KR101886831B1

KR101886831B1 - 직접 구동 파형 발생기

Info

Publication number: KR101886831B1
Application number: KR1020137031239A
Authority: KR
Inventors: 칼 에드워드 스프렌톨; 더글라스 제임스 앤더슨
Original assignee: 로저스코포레이션
Priority date: 2011-06-10
Filing date: 2012-06-08
Publication date: 2018-08-08
Also published as: US20120313682A1; JP2014522632A; WO2012170857A1; EP2719077A1; EP2719077B1; CN103609022A; KR20140030215A; US8536906B2; CN103609022B; JP6203710B2

Abstract

고전압 파형은 저전압 입력 파형에 유사하게 생성된다. 고전압 파형은 장치에 직접적으로 인가되는 일련의 펄스들이다. 에러 신호는 주파수, 크기, 및 펄스들의 주기(duration of the pulses)를 제어한다.
고전압 파형으로부터 파생되는 피드백 신호는 에러 신호를 생성하기 위하여 입력 파형과 비교된다.

Description

직접 구동 파형 발생기{DIRECT DRIVE WAVEFORM GENERATOR}

본 발명은 전지 구동 드라이버에 관한 것으로, 특히, 저전압 제어 신호에 유사한 고전압 파형을 만들고, 압전 장치(piezoelectric device)에 직접적으로 파형을 인가(apply)하는 것에 의해 장치를 구동하는 압전 장치용 구동장치에 관한 것이다.

압전 구동기(piezoelectric actuator)는 1.5 ~ 12.6V의 일반적인 전지 전압보다 큰 고전압이 요구된다. "고(high)" 전압은 현재 전형적인 구동 전압인 100 ~ 120V이 포함되는 20 ~ 200V 이다. 일부 액튜에이터용의 라인 구동 전원은 1000V 정도의 고전압을 제공한다. 전지로부터 고전압을 생성하는 것은 전력선으로부터 고전압을 생성하는 것보다 더 어렵다.

전압 승압용 컨버터(voltage boost converter)는 전지로부터 구동장치(driver)를 위한 고전압으로 저전압을 변환하기 위하여 사용될 수 있다. 승압용 컨버터에서, 인덕터(inductor)에 저장된 에너지는 고전압의 전류 펄스들로서 캐패시터(capacitor)에 공급된다.

도 1은 공지된 승압용 컨버터를 포함하는 회로도이다{미국특허 3,913,000 (Cardwell, Jr.) 및 미국특허 4,527,096（Kindlmann)을 예로 참조}. 인덕터(11) 및 트랜지스터(12)는 전원(13)과 접지(ground) 또는 공통접지(common) 사이에서 직렬로 연결된다. 트랜지스터(12)가 턴 온(turn on, conduct)될 때, 전류가 인덕터(11)를 통해 흐르면서, 인덕터(11)에 의해 형성된 자계에 에너지가 저장된다. 배터리 전압, 인덕턴스(inductance), 내부 저항(internal resistance), 그리고 트랜지스터(12)의 온-저항(on-resistance)에 따라 인덕터(11)를 통해 흐르는 전류는 급속히 증가한다. 트랜지스터(12)가 차단되면, 자계(magnetic field)는 트랜지스터(12)의 턴-오프(turn-off) 특성에 의해 결정되는 비율(rate)로 감소한다. 감소비율(rate of collapse)은 매우 빠르며, 자계가 증가하는 비율보다도 훨씬 빠르다. 인덕터(11)의 양단 전압은 자계가 감소하는 비율에 비례한다. 100 V 또는 그 이상의 전압도 가능하다. 따라서, 저전압은 승압 컨버터(boost converter)에 의해 고전압으로 변환된다.

트랜지스터(12)가 차단(shut-off)되면, 접합부(15)의 전압은 기본적으로 캐패시터(capacitor ; 14)의 전압보다 더 높고, 전류는 순방향으로 바이어스된 다이오드(16)을 통해 흐른다. 전류의 각 펄스는 캐패시터(14)를 조금씩 충전시키고, 캐패시터의 전하는 점진적으로 증가한다. 특정 시점에서, 캐패시터(14)의 전압은 전원 전압보다 크게 된다. 다이오드(16)는 캐패시터(14)로부터 전원(13)으로 전류가 흐르는 것을 방지한다. 캐패시터(14)의 전압은 증폭기(21)와 같은 다른 회로 소자들을 위한 공급전압이다.

