CN103299540A - 致动器驱动装置 - Google Patents

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谷本清隆
西野英树
崎山史朗
森江隆史
横山明夫
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Abstract

本发明的致动器驱动装置具备：数字滤波器(10)，其用被反馈的数字信号进行转矩指令数字信号的相位补偿；数字PWM生成部(11)，其根据数字滤波器的输出，生成被脉冲宽度调制后的多个PWM控制信号；H桥部(12)，其根据多个PWM控制信号来切换输出第1以及第2端子电压；第1以及第2连续时间Δ∑A/D变换器(13)，其对第1以及第2端子电压分别进行A/D变换；和反馈滤波器(14)，其进行第1以及第2连续时间Δ∑A/D变换器的输出的抽取处理并向数字滤波器反馈数字信号。

Description

致动器驱动装置
技术领域
本发明涉及致动器(actuator)驱动装置，尤其涉及全数字控制的致动器驱动装置。
背景技术
致动器驱动装置被广泛应用于各种产品，例如在光盘装置中，被应用于光拾取器的倾斜方向、跟踪方向、聚焦方向的各控制，使光拾取器在光盘径向上移动的滑动电动机(sled motor)的控制，用于取放光盘的进出盘电动机(loading motor)的控制，对光盘进行旋转驱动的主轴电动机(spindlemotor)的控制等。
一般来说，致动器驱动装置，用感应电阻(sense resistor)来检测流过负载的电流，并对检测信号进行反馈以进行转矩指令信号的相位补偿来对负载进行PWM驱动。以前，相位补偿滤波器以及PWM信号生成部几乎都由模拟电路来实现(例如，参照专利文献1)。因此，在光拾取器的驱动等中采用的要求非常高的精度的致动器驱动装置中，为了吸收工艺偏差或温度偏差必须确保设计容限、布局尺寸足够大，进而还需要设置补偿电路。此外，由于信号频带低，因此不得不增大相位补偿滤波器的元件常数，需要外置的电阻元件、电容元件。因此，小面积化、省电化的应对困难。
此外，近年来的光盘控制的数字化不断进步，从控制控制器输出的转矩指令信号也不断被数字化。但是，由于致动器驱动装置是模拟方式，因此必须将转矩指令数字信号用D/A变换器变换为模拟信号。如上所述，由于在光盘装置中存在各种控制对象，因此转矩指令信号也存在多个，需要与其数量响应的D/A变换器。进而，对于要求10比特以上的精度的致动器来说D/A变换器的消耗功率变得相当大。可以预想今后电路规模和消耗功率将进一步增大。
因此，为了克服上述模拟方式的缺点而提出了将致动器驱动装置全数字化的技术。例如，全数字控制的致动器驱动装置，用感应电阻来检测流过负载的电流，对检测信号进行A/D变换并进行反馈，在数字区域进行转矩指令信号的相位补偿，对负载进行PWM驱动(例如，参照非专利文献1)。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：JP特开平11-353830号公报
非专利文献
非专利文献1：小堀康功等，“采用了Δ∑调制ADC的电动机驱动用数字信号处理方式的研究”，信学技报，vol.107，no.382，ICD2007-130，2007年12月，pp.59-64
发明内容
发明要解决的课题
在现有的全数字控制的致动器驱动装置中，由于感应电阻所产生的热噪声从而有可能导致控制精度劣化。因此，本发明的课题在于，提供一种不利用感应电阻而实现高精度的全数字控制的致动器驱动装置。
解决课题的手段
根据本发明的第一方式，根据被输入的转矩指令数字信号切换输出第1以及第2端子电压来对致动器进行驱动，具备：数字滤波器，其采用被反馈的数字信号进行所述转矩指令数字信号的相位补偿；数字PWM生成部，其根据所述数字滤波器的输出，生成被脉冲宽度调制后的多个PWM控制信号；H桥部，其根据所述多个PWM控制信号切换输出所述第1以及第2端子电压；第1以及第2连续时间Δ∑A/D变换器，其对所述第1以及第2端子电压分别进行A/D变换；和反馈滤波器，其进行所述第1以及第2连续时间Δ∑A/D变换器的输出的抽取处理来向所述数字滤波器反馈所述数字信号。
由此，从H桥部输出的第1以及第2端子电压分别被独立且高精度地进行A/D变换，其差分值被反馈到数字滤波器，因此能够实现极高精度的致动器驱动。
例如，所述反馈滤波器具有：第1以及第2抽取滤波器，其对所述第1以及第2连续时间Δ∑A/D变换器的输出分别进行滤波处理；和差动/单一变换部，其计算所述第1以及第2抽取滤波器的输出的差分，将表示该差分的数字信号反馈给所述数字滤波器。或者，所述反馈滤波器具有：差动/单一变换部，其输出所述第1以及第2连续时间Δ∑A/D变换器的输出的差分；和抽取滤波器，其对所述差动/单一变换部的输出进行滤波处理。
发明效果
根据本发明，能够实现全数字控制的致动器驱动装置的高精度化。
附图说明
图1是第1实施方式所涉及的致动器驱动装置的构成图。
图2是一个示例所涉及的H桥部的构成图。
图3是第1例所涉及的数字PWM生成部的构成图。
图4是第2例所涉及的数字PWM生成部的构成图。
图5是第2例所涉及的数字PWM生成部的时序图。
图6是与图5对应的H桥部的输出的时序图。
图7是第3例所涉及的数字PWM生成部的构成图。
图8是第4例所涉及的数字PWM生成部的构成图。
图9是第5例所涉及的数字PWM生成部的构成图。
图10是第6例所涉及的数字PWM生成部的构成图。
图11是第6例所涉及的数字PWM生成部中的脉冲生成部的构成图。
图12是图11的脉冲生成部所进行的SFU的脉冲生成例所涉及的时序图。
图13是第7例所涉及的数字PWM生成部的构成图。
图14是边沿位置调整后的数字PWM生成部的输出以及H桥部的输出的时序图。
图15是第8例所涉及的数字PWM生成部的构成图。
图16是反馈滤波器的构成图。
图17是第2实施方式所涉及的致动器驱动装置的构成图。
图18是第3实施方式所涉及的致动器驱动装置的构成图。
图19是第3实施方式的变形例所涉及的致动器驱动装置的构成图。
图20是第4实施方式所涉及的致动器驱动装置的构成图。
图21是第4实施方式的变形例所涉及的致动器驱动装置的构成图。
图22是第4实施方式的变形例所涉及的致动器驱动装置的构成图。
图23是第5实施方式所涉及的致动器驱动装置的构成图。
图24是第6实施方式所涉及的致动器驱动装置的构成图。
