及
第二切换单元，选择所述第一输出缓冲放大器和所述第二输出缓冲放大器中的一个，并且将所选的输出缓冲放大器连接至下级电路，
其中，当设定所述电源关闭模式时，所述控制单元执行以下操作的控制：将所述第二切换单元的连接点切换至被连接到接收所述广播波的高频处理单元的输出缓冲放大器，并且将连接到被设定为所述电源关闭模式的高频处理单元的输出缓冲放大器的阻抗设定为预定的高值。
（8）根据（1）或（2）所述的接收装置，
其中，所述第一频带和所述第二频带中的至少一个频带是卫星广播的频带。
（9）根据（1）或（2）所述的接收装置，
其中，所述第一高频处理单元和所述第二高频处理单元中的至少一个高频处理单元根据直接变换方案执行波检测，并且
其中，根据所述直接变换方案执行波检测的高频处理单元包括：
相应的低噪声放大器，对应于所述第一高频信号和所述第二高频信号并且放大所述第一高频信号和所述第二高频信号之间的任一高频信号，
第一混频器，通过将由所述相应的低噪声放大器放大后的第一高频信号或第二高频信号与本地信号混频来提取I相的基带信号，
第二混频器，通过将由所述相应的低噪声放大器放大后的第一高频信号或者第二高频信号与将所述本地信号移相90°获得的信号混频来提取Q相的基带信号，
第一滤波器，将所述I相的基带信号的频率限制至预定带，
第二滤波器，将所述Q相的基带信号的频率限制至预定带，
解调器，将已通过所述第一滤波器将其频率限制至预定带的I相的基带信号解调并且将已通过所述第二滤波器将其频率限制至预定带的Q相的基带信号解调，并且
控制单元，基于用户设定的信道选择信息，设定所述本地振荡器的振荡频率、所述本地振荡器中的分频器的分频比、所述第一滤波器和所述第二滤波器的截止频率、以及所述解调器的解调方案。（10）根据（9）所述的接收装置，
其中，所述第一滤波器和所述第二滤波器被配置为能够被设定为指定的截止频率的可变低通滤波器，
其中，根据所述第一广播波和所述第二广播波之间的具有较低频带的广播波的载波的占有带宽的大小，确定所述截止频率的最低设定值，并且
其中，根据所述第一广播波和所述第二广播波之间的具有较低频带的广播波的载波的占有带宽的大小，确定所述截止频率的最高设定值。
（11）根据（9）或（10）所述的接收装置，
其中，所述本地振荡器包括晶体振荡器、所述分频器、相位比较器、环路滤波器、以及电压控制振荡器，并且
其中，根据所述第一广播波和所述第二广播波之间的具有较高频带的广播波的频带的最高频率值，确定所述分频器的分频比的最低设定值。
（12）根据（11）所述的接收装置，
其中，所述本地振荡器的所述电压控制振荡器具有LC谐振电路，并且
其中，在所述LC谐振电路中使用的线圈被内置在集成电路中。（13）根据（9）至（11）中任一项所述的接收装置，进一步包括：
第一开关，在第一解调器侧和第二解调器侧之间切换所述I相的基带信号的输出点；以及
第二开关，在第一解调器侧和第二解调器侧之间切换所述Q相的基带信号的输出点，
其中，所述解调器包括根据在第一广播中使用的调制方案执行解调的所述第一解调器，和根据在第二广播中使用的调制方案执行解调的所述第二解调器，并且
其中，所述控制单元基于由所述用户设定的信道选择信息切换所述第一开关和所述第二开关的连接点。
（14）一种接收方法，包括：
通过第一高频处理单元检测用第一频带传送的第一广播波，并且提取第一高频信号；
通过第二高频处理单元检测用与所述第一频带不同的第二频带传送的第二广播波，并且提取第二高频信号；并且
通过至少一个本地振荡器生成在所述第一高频处理单元和所述第二高频处理单元中使用的本地振荡信号。
参考标记列表
1，5，6  接收装置          10       抛物面天线
20       UHF天线           30       高频处理单元
40       解调器            40s      ISDB-S解调器
40t      ISDB-t解调器      50       信道选择单元
60       存储单元          70       主机CPU
100      接收装置          101      抛物面天线