증폭기(21)의 출력은 압전 구동기(piezoelectric actuator ; 22)에 연결된다. 증폭기(21)의 입력은 양방향 구동용(bi-directional movement) 교류 신호 또는 단방향 구동용(unidirectional movement) 직렬 신호 또는 절반의 상보적인 구동(as half of a complementary drive)으로서 수신할 수 있다(각각의 극성마다 압전 구동기(22)의 반대 단자들에 연결된 2개의 증폭기들 ; two amplifiers, one for each polarity, coupled to opposite terminals of piezoelectric actuator 22). 상보적 구동(complementary drive)에서, 승압된 전압의 절대값은 전지전압의 절대값보다 크다. 상보적 구동(complementary drive)은 단일 구동의 고전압 절반을 이용할 수(또는 고전압의 2배로 제공될 수) 있으나, 2개의 승압 컨버터들이 필요하다.

펄스폭 변조(PWM) 신호들로부터 저전압 파형을 생성하는 것은 공지기술로 알려져 있다{미국특허 4,914,396（Berthiaume）, 5,703,473 (Phillips et al.) 및 5,994,973 (Toki) 참조}. 고전압을 취급하는 것은 고전압을 절연하고 제어해야 하는 장치들을 제조해야 하기 때문에 어렵고, 비용이 더 많이 든다. 고전압 증폭기는 효율을 더 감소시키는 손실들을 야기한다. 저장 커패시터는 귀중한 보드(board)의 공간을 차지하며, 도 1에 나타낸 드라이버(driver)의 회로도는 다른 응용 회로들에서 쉽게 적용되지 않는다.

여기서 사용된 것으로서, 파형에서 "유사한" 은 정확한 복제(replica)를 의미하는 것이 아니라, 근사치에 가깝다는 것이다.

상기의 관점에 따른 본 발명의 목적은 햅틱 드라이버(haptic driver)에서 저장 커패시터를 제거하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은 햅틱 드라이버에서 고전압 증폭기를 제거하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은 제어회로가 고전압 회로에 독립적인 낮은 전압의 소자들을 사용하는 드라이버를 제공하는 것이다.

발명의 또 다른 목적은 외부 소자들을 변경함에 의해 더 높은 전압과 전류를 지원하도록 쉽게 확장할 수 있는 드라이버를 제공하는 것이다.

상기 목적들은 본 발명에서 낮은 전압 입력 파형에 유사한 높은 전압 파형을 생성하여 이루어 질 수 있다. 고전압 파형은 장치에 직접 인가되는(applied) 일련의 펄스들이다. 에러 신호는 주파수, 진폭 및 펄스들의 주기(duration of the pulses)를 제어한다. 고전압 파형으로부터 얻은 피드백 신호는 에러 신호를 생성하는 입력 파형과 비교된다.

본 발명은 저장 캐패시터 및 종래 기술의 구동기들(drivers)에서 사용되는 고전압 증폭기를 제거한 직접 구동 파형 발생기(direct drive waveform generator)를 제공한다. 제어회로는 고전압 회로와 독립적인 낮은 전압의 부품들을 사용한다. 발생기는 쉽게 외부 부품들을 변경하여 더 높은 전압과 전류를 지원하도록 확장될 수 있다.

본 발명의 보다 완전한 이해는 첨부된 도면과 함께 다음의 상세한 설명을 통하여 얻을 수 있다.
도 1은 종래 기술에 따라 구성되는 압전 구동기에 연결된 드라이버(driver)의 회로도이다.
도 2는 디스플레이와 키패드 중 한쪽 또는 양쪽에 압전 구동기를 포함하는 디스플레이와 키패드를 갖는 전자 장치의 사시도이다.
도 3은 본 발명에 따라 구성된 압전 구동기에 연결되는 드라이버의 회로도이다.
도 4는 도 3에 도시된 드라이버를 위한 제어회로의 블록도이다.
도 5는 본 발명에 따라 구성된 드라이버를 위한 디지털 제어회로의 블록도이다.
도 6은 본 발명에 따라 구성된 파형 발생기의 동작을 도시한 그래프이다.
도 7은 본 발명에 따라 구성된 드라이버를 위한 아나로그(analog) 제어회로의 블록도이다.
도 8은 듀티 사이클(duty cycle), 온-타임(on-time) 및 주파수 간의 관계를 도시한 도면이다.
도 9는 본 발명에 따라 구성된 파형 발생기의 동작을 도시한 도면이다.
도 10은 생성되는 파형을 상세히 도시한 도면이다.
도 11은 본 발명의 다른 실시예에 따른 블록도이다.
도 12는 본 발명에 따라 구성된 시스템의 상태도이다.
도 13은 복수의 상태들에서 발생되는 변화 방법을 보여주는 표이다.