图25是第6实施方式的变形例所涉及的致动器驱动装置的构成图。
具体实施方式
(第1实施方式)
图1表示第1实施方式所涉及的致动器驱动装置的构成。本实施方式所涉及的致动器驱动装置的驱动对象即负载100，例如，是未图示的致动器的一部分即音圈电机等。若对负载100施加F端子电压FOUT，则在负载100中流过正向的电流，致动器在正向上运动。另一方面，若对负载100施加R端子电压ROUT，则在负载100中流过反向的电流，致动器在反向上运动。并且，在致动器中产生的转矩根据提供给负载100的电流量而变化。即，若对负载100提供了更多的电流则在致动器中产生更大的转矩。
本实施方式所涉及的致动器驱动装置，根据从未图示的外部的控制器输入的转矩指令数字信号TQ来进行FOUT以及ROUT的输出切换以及PWM控制。即，该致动器驱动装置，通过对FOUT以及ROUT的输出进行切换来切换向负载100的通电方向，进而，通过对FOUT以及ROUT的脉冲宽度进行控制来控制提供给负载100的电流量。
具体来说，该致动器驱动装置具备：数字滤波器10、数字PWM生成部11、H桥部12、2个连续时间型Δ∑A/D变换器13、以及反馈滤波器14。这些构成要素中除了成为与负载100的接口的H桥部12以及2个连续时间型Δ∑A/D变换器13之外全部能够构成为数字电路。以下，对这些构成要素详细进行说明。
H桥部12由4个PWM控制信号SFU、SFL、SRU、以及SRL来控制，输出FOUT以及ROUT。图2表示H桥部12的一个构成例。H桥部12，例如，具备PMOS晶体管121作为F侧的上侧开关，具备NMOS晶体管122作为F侧的下侧开关，具备PMOS晶体管123作为R侧的上侧开关，以及具备NMOS晶体管124作为R侧的下侧开关。PMOS晶体管121以及123的源极都与电源节点连接，NMOS晶体管122以及124的源极都与接地节点连接。PMOS晶体管121的漏极和NMOS晶体管122的漏极相互连接，从该连接点输出FOUT。PMOS晶体管123的漏极和NMOS晶体管124的漏极相互连接，从该连接点输出ROUT。
PMOS晶体管121由SFU进行开关控制。NMOS晶体管122由SFL进行开关控制。PMOS晶体管123由SRU进行开关控制。PMOS晶体管124由SRL进行开关控制。若将SFU设为L电平，将SRL设为H电平来对PMOS晶体管121以及NMOS晶体管124进行导通控制，并且将SRU设为H电平，将SFL设为L电平来对PMOS晶体管123以及NMOS晶体管122进行截止控制，则输出FOUT。另一方面，若将SRU设为L电平，将SFL设为H电平来对PMOS晶体管123以及NMOS晶体管122进行导通控制，并且将SFU设为H电平，将SRL设为L电平来对PMOS晶体管121以及NMOS晶体管124进行截止控制，则输出ROUT。
回到图1，数字滤波器10用从反馈滤波器14反馈的数字信号SFB进行TQ的相位补偿并输出数字信号FLTOUT。TQ是指示致动器的运动方向以及转矩的数字信号。例如，TQ的正负符号表示致动器的运动方向，TQ的绝对值表示转矩的大小。数字滤波器10的传递函数相当于对在模拟方式的致动器驱动装置中用于相位补偿的模拟滤波器的传递函数进行双线性(bilinearly)变换而得到的函数。具体来说，数字滤波器10对TQ与SFB的差分值进行PI控制、PID控制等来生成FLTOUT。另外，TQ、SFB、以及FLTOUT的信号比特宽度是任意的，也可以为相互不同的比特宽度。
数字PWM生成部11根据FLTOUT输出SFU、SFL、SRU、以及SRL。在此，根据FLTOUT的正负极性来唯一地决定应输出FOUT以及ROUT的哪一者，此外，根据FLTOUT的绝对值来唯一地决定FOUT或ROUT的输出脉冲宽度。因此，数字PWM生成部11，按照每个PWM周期，根据FLTOUT的正负极性来决定应对SFU、SFL、SRU、以及SRL的哪一者进行控制，进而，根据FLTOUT的绝对值来决定该应进行控制的信号的边沿(edge)生成的定时。例如，数字PWM生成部11用根据与PWM频率相比足够快的时钟信号执行动作的计数器(未图示)来对与FLTOUT的绝对值相当的时间进行计数从而决定该应进行控制的信号的边沿生成的定时。
以下，介绍数字PWM生成部11的几个优选的构成例。
《数字PWM生成部11的构成例1》
图3表示第1例所涉及的数字PWM生成部11的构成。本例所涉及的数字PWM生成部11具备Δ∑调制部111以及脉冲生成部118。
Δ∑调制部111对所输入的M比特宽度的FLTOUT进行Δ∑调制并对其低位比特进行舍位(round)来生成N比特化之后的FLTOUT。
脉冲生成部118根据N比特宽度的FLTOUT来输出SFU、SFL、SRU、以及SRL。具体来说，脉冲生成部118按照每个PWM周期，根据N比特宽度的FLTOUT的正负极性来决定应对SFU、SFL、SRU、以及SRL中的哪一个进行控制，进而，用根据与PWM频率相比足够快的时钟信号执行动作的计数器(未图示)来对与N比特宽度的FLTOUT的绝对值相当的时间进行计数从而决定该应进行控制的信号的边沿生成的定时。
在没有Δ∑调制部111的情况下，脉冲生成部118为了实现相当于M比特的PWM分辨率必须以高速的动作时钟信号来执行动作，消耗功率变大。与此相对，如本例这样，通过在数字PWM生成部11的输入级由Δ∑调制部111将FLTOUT的比特宽度舍位为N比特，从而脉冲生成部118只要实现相当于N比特的PWM分辨率即可，能够降低动作时钟信号的频率并降低消耗功率。进而，由于并不是简单地舍去M比特宽度的FLTOUT的低位比特而是通过Δ∑调制舍位为N比特，因此若在时间方向上进行平均，则脉冲生成部118实质上能够实现相当于M比特的PWM分辨率。
这样，通过本例所涉及的数字PWM生成部11，能够降低消耗功率同时实现高分辨率的PWM控制。
《数字PWM生成部11的构成例2》
图4表示第2例所涉及的数字PWM生成部11的构成。本例所涉及的数字PWM生成部11具备偏移量(offset)加法运算部112以及脉冲生成部118。
偏移量加法运算部112，当所输入的FLTOUT的值在接近零时，对FLTOUT加上正或负的偏移量值以使时间平均值成为零。例如，偏移量加法运算部112，当所输入的FLTOUT的绝对值比接近零的阈值小时，按照每个PWM周期对偏移量值的正负符号进行翻转来与FLTOUT相加。