102      UHF天线           110，120 调谐器
130      解调器            200      第一切换单元
301，302 AGC放大器         303      开关
304，305 I/Q混频器         306      移相器
307，308 可变LPF           309，310 基带放大器
311至313 开关              320      PLL单元
321      晶体振荡器        322      分频器
322n     N计数器           322r     R计数器
323      相位比较器        324      环路滤波器
325      VCO               500      高频处理单元
501      AGC放大器         502，503 I/Q混频器
504      移相器            505，506 可变LPF
507      基带放大器        510      PLL单元
511      VCO               512      分频器
520      ISDB-S解调器      600      高频处理单元
601      AGC放大器         602      混频器
603      开关              604      BPF
605      IF放大器          610      本地振荡器
611至613 VCO               620      ISDB-T解调器
701，702 输出缓冲放大器    800      第二切换单元
801，802开关                    901至906分频器
3201，3202，3203                PLL单元
B1至B3                          检测块
Bw1，Bw2                        带宽
La1，La10，La2，La20            控制线
Li1，Li10，Li2，Li20，Lo1，Lo2  信号线

Claims (14)

1.一种接收装置，包括：
第一高频处理单元，检测用第一频带传送的第一广播波，并且提取第一高频信号；
第二高频处理单元，检测用与所述第一频带不同的第二频带传送的第二广播波，并且提取第二高频信号；以及
至少一个本地振荡器，生成在所述第一高频处理单元和所述第二高频处理单元中使用的本地振荡信号。
2.根据权利要求1所述的接收装置，其中，所述至少一个本地振荡器用分数N型PLL电路配置。
3.根据权利要求2所述的接收装置，包括：
第一切换单元，在所述第一高频处理单元和所述第二高频处理单元之间切换；以及
控制单元，将所述第一切换单元的连接点切换至接收广播波的高频处理单元，
其中，所述至少一个本地振荡器将所述本地振荡信号提供给所述第一高频处理单元和所述第二高频处理单元之间的由所述第一切换单元选择的高频处理单元。
4.根据权利要求3所述的接收装置，
其中，所述控制单元将所述第一切换单元未选择的高频处理单元设定为电源关闭模式。
5.根据权利要求4所述的接收装置，包括：
第一输出放大器，放大通过所述本地振荡器生成的所述本地振荡信号并且将放大后的本地振荡信号输出至所述第一高频处理单元；以及
第二输出放大器，放大所述本地振荡信号并且将放大后的本地振荡信号输出至所述第二高频处理单元，
其中，当设定所述电源关闭模式时，所述控制单元执行中断将电流供应至所述第一高频处理单元和所述第二高频处理单元之间的、被设定为所述电源关闭模式的高频处理单元的相应处理单元中的所述第一输出放大器或所述第二输出放大器以外的处理单元的控制。
6.根据权利要求5所述的接收装置，
其中，所述控制单元施加固定的预定偏置电压至所述第一输出放大器和所述第二输出放大器，以及