도 2는 디스플레이(display ; 26)와 키패드(keypad ; 27)를 포함하는 전자장치(25)를 나타낸다. 디스플레이(26)나 키패드(27) 또는 양자 모두는 키(key) 또는 디스플레이의 일부가 약간 눌려질 때, 촉각에 의한 피드백을 제공하기 위한 (미도시) 압전 장치가 제공될 수 있다. 피드백을 제공하기 위한 장치는 해당 기술 분야에서 공지되어 있다. 앞에서 설명한 바와 같이, 그와 같은 장치는 단층 또는 복수의 층들을 가질 수 있으며, 양방향 또는 단방향일 수 있다.

도 3은 도 1에 도시된 저장 캐패시터(14)와 고전압 증폭기(21)가 생략된 본 발명에 따른 적절한 실시예의 블럭도이다. 인덕터(31) 및 트랜지스터(32)는 전원(33)과 접지(ground) 또는 공통접지(common) 사이에서 직렬로 연결된다. 트랜지스터(32)의 제어단자는 충전입력(charge ; 35)에 연결된다. 인덕터(31)과 트랜지스터(32)의 접합 단자는 다이오드(36)에 의해 출력 단자(38)로 연결된다. 압전 구동기(22)는 출력 단자(38)과 접지 사이에 연결된다. 상기에서 설명한 회로는 압전 구동기(22)에 펄스들을 인가하기 위한 충전 회로이다. 주파수, 진폭 및 펄스의 주기는 충전 입력(35)에 인가되는 신호에 의해 결정된다.

트랜지스터(41) 및 저항(42)은 출력 단자(38)와 접지 사이에 직렬로 연결된다. 트랜지스터(41)의 제어 단자는 방전입력(discharge ; 43)에 연결된다. 트랜지스터(41) 및 저항(42)은 압전 구동기에 축적된 전하를 방전하고, 더 나아가 장치에 인가된 파형에 기여(contribute)한다.

저항(47)과 저항(48)은 출력 단자(38)와 접지 사이에 직렬로 연결된다. 저항(47)과 저항(48)의 접합 부분은 피드백 출력(feedback ; 49)에 연결된다. 저항들은 출력 단자(38)와 접지 사이의 전압 비율을 피드백 출력(49)으로 제공하는 전압 분배기이다. 여기서, 감쇠계수로 언급되는 상기 전압 비율, ε는 다음과 같은 수학식과 같다.

피드백 신호는 충전 및 방전입력에 인가되는 신호들과 이에 따라 압전 구동기(22)에 인가되는 전압의 파형을 생성하는 데 사용된다. 파형은 원하는 모양, 예를 들어, 연속(정현파) 또는 불연속 형태{램프(ramp) 또는 펄스(pulse)})를 가질 수 있다.

출력 "파형"은 출력 단자(38)에 인가되는 신호의 포락선(envelope)을 말한다(도 6 참조). 포락선은 다양한 진폭(magnitude)과 펄스폭(width)의 고주파 펄스의 일련의 결과이다. 압전 장치는 용량성(capacitive)이기 때문에, 약간 평활화(smoothing)가 발생하여 파형은 펄스들을 포함하지 않았던 것처럼 간주될 수 있다.

도 4는 도 3에 도시된 드라이버의 제어회로에 대한 블록도이다. 제어회로(control ; 51)는 아나로그 또는 디지털일 수 있고, 도 3에 도시된 바와 같이, 피드백 출력(49)에 연결되는 피드백 입력(feedback ; 52) 및 파형 입력(waveform ; 53)을 포함한다. 파형 입력(53)은 도 1에 도시된 앰프(21)의 입력에 해당한다. 제어회로(51)는 도 3에 도시된 충전입력(35)에 연결되는 충전출력(55)과 방전입력(43)에 연결되는 방전출력(56)을 포함한다. 제어회로(51)가 디지털인 경우, 제어회로(51)가 복제하려는 입력 또는 레퍼런스(reference)는 아나로그 신호, 시간과 전압값의 표(table) 또는 기준값(reference value)이 될 수 있다.