对FLTOUT加上偏移量值的原因是，若FLTOUT的值在接近零则在负载100所包含的电感器成分中流过的电流几乎为零，即使在该状态下突然接受较大的转矩指令也不会立即在负载100中流过电流，响应特性劣化，因此在FLTOUT的值在接近零的情况下大胆地对FLTOUT附加偏移量值使负载100成为始终流过电流的状态来使响应特性提高。
脉冲生成部118根据偏移量加法运算后的FLTOUT来输出SFU、SFL、SRU、以及SRL。具体来说，脉冲生成部118按照每个PWM周期，根据偏移量加法运算后的FLTOUT的正负极性来决定应对SFU、SFL、SRU、以及SRL中的哪一者进行控制，进而，用根据与PWM频率相比足够快的时钟信号执行动作的计数器(未图示)来对与偏移量加法运算后的FLTOUT的绝对值相当的时间进行计数从而决定该应进行控制的信号的边沿生成的定时。
参照图5的时序图对本例所涉及的数字PWM生成部11的动作进行说明。例如，数字PWM生成部11通过与PWM生成时钟同步地执行动作的PWM周期计数器将PWM周期分割为1024份来实现相当于10比特的PWM分辨率。偏移量加法运算部112在下一个PWM周期的始点对所输入的FLTOUT进行重新采样。例如，假设输入“28”作为FLTOUT，该值在某个PWM周期被重新采样。在此情况下，因为“28”的绝对值比作为阈值的“32”小，所以设定表示偏移量加法运算的标志。在表示偏移量加法运算的标志被设定的情况下，偏移量加法运算部112将重新采样后的FLTOUT的值“28”扩大2倍并在此基础上加上偏移量值“48”而得到的“104”作为偏移量加法运算后的FLTOUT而输出。
在下一个PWM周期表示偏移量减法运算的标志被设定。表示偏移量减法运算的标志，是使表示偏移量加法运算的标志延迟1个PWM周期后的标志。在表示偏移量减法运算的标志被设定的情况下，偏移量加法运算部112将从值“0”减去偏移量值“48”而得到的值“-48”作为偏移量加法运算后的FLTOUT而输出。在此，成为偏移量加法运算的基础的值是“0”的理由在于，因为将在前一个PWM周期被重新采样后的FLTOUT的值扩大2倍来输出，所以在该PWM周期不需要输出被重新采样后的FLTOUT的值。
这样，偏移量加法运算部112，在值“28”的FLTOUT被输入的情况下，输出值“104”作为偏移量加法运算后的FLTOUT，在下一个PWM周期输出值“-48”。这些从偏移量加法运算部112经过2个PWM周期而输出的偏移量加法运算后的FLTOUT的PWM周期平均值是“28”(＝(104-48)/2)，与被输入的FLTOUT的值相等。即，如图6所示，虽然通过偏移量加法运算，FOUT的脉冲宽度变长了该加法运算的量，但通过在下一个PWM周期输出与该加法运算的量相当的脉冲宽度的ROUT，从而FOUT的偏移量加法运算的量被抵消。
这样，通过本例所涉及的数字PWM生成部11，即使FLTOUT的值成为接近零，也能够使负载100成为始终流过电流的状态，并且能够对负载100实现与该值相应的驱动。由此，能够提高当FLTOUT的值成为接近零时的该致动器驱动装置的响应特性。
另外，上述的阈值以及偏移量值不过是一例，能够设定任意的值。此外，关于偏移量加法运算方法也不限于上述例。
《数字PWM生成部11的构成例3》
图7表示第3例所涉及的数字PWM生成部11的构成。本例所涉及的数字PWM生成部11具备锯齿波生成部113以及脉冲生成部118。
锯齿波生成部113按照每个PWM周期输出表示从初始值开始单调增加或单调减少的值的数字信号。例如，锯齿波生成部113能够用按照每个PWM周期被复位的向上计数器(up counter)或向下计数器(down counter)来实现。
脉冲生成部118根据FLTOUT来输出SFU、SFL、SRU、以及SRL。具体来说，脉冲生成部118按照每个PWM周期，根据FLTOUT的正负极性来决定应对SFU、SFL、SRU、以及SRL中的哪一个进行控制。进而，脉冲生成部118对FLTOUT的绝对值和锯齿波生成部113的输出值进行比较来决定该应进行控制的信号的边沿生成的定时。例如，脉冲生成部118，在FLTOUT的绝对值比锯齿波生成部114的输出值小的期间将该应进行控制的信号固定为H电平等规定的逻辑电平。
这样，通过本例所涉及的数字PWM生成部11，能够使SFU、SFL、SRU、以及SRL的脉冲在PWM周期的始点产生，因此能够使该致动器驱动装置对TQ的变化的响应特性变快。
《数字PWM生成部11的构成例4》
图8表示第4例所涉及的数字PWM生成部11的构成。本例所涉及的数字PWM生成部11具备三角波生成部114以及脉冲生成部118。
三角波生成部114按照每个PWM周期输出表示下限值与上限值之间的单调增加以及单调减少的值的数字信号。例如，三角波生成部114能够用按照每个PWM周期被复位的向上向下计数器来实现。
脉冲生成部118按照FLTOUT来输出SFU、SFL、SRU、以及SRL。具体来说，脉冲生成部118，按照每个PWM周期，根据FLTOUT的正负极性来决定应对SFU、SFL、SRU、以及SRL中的哪一个进行控制。进而，脉冲生成部118对FLTOUT的绝对值和三角波生成部114的输出值进行比较来决定该应进行控制的信号的边沿生成的定时。例如，脉冲生成部118，在FLTOUT的绝对值比三角波生成部114的输出值小的期间将该应进行控制的信号固定为H电平等规定的逻辑电平。
这样，通过本例所涉及的数字PWM生成部11，能够使SFU、SFL、SRU、以及SRL的脉冲在PWM周期的中央产生，因此能够使该致动器驱动装置对TQ的变化的响应特性顺畅。
《数字PWM生成部11的构成例5》
图9表示第5例所涉及的数字PWM生成部11的构成。本例所涉及的数字PWM生成部11具备锯齿波/三角波生成部115以及脉冲生成部118。
锯齿波/三角波生成部115按照每个PWM周期输出表示从初始值开始单调增加或单调减少的值的数字信号，或按照每个PWM周期输出表示下限值与上限值之间的单调增加以及单调减少的值的数字信号。锯齿波/三角波生成部115根据所输入的FLTOUT的绝对值的大小，来决定输出哪一个波形的数字信号。例如，锯齿波/三角波生成部115可以将按照每个PWM周期被复位的向上计数器以及向下计数器组合来构成。