其中，当设定所述电源关闭模式时，控制单元使得至所述第一输出放大器和所述第二输出放大器之间的被设定为所述电源关闭模式的输出放大器的偏置电压输出作为来自所述输出放大器的输出电压。
7.根据权利要求6所述的接收装置，包括：
第一输出缓冲放大器，放大从所述本地振荡器中的分频器输出的所述本地振荡信号，并且输出放大后的本地振荡信号至所述第一高频处理单元；
第二输出缓冲放大器，放大从所述分频器输出的所述本地振荡信号，并且输出放大后的本地振荡信号至所述第二高频处理单元；以及
第二切换单元，选择所述第一输出缓冲放大器和所述第二输出缓冲放大器中的一个，并且将所选的输出缓冲放大器连接至下级电路，
其中，当设定所述电源关闭模式时，所述控制单元执行以下操作的控制：将所述第二切换单元的连接点切换至被连接到接收所述广播波的高频处理单元的输出缓冲放大器，并且将连接到被设定为所述电源关闭模式的高频处理单元的输出缓冲放大器的阻抗设定为预定的高值。
8.根据权利要求2所述的接收装置，
其中，所述第一频带和所述第二频带中的至少一个频带是卫星广播的频带。
9.根据权利要求2所述的接收装置，
其中，所述第一高频处理单元和所述第二高频处理单元中的至少一个高频处理单元根据直接变换方案执行波检测，并且
其中，根据所述直接变换方案执行波检测的高频处理单元包括：
对应于所述第一高频信号和所述第二高频信号的相应的低噪声放大器，所述相应的低噪声放大器放大所述第一高频信号和所述第二高频信号之间的任一高频信号，
第一混频器，通过将由所述相应的低噪声放大器放大后的第一高频信号或第二高频信号与本地信号混频来提取I相的基带信号，
第二混频器，通过将由所述相应的低噪声放大器放大后的第一高频信号或者第二高频信号与将所述本地信号移相90°获得的信号混频来提取Q相的基带信号，
第一滤波器，将所述I相的基带信号的频率限制至预定带，
第二滤波器，将所述Q相的基带信号的频率限制至预定带，
解调器，将已通过所述第一滤波器将其频率限制至预定带的I相的基带信号解调并且将已通过所述第二滤波器将其频率限制至预定带的Q相的基带信号解调，以及
控制单元，基于用户设定的信道选择信息，设定所述本地振荡器的振荡频率、所述本地振荡器中的分频器的分频比、所述第一滤波器和所述第二滤波器的截止频率、以及所述解调器的解调方案。
10.根据权利要求9所述的接收装置，
其中，所述第一滤波器和所述第二滤波器被配置为能够被设定为指定的截止频率的可变低通滤波器，
其中，根据所述第一广播波和所述第二广播波之间的具有较低频带的广播波的载波的占有带宽的大小，确定所述截止频率的最低设定值，并且
其中，根据所述第一广播波和所述第二广播波之间的具有较低频带的广播波的载波的占有带宽的大小，确定所述截止频率的最高设定值。
11.根据权利要求10所述的接收装置，
其中，所述本地振荡器包括晶体振荡器、所述分频器、相位比较器、环路滤波器、以及电压控制振荡器，并且
其中，根据所述第一广播波和所述第二广播波之间的具有较高频带的广播波的频带的最高频率值，确定所述分频器的分频比的最低设定值。
12.根据权利要求11所述的接收装置，
其中，所述本地振荡器的所述电压控制振荡器具有LC谐振电路，并且
其中，在所述LC谐振电路中使用的线圈被内置在集成电路中。
13.根据权利要求11所述的接收装置，进一步包括：
第一开关，在第一解调器侧和第二解调器侧之间切换所述I相的基带信号的输出点；以及
第二开关，在第一解调器侧和第二解调器侧之间切换所述Q相的基带信号的输出点，
其中，所述解调器包括根据在第一广播中使用的调制方案执行解调的所述第一解调器，和根据在第二广播中使用的调制方案执行解调的所述第二解调器，并且
其中，所述控制单元基于由所述用户设定的信道选择信息切换所述第一开关和所述第二开关的连接点。
14.一种接收方法，包括：
通过第一高频处理单元检测用第一频带传送的第一广播波，并且提取第一高频信号；
通过第二高频处理单元检测用与所述第一频带不同的第二频带传送的第二广播波，并且提取第二高频信号；并且
通过至少一个本地振荡器生成在所述第一高频处理单元和所述第二高频处理单元中使用的本地振荡信号。
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