도 5와 도 6에서, 플러스(+)와 마이너스(-) 기호를 가진 삼각형은 비교기이며, 출력은 디지털(0 또는 1)이다. 플러스(+)와 마이너스(-) 기호를 갖지 않는 삼각형은 차동 증폭기이며, 출력은 아나로그이다.

도 5에서 마이크로 컨트롤러(micro controller ; 61)는 아나로그 / 디지탈 컨버터(ADC ; 63)에 의해 피드백 입력(62)에 연결된다. 마이크로 컨트롤러(61)의 입력(64)은 마이크로 컨트롤러(61)에서 요구되는 파형을 묘사하는(describing) 정보를 연결한다. 상기 정보는 아나로그 또는 디지털일 수 있고 상기 파형 그 자체를 나타낼 수 있고, 또한, 마이크로 컨트롤러(61)에 미리 프로그램된 파형 중에서 선택하기 위한 데이터일 수 있다. 파형을 묘사하는 디지털 데이터는 디지털 신호로서 비교기(67)에서 피드백 신호와 비교되는 레퍼런스 신호를 생성하기 위하여, 디지털/ 아나로그 컨버터(DAC ; 66)에서 변환된다. 비교기(67)는 더 큰 신호가 어느 신호인지 및 충전회로나 방전회로 중 어느 하나가 작동하는지에 대한 표시(indication)를 제공한다.

펄스폭 변조기(PWM ; 71)는 출력(72)에 연결되며, 충전출력(73)과 방전출력(74)에 연결된 상보적인 출력들(complementary outputs)을 갖는다. 선택적으로 로우 패스 필터(Low Pass Filter, LPF ; 75)는 펄스 폭 변조기(71) 및 방전출력(74) 사이에 연결될 수 있다. 로우 패스 필터(75)는 펄스를 평균화(average)하고, 방전 속도를 느리게 한다.

마이크로 컨트롤러(61)는 다중 상태, 유한 상태 기기(multi-state, finite state machine)이다. 마이크로 컨트롤러(61)는 충전과 방전, 두 개의 기본 모드를 가진다. 정확성을 개선하기 위해, 여러 하위 상태(sub-states)는 충전 사이클과 방전 사이클 모두에 사용된다. 압전 장치는 그것이 충전될 수 있는 것보다 더 빨리 방전될 수 있으며, 이것은 기계 상태(machine state)에서 제공된다. 기계 상태를 설명하는 의사 코드( Pseudo-code)는 본 명세서 끝부분의 추록(Appendix)에 있다.

비교기(67)는 피드백 상태 변화에 대한 신속한 응답을 제공하고, 에러의 한 비트 양자화를 수행한다. 에러, δ, 는 피드백 신호값과 기준 신호값의 차이로 정의된다. 이러한 차이는 ADC(63)의 출력과 DAC(66)의 입력으로부터 마이크로 컨트롤러(61)에서 계산된다. 에러가 이러한 방식으로 정의될 때, 충전 회로의 이상적인 이득은 이전에 정의된 피드백 감쇠 계수, ε의 역수이다. 비교기(67)는 ADC(63)의 샘플링 속도보다 10-100배 빠른 응답 시간을 가져야 한다. 비교기 변환(추록 참조)과 관련된 인터럽트 서비스 루틴은 다른 비교기 변환의 경우 이전 상태로 프로그램을 리턴하는 일시 정지 상태로서 제공하거나, 또는 디지털 샘플에 인접한 아나로그가 완료될 때, 다른 상태로 프로그램을 전송한다.

에러값은 유한 상태 기계(finite state machine)의 다음 상태를 결정한다. 네거티브 에러(negative error)는 컨트롤러가 부하를 충전하는 것을 의미하고, 포지티브 에러(positive error)는 컨트롤러가 부하를 방전하는 것을 의미한다. 충전과 방전, 에러 범위들에 해당하는 다양한 속도들(speeds)에 대한 여러 가지 상태들이 있다. 이러한 각 상태들에서 펄스 폭 변조기의 듀티 사이클(duty cycle)은 원활한 변환을 보장하기 위해 상태의 최대 듀티 사이클까지 적절하게 증가된다.