脉冲生成部118根据FLTOUT来输出SFU、SFL、SRU、以及SRL。具体来说，脉冲生成部118，按照每个PWM周期，根据FLTOUT的正负极性来决定应对SFU、SFL、SRU、以及SRL中的哪一个进行控制。进而，脉冲生成部118对FLTOUT的绝对值和锯齿波/三角波生成部115的输出值进行比较来决定该应进行控制的信号的边沿生成的定时。例如，脉冲生成部118，在FLTOUT的绝对值比锯齿波/三角波生成部115的输出值小的期间将该应进行控制的信号固定为H电平等规定的逻辑电平。
这样，通过本例所涉及的数字PWM生成部11，能够使SFU、SFL、SRU、以及SRL的脉冲根据FLTOUT的绝对值的大小而在PWM周期的始点或中央产生，因此能够使该致动器驱动装置对TQ的变化的响应特性变快且顺利。
《数字PWM生成部11的构成例6》
图10表示第6例所涉及的数字PWM生成部11的构成。本例所涉及的数字PWM生成部11具备DLL(Delay Locked Loop，延迟锁定回路)116以及脉冲生成部118。
DLL116使所输入的基准时钟信号每次错开一点来生成彼此相位不同的多相时钟信号。本例所涉及的数字PWM生成部11的PWM分辨率，由该多相时钟信号的最小相位差来决定。因此，使该多相时钟信号的最小相位差充分小于PWM周期。另外，基准时钟信号只要与PWM周期同步即可，基准时钟信号的频率也可以比PWM频率慢。
脉冲生成部118根据FLTOUT来输出SFU、SFL、SRU、以及SRL。具体来说，脉冲生成部118，按照每个PWM周期，针对从DLL116输出的多相时钟信号中的由FLTOUT的正负极性以及绝对值唯一地决定的任意2个时钟信号进行逻辑运算来输出SFU、SFL、SRU、以及SRL。
图11表示本例所涉及的数字PWM生成部11中的脉冲生成部118的构成例。脉冲生成部118具备译码器1181、8个选择器1182、以及4个“与”门1183。译码器1181对FLTOUT进行解码来输出用于对8个选择器1182的每一个进行控制的控制信号。各选择器1182根据从译码器1181输入的控制信号从多相时钟信号中选择任意一个来进行输出。各“与”门1183进行从2个选择器1182输出的时钟信号的“与”运算。4个“与”门1183的输出分别与SFU、SFL、SRU、以及SRL相应。
参照图12的时序图对脉冲生成部118所进行的SFU的脉冲生成例进行说明。假设由DLL116根据PWM周期的4倍周期的基准时钟信号生成具有PWM周期的1/4的最小相位差的8相时钟信号。假设在第n个PWM周期，译码器1181对SFU的生成所涉及的2个选择器1182中的一方指示选择了第1相的时钟信号，对另一方指示选择了第4相的时钟信号。在此情况下，通过SFU的生成所涉及的“与”门1183进行第1相的时钟信号与第4相的时钟信号的“与”运算，最小脉冲宽度、即PWM周期的1/4宽度的脉冲作为SFU被输出。另外，在译码器1181没有指示选择第4相的时钟信号，而是指示选择了第2相或第3相的时钟信号的情况下，SFU的脉冲宽度成为PWM周期的3/4或2/4。
假设在接下来的第n+1个PWM周期，译码器1181对SFU的生成所涉及的2个选择器1182中的一方指示选择第5相的时钟信号，对另一方指示选择第8相的时钟信号。在此情况下，通过SFU的生成所涉及的“与”门1183进行第5相的时钟信号与第8相的时钟信号的“与“运算，最小脉冲宽度、即PWM周期的1/4宽度的脉冲作为SFU被输出。另外，在译码器1181没有指示选择第8相的时钟信号，而是指示选择了第6相或第7相的时钟信号的情况下，SFU的脉冲宽度成为PWM周期的3/4或2/4。
假设在接下来的第n+2个PWM周期，译码器1181对SFU的生成所涉及的2个选择器1182中的一方指示选择了第1相的时钟信号的翻转，对另一方指示选择了第4相的时钟信号的翻转。在此情况下，由SFU的生成所涉及的“与”门1183进行第1相的时钟信号的翻转和第4相的时钟信号的翻转的“与”运算，最小脉冲宽度、即PWM周期的1/4宽度的脉冲作为SFU被输出。另外，各相的时钟信号的翻转既可以由DLL116生成，也可以在选择器1182内生成。
这样，通过本例所涉及的数字PWM生成部11，由于不需要比PWM频率更高速的动作时钟信号，因此能够大幅降低消耗功率。由此，能够降低该致动器驱动装置整体的消耗功率。
《数字PWM生成部11的构成例7》
图13表示第7例所涉及的数字PWM生成部11的构成。本例所涉及的数字PWM生成部11具备脉冲生成部118以及边沿位置调整部119。
脉冲生成部118根据FLTOUT来输出SFU、SFL、SRU、以及SRL。具体来说，脉冲生成部118，按照每个PWM周期，根据FLTOUT的正负极性来决定应对SFU、SFL、SRU、以及SRL中的哪一个进行控制，进而，用根据与PWM频率相比足够快的时钟信号执行动作的计数器(未图示)来对与FLTOUT的绝对值相当的时间进行计数从而决定该应进行控制的信号的边沿生成的定时。
边沿位置调整部119对从脉冲生成部118输出的SFU、SFL、SRU、以及SRL的边沿位置进行调整。对边沿位置进行调整的理由在于，由于在SFU以及SRU的控制对象即PMOS晶体管和SFL以及SRL的控制对象即NMOS晶体管中阈值电压相互不同，因此，例如，若SFU的下降沿与SFL的上升沿位置一致，则在图2所示的PMOS晶体管121关断(turn off)之前NMOS晶体管122开启(turn on)，在由PMOS晶体管121以及NMOS晶体管122构成的半桥流过贯通电流。
具体来说，在SFU与SFL的边沿位置一致的情况下，边沿位置调整部119移动SFU以及/或者SFL的边沿位置，确保图2所示的PMOS晶体管121以及NMOS晶体管122都截止的死时间(dead time)。同样，在SRU与SRL的边沿位置一致的情况下，边沿位置调整部119移动SRU以及/或者SRL的边沿位置，确保图2所示的PMOS晶体管123以及NMOS晶体管124都截止的死时间。图14表示边沿位置调整后的数字PWM生成部11的输出以及H桥部12的输出的定时。
这样，通过本例所涉及的数字PWM生成部11，能够防止H桥部12中的贯通电流。
《数字PWM生成部11的构成例8》
上述各例所涉及的数字PWM生成部11的构成要素能够适当组合。图15表示第8例所涉及的数字PWM生成部11的构成。本例所涉及的数字PWM生成部11具备Δ∑调制部111、偏移量加法运算部112、基准波生成部117、脉冲生成部118、以及边沿位置调整部119。