부하를 충전하기 위해, 유도 충전 펌프(inductive charge pump)는 입력 신호가 이득 계수(gain factor)와 곱해지고 부하에 따라가는 것과 같은 방식으로 전환된다(To charge the load, the inductive charge pump is switched in such a fashion that the input signal is multiplied by a gain factor and mimicked on the load.). 인덕터의 최대 포화점에서, 인덕터에 저장되는 에너지는 도 3에 도시된 트랜지스터(32)가 도전되는(conductive) 시간의 길이에 따라 달라진다. 트랜지스터(32)가 턴 오프(turn off)될 때. 출력 전압은 자기장이 인덕터를 통해 감소하는 속도에 비례한다. 인덕터에 저장된 에너지가 많을수록, 출력 전압이 높다. 따라서, 온-타임(on-time)이 이득을 제어한다. 일련의 온-타임에 변화되는 펄스들은 입력 신호를 따라가는 포락선을 갖는다.

출력 신호의 최대 정확도를 얻기 위하여, 유도 충전 펌프(inductive charge pump)의 스위칭 주파수는 적어도 1000배, 바람직하게 수천배의 부하에 요구되는 출력 신호의 나이퀴스트(Nyquist) 주파수이다. 본 발명에 따른 한 실시예에서, 300 Hz의 주파수를 갖는 출력 신호는 150 kHz의 충전 주파수로 생성된다.

신호가 32 kHz에서 샘플링 되면, 상기 16 kHz(나이퀴스트 주파수) 초과 신호의 주파수성분은 신호가 디지털/아나로그 변환기에 의해 재생성될 때, 앨리어싱(aliasing)을 야기할 것이다. 나이퀴스트 주파수는 정확도(fidelity)에 대한 최소 임계값이다. 순수한 톤(pure tone)은 고조파를 갖지 않는다. 구형파들(square waves)에는 홀수 고조파들(odd harmonics)이 풍부하다. 만약 원하는 출력신호가 구형파인 경우, 나이퀴스트 주파수는 동일한 주파수의 순수한 톤(tone)보다 더 높다. 도 6에서, 파형 A는 입력 파형이며, 파형 B는 도 3에 도시된 단자(38)에서의 출력 파형이다. 24개의 펄스들은 각 주기의 포락선(78)을 생성한다.

마이크로 컨트롤러(61) 내의 연산 장치는 현대적 마이크로 컨트롤러의 능력의 범위 내에서 적절하게, 펄스 폭 변조기(71)로부터의 신호의 한 주기 내에서 모든 제어의 연산들을 할 수 있어야 한다.

도 7에서 제어회로(80)는 비교기(83)에 연결된 피드백 입력(feedback ; 81)과 파형 입력(waveform ; 82)을 포함한다. 비교기(83)의 출력은 AND 게이트(86)의 한쪽 입력과 인버터(84)로 연결된다. 인버터(84)의 출력은 AND 게이트(86)의 한쪽 입력에 연결된다. 인버터(84)가 동시에 동작하는 것을 방지하는동안, 비교기(83)는 충전회로(charge)가 동작할지, 방전회로(discharge)가 동작할지 여부를 결정한다. 만약 피드백 신호가 파형 신호보다 크다면, 방전회로가 동작된다. 만약 피드백 신호가 파형 신호보다 작다면, 충전회로가 동작된다.

피드백 입력(81) 및 파형입력(82)은 또한 편차 또는 에러 신호를 생성하는 차동증폭기(93)에 연결된다. 차동증폭기(93)의 출력은 전압 제어 오실레이터(VCO ; 92)의 주파수 제어 입력과 인버터(94)에 연결된다. 인버터(94)의 출력은 전압 제어 오실레이터(VCO ; 91)의 주파수 제어 입력과 전압 제어 오실레이터(92)의 듀티 사이클(duty cycle) 제어 입력에 연결된다. 전압 제어 오실레이터(91)로부터의 출력펄스들은 AND 회로(85)에 연결된다. 전압 제어 오실레이터(92)로부터의 출력펄스들은 AND 회로(86)에 연결된다.

도 8은 듀티 사이클, 온-타임(on-time) 및 주파수 간의 관계를 도시한다. 신호 A에 있어서, 펄스들은 소정의 주파수와 50%의 듀티 사이클을 갖는다. 온-타임(96)은 비교적 짧다. 신호 B에 있어서, 펄스들은 신호 A의 절반의 주파수와 50%의 듀티 사이클을 갖는다. 온-타임(97)은 온-타임(96)의 2배의 길이이다. 신호 C에 있어서, 펄스들은 신호 B와 동일 주파수를 갖지만, 75%의 듀티 사이클을 갖는다. 온-타임(98)은 온-타임(96)의 3배 길이이다.

온-타임은 충전회로의 이득(gain)을 결정하기 때문에, 주파수 및 듀티 사이클은 정현파에서 피크들(peaks)을 생성하기 위한 충분한 이득을 확보하기 위하여 변화된다. 또한, 차동증폭기(93)의 출력인 오차(편차)신호의 진폭이 클 때 이득은 증가한다. 구체적으로 듀티 사이클은 큰 오차에서 증가하고 주파수는 큰 오차에서 감소한다. 반대쪽 센스(opposite sense)의 변화는 인버터(94)에 의해 제공된다.

도 9는 본 발명에 따라 구성된 파형 발생기의 동작을 도시한다. 충전 사이클 동안, 바람직하게는 주파수 및 듀티 사이클은 도 7에 도시된 차동증폭기(93)로부터의 오차 신호에 따라 변화된다. 방전 사이클 동안, 주파수는 부하가 방전됨에 따라 증가한다.

아나로그 제어회로의 장점은 더욱 정확한 제어를 제공하고 더 높은 주파수 파형에 가깝게 일치할 수 있다는 것이다. 아나로그 제어회로의 단점은 더욱 많은 튜닝을 요하며 쉽게 수정되기 어렵다는 것이다.

도 10은 생성된 파형을 도시한다. 확대된 영역(101)은, 파형에서 충전되는 회로로부터 비연속 전류 펄스들(discrete current pulses)에 의해 생기는 계단(step)을 도시한다. 이와 같은 계단들은 모든 응용들(applications)에 허용되거나 안 될 수 있다.

도 11은 본 발명의 다른 실시예로서, 생성된 파형에서 계단들의 크기를 감소시킴으로써 생성된 파형에 보다 정확한 제어를 제공한 블록도이다. 파형 입력(waveform)은 요구되는 파형을 나타내는 아나로그 제어신호나 저장된 디지털 데이터일 수 있다. 도 11에 도시된 실시예에서, 파형 입력은 아나로그 컨버터(105)에서 디지털로부터 아나로그 신호로 변환되고 저역통과 필터(LPF ; 106)에서 평활되거나 평균화되어 저장되는 데이터이다. 저역통과 필터(106)의 출력은 비교기(108)의 반전된 입력(inverting input)에 연결된다. 피드백 입력(feedback ; 109)는 비교기(108)의 플러스 입력(positive input)에 연결된다.

비교기(108)의 출력은 입력의 크기와 방향뿐만 아니라, 전환「예로서, 상태의 변화들(포지티브(positive)에서 네거티브(negative) 또는 네거티브에서 포지티브)」을 모니터링하는 마이크로 컨트롤러(110)의 A/D 입력에 연결된다. 본 발명의 일 실시 예에서, 이것은 단지 2 비트의 정보를 요한다. 오차(error) 신호는 1로 표시되는 포지티브(positive) 또는 0(zero)로 표시되는 네가티브(negative) 중 하나이다. 진폭신호(magnitude signal)는 0으로 표시되는 로우(low) 또는 1로 표시되는 하이(high) 중 하나이다. 임의로 1 또는 0 중 하나가 지정된다.

도 7에 도시된 실시 예와 다소 유사하게, 피드백 신호(109)는 전압 제어 발진기의 주파수 입력 및 듀티 사이클 입력에 연결된다. 구체적으로, 피드백 신호(109)는 전압 제어 발진기(121)의 주파수 입력과 전압 제어 발진기(122)의 주파수 입력에 연결된다. 피드백 신호(109)는 전압 제어 발진기(121)의 듀티 사이클 입력에 인버터(124)를 통해 연결되고, 전압 제어 발진기(122)의 듀티 사이클 입력에 인버터(125)를 통해 연결된다. 전압 제어 발진기(121)의 출력은 AND 게이트(127)의 제1 입력에 연결된다. 전압 제어 발진기(122)의 출력은 AND 게이트(128)의 제1 입력에 연결된다. 마이크로 컨트롤러(110)의 x출력은 AND게이트(127)의 제2 입력에 연결된다. 마이크로 컨트롤러(110)의 y출력은 AND게이트(128)의 제2 입력에 연결된다. 출력 신호들은 표(131)에 표시된 바와 같이 AND 게이트들을 제어한다. 하나의 AND 게이트가 활성화(enable)될 수 있거나, 모든 AND 게이트가 불활성화될 수 있다. 둘 다 활성화되지 않을 경우, 시스템은 "일시 중지(pause)"상태이다.