Δ∑调制部111对所输入的M比特宽度的FLTOUT进行Δ∑调制来对其低位比特进行舍位从而生成N比特化之后的FLTOUT。
偏移量加法运算部112，当所输入的N比特宽度的FLTOUT的值在接近零时，对N比特宽度的FLTOUT加上正或负的偏移量值以使时间平均值成为零。例如，偏移量加法运算部112，当所输入的N比特宽度的FLTOUT的绝对值小于接近零的阈值时，按照每个PWM周期对偏移量值的正负符号进行翻转来与N比特宽度的FLTOUT相加。
基准波生成部117，输出如下信号中的任意一者：表示按照每个PWM周期从初始值开始单调增加或单调减少的值的数字信号，按照每个PWM周期表示下限值与上限值之间的单调增加以及单调减少的值的数字信号，使所输入的基准时钟信号每次错开一点从而相位彼此不同的多相时钟信号。具体来说，基准波生成部117是上述的锯齿波生成部113、三角波生成部114、锯齿波/三角波生成部115、以及DLL116的任意一者。
脉冲生成部118以从基准波生成部117输出的信号为基准，根据偏移量加法运算后的FLTOUT来输出SFU、SFL、SRU、以及SRL。
边沿位置调整部119对从脉冲生成部118输出的SFU、SFL、SRU、以及SRL的边沿位置进行调整。
以上，通过本例所涉及的数字PWM生成部11，上述各例所特有的效果全部能实现。
回到图1，2个连续时间Δ∑A/D变换器13中的一方按PWM周期对FOUT进行A/D变换来输出FADOUT；另一方按PWM周期对ROUT进行A/D变换来输出RADOUT。
反馈滤波器14，进行FADOUT以及RADOUT的抽取(decimation)处理并向数字滤波器10反馈数字信号SFB。即，反馈滤波器14具有对过采样(oversampling)后的A/D变换结果进行向下采样的功能以及将差动信号变换为单一信号的功能。
图16表示反馈滤波器14的构成例。在图16(a)所示的例子中，反馈滤波器14具备2个抽取滤波器(decimation filter)141以及差动/单一变换部142。2个抽取滤波器141中的一方进行FADOUT的LPF处理以及向下采样来输出FDECOUT；另一方进行RADOUT的LPF处理以及向下采样来输出RDECOUT。差动/单一变换部142计算FDECOUT以及RDECOUT的差分并输出表示该差分值的SFB。另一方面，在图16(b)所示的例子中，反馈滤波器14具备差动/单一变换部142以及抽取滤波器141。差动/单一变换部142输出FADOUT以及RADOUT的差分。抽取滤波器141进行差动/单一变换部142的输出的LPF处理以及向下采样来输出SFB。
这样，通过2个连续时间A/D变换器13以及反馈滤波器14，将在每1个PWM周期提供给负载100的电流值表示为SFB。
反馈滤波器14也可以具有对连续时间Δ∑A/D变换器13的变换偏差进行校正的数字校正功能。具体来说，反馈滤波器14对进行了连续时间Δ∑A/D变换器13的LFP处理以及向下采样之后的结果进行偏移量调整以及增益调整来输出该调整后的值作为FDECOUT或RDECOUT。当反馈滤波器14为图16(a)所示的构成时，由2个抽取滤波器141分别执行该数字校正即可。另一方面，当反馈滤波器14为图16(b)所示的构成时，由差动/单一变换部142执行该数字校正即可。
偏移量调整值以及增益调整值能够根据对FOUT或ROUT施加了任意的测试电压时的A/D变换结果与理想值之间的误差来计算。这些调整值既可以在产品出厂前的检查中计算出之后不被变更，或者，也可以例如每当该致动器驱动装置起动时进行计算而更新。
此外，反馈滤波器14也可以具有对该致动器驱动装置的系统整体的DC偏移量进行校正的数字校正功能。具体来说，反馈滤波器14，对FDECOUT与RDECOUT的差分进行偏移量调整来输出该调整后的值作为SFB。当反馈滤波器14为图16(a)所示的构成时，由差动/单一变换部142执行该数字校正即可。另一方面，当反馈滤波器14为图16(b)所示的构成时，由抽取滤波器141执行该数字校正即可。
偏移量调整值能够根据在使该致动器驱动装置的反馈回路(feed-backloop)设为开路的状态下提供“0”作为TQ时的FDECOUT与RDECOUT的差分来计算。偏移量调整值可以在产品出厂前的检查中计算出之后不被变更，或者，也可以例如每当该致动器驱动装置起动时进行计算后被更新。
如上所述，根据本实施方式，从H桥部12输出的FOUT以及ROUT被单独地进行A/D变换，在数字区域进行差动/单一变换。如果在A/D变换前在模拟区域中进行FOUT以及ROUT的差动/单一变换，则FOUT和ROUT是彼此不具有逆极性的关系的非对称的信号，因此在A/D变换器的前级必须配置非常复杂的构成的差动/单一变换电路。与此相对，根据本实施方式，不需要考虑FOUT与ROUT的非对称性，能够简化反馈滤波器14的电路构成。
进而，根据本实施方式，通过利用连续时间Δ∑A/D变换器13对FOUT以及ROUT进行过采样，能够抑制量子化噪声，对FOUT以及ROUT高精度地进行A/D变换。
(第2实施方式)
图17表示第2实施方式所涉及的致动器驱动装置的构成。本实施方式所涉及的致动器驱动装置，在第1实施方式所涉及的致动器驱动装置中追加了误差积分部16。
误差积分部16通过对从数字滤波器10输出的FLTOUT加上对TQ与SFB的误差进行积分而得到的值来对FLTOUT进行校正。
数字PWM生成部11根据校正后的FLTOUT来输出SFU、SFL、SRU、以及SRL。具体来说，数字PWM生成部11，按照每个PWM周期，根据校正后的FLTOUT的正负极性来决定应对SFU、SFL、SRU、以及SRL中的哪一个进行控制，进而，根据校正后的FLTOUT的绝对值来决定该应进行控制的信号的边沿生成的定时。
上述以外的构成以及动作与第1实施方式中说明的相同。
在没有误差积分部16的情况下，例如，由于H桥部12的电源电压的变动等所引起的量子化误差，有时在TQ与SFB的相位稍微偏离的状态下反馈回路被锁定。与此相对，通过如本实施方式这样设置误差积分部16，从而施加反馈使得TQ与SFB的相位大致相等。由此，能够使该致动器驱动装置更高精度化。
(第3实施方式)
图18表示第3实施方式所涉及的致动器驱动装置的构成。本实施方式所涉及的致动器驱动装置，在第1实施方式所涉及的致动器驱动装置中追加了保护检测部17。