마이크로 컨트롤러(110)는 전압 제어 발진기(121)에 연결된 출력(133) 및 전압 제어 발진기(122)에 연결된 출력(134)을 포함한다. 출력(133) 및 출력(134)은 충전(또는 방전)을 빠르게 할지, 느리게 할지 여부를 조정하는 듀티 사이클을 정하는 전압 제어 발진기들의 한 쪽 입력을 선택할지, 또는 양쪽 입력을 선택할지 여부를 결정한다.

도 12는 본 발명에 따라 구성된 시스템의 상태도이다. 도 13은 복수의 상태들 중 발생되는 전이 방법을 보여주는 표이다. 2개의 방전율(discharging rate)과 2개의 충전율(charging rate)의 조합에 의하여, 만약 요구되는 출력파형이 있다면, 매우 작은 단계들로 제공될 수 있다.

따라서, 본 발명은 저장 캐패시터 및 종래 기술의 구동기들(drivers)에서 사용되는 고전압 증폭기를 제거한 직접 구동 파형 발생기(direct drive waveform generator)를 제공한다. 제어회로는 고전압 회로와 독립적인 낮은 전압의 부품들을 사용한다. 발생기는 쉽게 외부 부품들을 변경하여 더 높은 전압과 전류를 지원하도록 확장될 수 있다.

따라서 본 발명의 설명에서, 본 발명의 범위 내에서 할 수 있는 다양한 변형이 당업자에게 자명할 것이다. 예를 들어, 기능적으로, 트랜지스터(41) 및 저항(42)의 위치가 반대로 되어도 문제되지 않는다. 단일의 출력 단자와 함께 설명 및 도시하였지만, 본 발명은 용이하게 상보적(complementary) 또는 차동(differential) 출력으로 고전압 파형들을 제공하도록 조정된다. 듀티 사이클을 변화시키는 것은 어떤 응용들에서는 충전 제어로부터 생략될 수 있다. 외부 구성요소들(부품들)로서 도시되었을지라도, 많은 마이크로 컨트롤러들은 외부 구성요소들(부품들)로 이러한 구성요소들(부품들)에 대한 필요성을 배제하기 위해 복수의 ADC 및 DAC 회로들을 내장하여(on-board) 가질 수 있다. 응용에 따라서, 2개 이상의 충전 또는 방전레벨들이 증가하는 상태들의 수로 이용될 수 있다. 전하의 레벨들의 수는 고정되거나 프로그램 될 수 있다. 예를 들어, 마이크로 컨트롤러의 2개의 입력 핀들은, 본 발명에 따른 하나의 실시로부터 강화된 구동 유연성(drive flexibility)을 제공하고, 충전의 4개 레벨들 중 하나를 지정(address)할 수 있다.

11, 31 : 인덕터 12, 32, 41 : 트랜지스터
13 : 전원 14 : 캐퍼시터
15 : 접합부 16, 36 : 다이오드
21, 93 : 증폭기
22 : 압전 구동기(piezoelectric actuator)
35 : 충전입력
38 : 출력단자 42, 47, 48 : 저항
43 : 방전입력 49 : 피드백(feedback) 출력
51, 80 : 제어회로 52, 62, 81 : 피드백 입력
53, 82 : 파형입력 55, 73 : 충전출력
56, 74 : 방전출력 61 : 마이크로 컨트롤러
63 : 아나로그 / 디지털 컨버터(ADC)
66 : 디지털 / 아나로그 컨버터(DAC)
67, 83 : 비교기 71 : 펄스폭 변조기
75 : 로우 패스 필터(LPF) 84 : 인버터
92 : 전압 제어 발진기

Claims

출력 단자에 연결되며 충전 제어 입력을 가지는 인덕티브 부스트 회로(inductive boost circuit);
상기 출력 단자에 직접 연결되며 방전 제어 입력을 갖는 방전 회로; 상기 방전 회로는, 상기 출력 단자와 상기 방전 제어 입력 사이에서 서로 직렬로 전기적으로 연결되고, 상기 출력 단자와 전기적 접지 사이에서 서로 직렬로 전기적으로 연결되는, 저항 소자와 스위칭 소자를 포함하고,
상기 출력 단자에 직접 연결되는 피드백 회로; 상기 피드백 회로는 피드백 입력을 포함하고,
상기 출력 단자와 상기 전기적 접지 사이에 전기적으로 연결되는 압전 구동기; 및
상기 피드백 회로에 연결되는 입력, 파형 입력, 상기 충전 제어 입력에 연결되는 제1 출력; 및 상기 방전 제어 입력에 연결되는 제2 출력을 포함하는 제어회로를 포함하고,
상기 제어회로는 상기 파형 입력의 파형과 유사한 고전압 파형을 발생하기 위하여 상기 제1 출력 또는 상기 제2 출력 중 하나에 펄스 폭 변조 신호들을 생성하고,
상기 방전 회로의 상기 저항 소자와 상기 스위칭 소자는 상기 압전 구동기에 축적된 전하를 방전하도록 구성되고 배치되는 직접 구동 파형 발생기.
제1 항에 있어서,
상기 제어회로는 디지털인 직접 구동 파형 발생기.
제1 항에 있어서,
상기 제어회로는 아날로그인 직접 구동 파형 발생기.
제3 항에 있어서,
상기 제어회로는 상기 충전 제어 입력에 연결된 제1 전압 제어 발진기와 상기 방전 제어 입력에 연결된 제2 전압 제어 발진기를 포함하는 직접 구동 파형 발생기.
제4 항에 있어서,
상기 제어회로는 상기 제1 전압 제어 발진기와 상기 제2 전압 제어 발진기를 교대로(alternately) 연결하기 위한 제어 로직을 더 포함하는 직접 구동 파형 발생기.
제3 항에 있어서,
상기 제어회로는 상기 파형 입력에 연결되는 하나의 입력, 상기 피드백 입력에 연결되는 하나의 입력, 및 출력을 가진 차동 증폭기를 포함하는 직접 구동 파형 발생기.
제6 항에 있어서,
상기 제어회로는 상기 파형 입력에 연결되는 하나의 입력, 상기 피드백 입력에 연결되는 하나의 입력, 및 출력을 가진 비교기를 더 포함하는 직접 구동 파형 발생기.
제7 항에 있어서,
상기 차동 증폭기의 출력에 연결되는 제1 전압 제어 발진기, 인버터, 및 상기 인버터를 통하여 상기 차동 증폭기의 출력에 연결되는 제2 전압 제어 발진기를 더 포함하는 직접 구동 파형 발생기.
제8 항에 있어서,
상기 제어회로는 상기 제1 전압 제어 발진기로부터 상기 충전 제어 입력으로의 출력 신호 또는 상기 제2 전압 제어 발진기로부터 상기 방전 제어 입력으로의 출력 신호를 게이팅(gating) 하기 위한 로직을 더 포함하는 직접 구동 파형 발생기.
제8 항에 있어서,
상기 제1 전압 제어 발진기는 주파수 제어 입력 및 듀티 사이클 제어 입력
을 포함하는 직접 구동 파형 발생기.
제2 항에 있어서,
상기 제어회로는 상기 피드백 회로에 연결된 하나의 입력, 파형신호의 공급원(source)에 연결된 하나의 입력 및 출력을 갖는 비교기를 포함하는 직접 구동 파형 발생기.
제 11항에 있어서,
상기 제어회로는 상기 비교기의 출력에서 신호의 크기(magnitude), 방향, 변화(transitions)에 대응하여 상태를 변경하는 마이크로프로세서를 포함하는 직접 구동 파형 발생기.
제12 항에 있어서,
상기 피드백 회로에 연결된 입력과 출력을 갖는 제1 전압 제어 발진기, 그리고 상기 피드백 회로에 연결된 입력과 출력을 갖는 제2 전압 제어 발진기를 더 포함하는 직접 구동 파형 발생기.
제13 항에 있어서,
상기 마이크로프로세서는 상기 제1 전압 제어 발진기로부터 상기 충전 제어 입력으로의 출력 신호를 게이트(gate)하거나 또는 상기 제2 전압 제어 발진기로부터 상기 방전 제어 입력으로의 출력 신호를 게이트하거나 또는 전압 제어 발진기로부터의 출력 신호 어느 것도 게이트하지 않는 직접 구동 파형 발생기.
제8 항에 있어서,
상기 제1 전압 제어 발진기는 주파수 제어 입력과 듀티 사이클 제어 입력을 포함하고, 상기 제2 전압 제어 발진기는 주파수 제어 입력과 듀티 사이클 제어 입력을 포함하고,
상기 제어회로는, 각각의 전압 제어 발진기로의 어느 입력이 상기 펄스 폭을 결정하게 하는지를 제어하고, 그에 따라 파형을 생성하기 위해 적어도 2개의 충전 레벨들 및 적어도 2개의 방전 레벨들을 제공하는 마이크로 프로세서를 포함하는 직접 구동 파형 발생기.