在该致动器驱动装置的输出发生了电源故障(power supply fault)或接地故障(earth fault)的状态下若持续驱动负载100，则构成H桥部12的晶体管有可能由于异常电压而被破坏。因此，为了保护H桥部12不被破坏，保护检测部17检查FOUT以及ROUT是否按照数字PWM生成部11的控制正确地被输出，若检测到不正确的输出则使该致动器驱动装置的输出停止。
具体来说，在反馈滤波器14为图16(a)所示的构成的情况下，保护检测部17若检测出从数字PWM生成部11输出的SFU、SFL、SRU、以及SRL，以及从2个抽取滤波器141分别输出的FDECOUT以及EDECOUT不满足规定的逻辑条件，则输出保护信号PROOUT。另外，关于FDECOUT以及RDECOUT不需要参照全部比特，只要能够判别是否输出了FOUT以及ROUT即可，因此若在抽取滤波器141的初级将H/L的输入数据变换为+1/-1的带符号的数据，则只要参照抽取滤波器141的输出值的符号比特足矣。另外，参照的方法不限于此。
例如，如图14所示，当SFU以及SFL为L电平，SRU以及SRL为H电平时，应输出FOUT，且不输出ROUT。在此，若没有输出FOUT，或者输出了ROUT，则保护检测部17检测出不满足逻辑条件，输出PROOUT。此外，当SFU以及SFL为H电平，SRU以及SRL为L电平时，应输出ROUT，且不输出FOUT。在此，若没有输出ROUT，或者输出了FOUT，则保护检测部17检测出不满足逻辑条件，输出PROOUT。
PROOUT，例如，被输入到数字PWM生成部11。数字PWM生成部11，若接受到PROOUT，则将SFU、SFL、SRU、以及SRL的值固定，以使得将H桥部12中的开关全部断开。由此，该致动器驱动装置的输出被停止。此外，也可以将PROOUT输入到H桥部12，使H桥部12的动作直接停止。
另外，如图19所示，保护检测部17也可以不参照FDECOUT以及RDECOUT而参照FADOUT以及RADOUT来判别是否输出了FOUT以及ROUT。不过，在此情况下，并不是直接参照FADOUT以及RADOUT，而是需要参照经由滤波器171对FADOUT以及RADOUT进行积分而得到的值。另外，滤波器171可以由例如FIR滤波器等实现。
(第4实施方式)
图20表示第4实施方式所涉及的致动器驱动装置的构成。本实施方式所涉及的致动器驱动装置，在第1实施方式所涉及的致动器驱动装置中追加了热量计算部18。
负载100由于包含电阻成分因此若电流流过则会发热。而且，若在负载100中不断地流过电流则热被积累而上升，有可能由于该热而导致负载100被破坏。因此，为了保护负载100不被破坏，热量计算部18计算在负载100中产生的热量，若该热量超过阈值则使该致动器驱动装置的输出停止。
具体来说，热量计算部18，根据从数字滤波器10输出的FLTOUT，按照每个PWM周期计算在负载100中产生的热量，并从初始值开始累计，若该累计热量超过阈值则输出保护信号TEMPOUT。
若FLTOUT的绝对值大则PWM控制的占空比变大，因此在负载100中产生的热量变大。另一方面，若FLTOUT的绝对值小则PWM控制的占空比变小，因此在负载100中产生的热量变小，根据情况负载100会进行散热，即，热量成为负值。这样，在负载100中产生的热量能够根据FLTOUT而唯一决定。因此，热量计算部18，通过参照记录了FLTOUT与产生热量的对应关系的查询表等，能够容易地根据FLTOUT计算在负载100中产生的热量。
TEMPOUT例如被输入到数字PWM生成部11。数字PWM生成部11若接受到TEMPOUT，则将SFU、SFL、SRU、以及SRL的值固定，以使得将H桥部12中的开关全部断开。由此，该致动器驱动装置的输出停止。此外，也可以将TEMPOUT输入到H桥部12，使H桥部12的动作直接停止。
另外，如图21所示，热量计算部18，也可以不根据FLTOUT而是根据从反馈滤波器14输出的SFB，按照每个PWM周期计算在负载100中产生的热量，并从初始值开始累计，若该累计热量超过阈值则输出保护信号TEMPOUT。或者，如图22所示，热量计算部18，也可以不根据FLTOUT而是根据TQ，按照每个PWM周期计算在负载100中产生的热量，并从初始值开始累计，若该累计热量超过阈值则输出保护信号TEMPOUT。
(第5实施方式)
图23表示第5实施方式所涉及的致动器驱动装置的构成。本实施方式所涉及的致动器驱动装置，在第1实施方式所涉及的致动器驱动装置中追加了误差积分部16、保护检测部17、以及热量计算部18。
误差积分部16通过对从数字滤波器10输出的FLTOUT加上对TQ与SFB的误差进行积分而得到的值来校正FLTOUT。
数字PWM生成部11，根据校正后的FLTOUT来输出SFU、SFL、SRU、以及SRL。具体来说，数字PWM生成部11，按照每个PWM周期，根据校正后的FLTOUT的正负极性来决定应对SFU、SFL、SRU、以及SRL中的哪一个进行控制，进而，根据校正后的FLTOUT的绝对值来决定该应进行控制的信号的边沿生成的定时。
保护检测部17，检查FOUT以及ROUT是否按照数字PWM生成部11的控制正确地被输出，若检测出不正确的输出则使该致动器驱动装置的输出停止。具体来说，在反馈滤波器14是图16(a)所示的构成的情况下，保护检测部17若检测出从数字PWM生成部11输出的SFU、SFL、SRU、及SRL，以及从2个抽取滤波器141分别输出的FDECOUT以及EDECOUT不满足规定的逻辑条件，则输出保护信号PROOUT。
热量计算部18计算在负载100中产生的热量，若该热量超过阈值则使该致动器驱动装置的输出停止。具体来说，热量计算部18根据从数字滤波器10输出的FLTOUT，按照每个PWM周期计算在负载100中产生的热量，并从初始值开始累计，若该累计热量超过阈值则输出保护信号TEMPOUT。
PROOUT以及TEMPOUT例如被输入到数字PWM生成部11。数字PWM生成部11若接受到PROOUT或TEMPOUT，则将SFU、SFL、SRU、以及SRL的值固定，以使得将H桥部12中的开关全部断开。由此，该致动器驱动装置的输出停止。此外，也可以将PROOUT以及TEMPOUT输入到H桥部12，使H桥部12的动作直接停止。
上述以外的构成以及动作与第1实施方式中说明的相同。
以上，根据本实施方式，第1至第4各实施方式所涉及的特有的效果全部能实现。
(第6实施方式)
图24表示第6实施方式所涉及的致动器驱动装置的构成。本实施方式所涉及的致动器驱动装置，根据从未图示的外部的控制器输入的n个(n为2以上的整数)转矩指令数字信号TQ1～TQn的每一个来驱动n个负载100。
具体来说，该致动器驱动装置具备：选择器20、数字滤波器10、数字PWM生成部11A、n个H桥部12、2个选择器21、2个连续时间型Δ∑A/D变换器13、以及反馈滤波器14。这些构成要素中除了成为与n个负载100的接口的n个H桥部12以及2个连续时间型Δ∑A/D变换器13以外，全部能够构成为数字电路。以下，对这些构成要素详细进行说明。
选择器20从TQ1～TQn中选择由选择信号SEL指定的任意一个来作为TQ进行输出。数字滤波器10基于从反馈滤波器14反馈的数字信号SFB来进行TQ的相位补偿并输出数字信号FLTOUT。具体来说，数字滤波器10对TQ与SFB的差分值进行PI控制、PID控制等来生成FLTOUT。
数字PWM生成部11A根据FLTOUT来输出SFU1～SFUn、SFL1～SFLn、SRU1～SRUn、以及SRL1～SRLn。即，数字PWM生成部11A将4个PWM控制信号SFUi、SFLi、SRUi、以及SRLi生成n组，分别输出给n个H桥部12。其中，i是从1到n的整数。具体来说，按照每个PWM周期，根据FLTOUT的正负极性，来决定应对属于由SEL指定的组的SFUi、SFLi、SRUi、以及SRLi中的哪一个进行控制，进而，根据FLTOUT的绝对值来决定该应进行控制的信号的边沿生成的定时。
例如，通过将第1实施方式所涉及的致动器驱动装置中的数字PWM生成部11设置n个，在这n个数字PWM生成部11中共同输入FLTOUT，根据SEL使n个数字PWM生成部11中的任意一个执行动作，由此能够实现数字PWM生成部11A。另外，在数字PWM生成部11中包含上述的Δ∑调制部111、偏移量加法运算部112、锯齿波生成部113、三角波生成部114、锯齿波/三角波生成部115、DLL116等的情况下，这些构成要素能够在n个数字PWM生成部11中共有。
各H桥部12由各组的4个PWM控制信号SFUi、SFLi、SRUi、以及SRLi来控制，输出FOUTi以及ROUTi。在各负载100上连接有FOUTi以及ROUTi。即，各H桥部12对对应的各负载100提供电流。
2个选择器21中的一方，将从FOUT1～FOUTn中由SEL指定的任意一个作为FSELOUT而输出。另一方将从ROUT1～ROUTn中由SEL指定的任意一个作为RSELOUT而输出。
2个连续时间Δ∑A/D变换器13中的一方按PWM周期对FSELOUT进行A/D变换来输出FADOUT；另一方按PWM周期对RSELOUT进行A/D变换来输出RADOUT。
反馈滤波器14进行2个连续时间Δ∑A/D变换器13的输出的抽取处理并向数字滤波器10反馈数字信号SFB。即，反馈滤波器14具有对被过采样后的A/D变换结果进行向下采样的功能以及将差动信号变换为单一信号的功能。关于反馈滤波器14的构成例，与参照图16所说明的构成相同。
这样，通过2个连续时间A/D变换器13以及反馈滤波器14，每1个PWM周期提供给负载100的电流值被表现为SFB。
反馈滤波器14也可以具有对连续时间Δ∑A/D变换器13的变换偏差进行校正的数字校正功能。具体来说，反馈滤波器14对进行了连续时间Δ∑A/D变换器13的LFP处理以及向下采样后的结果进行偏移量调整以及增益调整，将该调整后的值作为FDECOUT或RDECOUT而输出。当反馈滤波器14为图16(a)所示的构成时，只要由2个抽取滤波器141分别执行该数字校正即可。另一方面，当反馈滤波器14为图16(b)所示的构成时，只要由差动/单一变换部142执行该数字校正即可。
将SEL设定为指定第i个信号的值，根据对FOUTi或ROUTi施加了任意的测试电压时的A/D变换结果与理想值的误差能够计算偏移量调整值以及增益调整值。这些调整值既可以在产品出厂前的检查中计算出之后不再变更，或者，也可以例如每当该致动器驱动装置起动时进行计算后被更新。
此外，反馈滤波器14也可以具有针对该致动器驱动装置的系统整体校正DC偏移量的偏差的数字校正功能。具体来说，反馈滤波器14对FDECOUT与RDECOUT的差分进行偏移量调整，将该调整后的值作为SFB而输出。当反馈滤波器14为图16(a)所示的构成时，只要由差动/单一变换部142执行该数字校正即可。另一方面，当反馈滤波器14为图16(b)所示的构成时，只要由抽取滤波器141执行该数字校正即可。
根据将SEL设定为指定第i个信号的值，并在使该致动器驱动装置的反馈回路设为开路的状态下提供“0”作为TQi时的FDECOUT与RDECOUT的差分，能够计算偏移量调整值。偏移量调整值既可以在产品出厂前的检查中计算出之后不再变更，或者，也可以例如每当该致动器驱动装置起动时进行计算后被更新。
虽未图示，但也可以将上述的误差累计部16、保护检测部17、热量计算部18的全部或者任意一者嵌入到本实施方式所涉及的致动器驱动装置中。
另外，如图25所示，也可以在紧挨反馈滤波器14的前面配置2个选择器21。在此情况下，需要设置2n个连续时间Δ∑A/D变换器13。2n个连续时间Δ∑A/D变换器13，分别对FOUT1～FOUTn以及ROUT1～ROUTn进行A/D变换以输出FADOUT1～FADOUTn以及RADOUT1～RADOUTn。2个选择器21中的一方将从FADOUT1～FADOUTn中由SEL指定的任意一个作为FSELOUT而输出；另一方将从RADOUT1～RADOUTn中由SEL指定的任意一个作为RSELOUT而输出。并且，反馈滤波器14，进行FSELOUT以及RSELOUT的抽取处理以向数字滤波器10反馈数字信号SFB。
如上所述，根据本实施方式，数字滤波器10、2个连续时间Δ∑A/D变换器13以及反馈滤波器14被n个H桥部12进行时分共用。因此，能够实现高精度地驱动多个负载的致动器驱动装置的小型化。例如，在应用于光盘装置的情况下，能够通过1个该致动器驱动装置，以时分的方式进行光拾取器的倾斜方向、跟踪方向、聚焦方向的各控制、滑动电动机的控制、进出盘电机的控制、主轴电动机的控制。
工业实用性
本发明所涉及的致动器驱动装置由于能够实现高精度且全数字化，因此在光盘装置的光拾取器的驱动等中有用。
符号说明
10 数字滤波器
11 数字PWM生成部
11A 数字PWM生成部
12 H桥部
13 连续时间Δ∑A/D变换器
14 反馈滤波器
141 抽取滤波器
142 差动/单一变换部
16 误差积分部
17 保护检测部
18 热量计算部
20 选择器
21 选择器

Claims (19)

1.一种致动器驱动装置，根据被输入的转矩指令数字信号切换输出第1以及第2端子电压来对致动器进行驱动，
所述致动器驱动装置的特征在于，具备：
数字滤波器，其采用被反馈的数字信号进行所述转矩指令数字信号的相位补偿；
数字PWM生成部，其根据所述数字滤波器的输出，生成被脉冲宽度调制后的多个PWM控制信号；
H桥部，其根据所述多个PWM控制信号切换输出所述第1以及第2端子电压；
第1以及第2连续时间Δ∑A/D变换器，其对所述第1以及第2端子电压分别进行A/D变换；和
反馈滤波器，其进行所述第1以及第2连续时间Δ∑A/D变换器的输出的抽取处理来向所述数字滤波器反馈所述数字信号。
2.根据权利要求1所述的致动器驱动装置，其特征在于，
所述反馈滤波器具有：
第1以及第2抽取滤波器，其对所述第1以及第2连续时间Δ∑A/D变换器的输出分别进行滤波处理；和
差动/单一变换部，其计算所述第1以及第2抽取滤波器的输出的差分并将表示该差分的数字信号反馈给所述数字滤波器。
3.根据权利要求1所述的致动器驱动装置，其特征在于，
所述反馈滤波器具有：
差动/单一变换部，其输出所述第1以及第2连续时间Δ∑A/D变换器的输出的差分；和
抽取滤波器，其对所述差动/单一变换部的输出进行滤波处理。
4.根据权利要求1所述的致动器驱动装置，其特征在于，
所述数字PWM生成部对所述数字滤波器的输出进行Δ∑调制，根据该Δ∑调制后的数字信号来生成所述多个PWM控制信号。
5.根据权利要求4所述的致动器驱动装置，其特征在于，
当所述Δ∑调制后的数字信号为接近零的值时，所述数字PWM生成部，对所述Δ∑调制后的数字信号加上正或负的偏移量值以使时间平均值成为零，根据该偏移量加法运算后的数字信号来生成所述多个PWM控制信号。
6.根据权利要求1所述的致动器驱动装置，其特征在于，
当所述数字滤波器的输出为接近零的值时，所述数字PWM生成部，对所述数字滤波器的输出加上正或负的偏移量值以使时间平均值成为零，根据该偏移量加法运算后的数字信号来生成所述多个PWM控制信号。
7.根据权利要求1～6中任一项所述的致动器驱动装置，其特征在于，
所述数字PWM生成部生成锯齿波作为脉冲宽度调制的基准波。
8.根据权利要求1～6中任一项所述的致动器驱动装置，其特征在于，
所述数字PWM生成部生成三角波作为脉冲宽度调制的基准波。
9.根据权利要求1～6中任一项所述的致动器驱动装置，其特征在于，
所述数字PWM生成部根据所述数字滤波器的输出生成锯齿波或三角波作为脉冲宽度调制的基准波。
10.根据权利要求1～6中任一项所述的致动器驱动装置，其特征在于，
所述数字PWM生成部，使被输入的基准时钟信号一点一点地错开，生成彼此相位不同的多相时钟信号，根据所述数字滤波器的输出来选择所述多相时钟信号的任意2个，针对所选择的该时钟信号进行逻辑运算来生成所述多个PWM控制信号。
11.根据权利要求1～10中任一项所述的致动器驱动装置，其特征在于，
所述数字PWM生成部使所述多个PWM控制信号的边沿位置相互错开。
12.根据权利要求1～11中任一项所述的致动器驱动装置，其特征在于，
所述反馈滤波器具有对所述第1以及第2连续时间Δ∑A/D变换器的变换误差进行校正的功能。
13.根据权利要求1～12中任一项所述的致动器驱动装置，其特征在于，
所述反馈滤波器具有对该致动器驱动装置的系统整体的DC偏移量进行校正的功能。
14.根据权利要求1～13中任一项所述的致动器驱动装置，其特征在于，
具备误差积分部，该误差积分部将对所述转矩指令数字信号与从所述反馈滤波器反馈的数字信号之间的误差进行积分而得到的值与所述数字滤波器的输出相加。
15.根据权利要求2所述的致动器驱动装置，其特征在于，
具备保护检测部，该保护检测部若检测出所述多个PWM控制信号以及所述第1以及第2抽取滤波器的输出不满足规定的逻辑条件，则使该致动器驱动装置的输出停止。
16.根据权利要求1～14中任一项所述的致动器驱动装置，其特征在于，
具备：
第1以及第2滤波器，其对所述第1以及第2连续时间Δ∑A/D变换器的输出分别进行积分；和
保护检测部，其若检测出所述多个PWM控制信号以及所述第1以及第2滤波器的输出不满足规定的逻辑条件，则使该致动器驱动装置的输出停止。
17.根据权利要求1～16中任一项所述的致动器驱动装置，其特征在于，
具备热量计算部，该热量计算部基于所述转矩指令数字信号、从所述反馈滤波器反馈的数字信号、以及所述数字滤波器的输出中的任意一个，来计算在由该致动器驱动装置驱动的负载中产生的热量，若该热量超过阈值则使该致动器驱动装置的输出停止。
18.根据权利要求1～17中任一项所述的致动器驱动装置，其特征在于，
具备：
选择器，其从n个转矩指令数字信号中选择性地输出由选择信号指定的任意一个，其中n为2以上的整数；
n个所述H桥部；
第1选择器，其从所述n个H桥部所输出的n个所述第1端子电压中选择性地输出由所述选择信号指定的任意一个；和
第2选择器，其从所述n个H桥部所输出的n个所述第2端子电压中选择性地输出由所述选择信号指定的任意一个，
所述第1以及第2连续时间Δ∑A/D变换器，对从所述第1以及第2选择器输出的所述第1以及第2端子电压分别进行A/D变换，
所述数字PWM生成部，生成n组的所述多个PWM控制信号来对所述n个H桥部进行控制。
19.根据权利要求1～17中任一项所述的致动器驱动装置，其特征在于，
具备：
选择器，其从n个转矩指令数字信号中选择性地输出由选择信号指定的任意一个，其中n为2以上的整数；
n个所述H桥部；
n个所述第1连续时间Δ∑A/D变换器；
n个所述第2连续时间Δ∑A/D变换器；
第1选择器，其从所述n个第1连续时间Δ∑A/D变换器的输出中选择性地输出由所述选择信号指定的任意一个；和
第2选择器，其从所述n个第2连续时间Δ∑A/D变换器的输出中选择性地输出由所述选择信号指定的任意一个，
所述反馈滤波器，进行从所述第1以及第2选择器输出的所述第1以及第2连续时间Δ∑A/D变换器的输出的抽取处理，
所述数字PWM生成部，生成n组的所述多个PWM控制信号来对所述n个H桥部进行控制。
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