JP6203710B2 - 直接駆動波形発生装置 - Google Patents

Description

本発明は、電池式ドライバ、特に低電圧制御信号に類似の電圧波形の生成および該波形の圧電装置への直接印加によって装置を駆動する圧電装置のためのドライバに関する。

圧電アクチュエータは、１．５〜１２．６ボルトの典型的電池電圧よりも大きい高電圧を要する。“高”電圧とは２０〜２００ボルトであり、１００〜１２０ボルトが現在の典型的駆動電圧である。電線駆動動力源には１００ボルトをも供給するものがある。電池から高電圧を生成することは、送電線から高電圧を生成するよりも困難である。

電池からの低い電圧を、ドライバのためのより高い電圧へと変換することに、昇圧コンバータを用いることができる。昇圧コンバータにおいて、インダクタに貯められたエネルギーは、高電圧の電流パルスとしてキャパシタへ供給される。

図１は、例えば米国特許第３，９１３，０００号明細書（カードウェル，Ｊｒ．）または米国特許第４，５２７，０９６号（キンドルマン）明細書の既知の昇圧コンバータを含む回路図である。インダクタ１１およびトランジスタ１２は、電源１３と接地またはコモンとの間に、直列に接続される。トランジスタ１２が作動（導通）されると、インダクタによって生成された磁界にエネルギーを貯蔵するインダクタ１１に電流が流れる。インダクタ１１を経た電流は、電池電圧、インダクタンス、内部抵抗およびトランジスタ１２のオン抵抗に依存して急激に増加する。トランジスタ１２が断接されると、磁界は、トランジスタ１２のターンオフ特性によって決定される率で崩壊する。崩壊率はかなり急速で、磁界の増加率よりはるかに早い。インダクタ１１をわたる電圧は、磁界の崩壊率に比例する。電圧は１００ボルトまたはそれ以上でありうる。したがって、低電圧は昇圧コンバータによって高電圧に変換される。

トランジスタ１２が断接されると、接点１５における電圧はキャパシタ１４における電圧より略高くなり、電流は前に付勢されるダイオード１６を流れる。電流の個々のパルスがキャパシタ１４をいくらか荷電し、キャパシタ１４の電荷が漸増する。いくつかの点において、キャパシタ１４上の電圧は供給電圧より大きくなりうる。ダイオード１６によって、電流がキャパシタ１４から電源１３へ流れることが防止される。キャパシタ１４上の電圧は、増幅器２１等の他の機器のための供給電圧である。

増幅器２１の出力は、圧電アクチュエータ２２に接続される。増幅器２１の入力は、双方向移動のための交流信号、あるいは、一方向移動のためまたは相補駆動（圧電アクチュエータ２２の反対側の端子にそれぞれ接続されるそれぞれの極性の２つの増幅器）の一方としての直流信号を受信することができる。相補駆動においては、昇圧された電圧の絶対的な大きさは電池電圧の絶対的な大きさより大きい。相補駆動は、単一駆動の高電圧の半分を用いることができる（あるいは高電圧の２倍の提供を受けられる）が、２つの昇圧コンバータを要する。

例えば米国特許第４，９１４，３９６号明細書（ベルティアウメ）、米国特許第５，７０３，４７３号明細書（フィリップス他）、米国特許第５，９９４，９７３号明細書（トキ）に参照される、パルス幅変調（ＰＷ）信号から低電圧波形を生成する技術が知られている。高電圧の取り扱いは、そのような電圧を分離および制御しなければならない装置の製造のため、困難となるとともにより高価である。高電圧増幅器によって、効率をさらに下げるロスが生じる。ストレージキャパシタによって貴重な基盤スペースが占められるとともに、図１に示すドライバの設計は異なる適用には容易に適応されない。

ここで用いる波形の“類似”とは正確な複製ではなく密接な近似を意味する。

上記を鑑み、本発明の目的は触覚ドライバにおけるストレージキャパシタの除去である。

本発明の別の目的は、触覚ドライバからの高電圧増幅器の除去である。

本発明のさらなる目的は、高電圧回路から独立した低電圧機器を制御回路が用いるドライバの提供である。

本発明の別の目的は、外部機器の変更によってより高い電圧および電流をサポートするための拡大縮小が可能なドライバの提供である。

米国特許第３，９１３，０００号明細書 米国特許第４，５２７，０９６号明細書 米国特許第４，９１４，３９６号明細書 米国特許第５，７０３，４７３号明細書 米国特許第５，９９４，９７３号明細書

前記の目的は、低電圧入力波形に類似である高電圧波形を生成する本発明によって達成される。該高電圧波形は、装置に直接印加される一連のパルスである。誤差信号によってパルスの周波数、大きさおよび持続時間が制御される。高電圧波形からのフィードバック信号が入力波形と比較され、誤差信号が生成される。

図２にディスプレイ２６およびキーパッド２７を含む電子装置２５を示す。ディスプレイおよびキーパッドの一方または両方に、キーまたはディスプレイのある部分がわずかに押された際の触覚フィードバックのための、図２に示されない圧電装置を設けることができる。フィードバックを提供するための装置は当該技術において既知である。前述のように、このような装置は単一層であるかまたは複数の層を有するとともに一方向または双方向でありうる。

図３は本発明の好ましい実施例のブロック図であり、それはストレージキャパシタ１４（図１）および高電圧増幅器２１（図１）を除去したものである。インダクタ３１およびトランジスタ３２は、電源３３と接地またはコモンとの間に、直列に接続される。トランジスタ３２の制御端子は、チャージ入力に接続される。トランジスタ３２の制御端子の接点は、ダイオード３６によって出力端子３８に接続される。圧電アクチュエータ２２は、電源３３と接地との間に接続される。ここで述べる回路は、パルスを圧電アクチュエータ２２に印加するためのチャージ回路である。パルスの周波数、大きさおよび持続時間は、チャージ入力３５に加えられる信号によって決定される。

トランジスタ４１および抵抗器４２は、出力端子３８と接地との間に、直列に接続される。トランジスタ４１の制御端子は、ディスチャージ入力４３に接続される。トランジスタ４１および抵抗器４２は、圧電アクチュエータ２２に蓄積された電荷をディスチャージし、さらに装置に加えられる波形に寄与する。

抵抗器４７および抵抗器４８は、出力端子３８と接地との間に、直列に接続される。抵抗器４７および抵抗器４８の接点は、フィードバック出力４９に接続される。抵抗器は、出力端子３８と接地との間の電圧の分画をフィードバック出力４９へ提供する分圧器である。この分画は、ここでは減衰率εと称するが、Ｒ４８／（Ｒ４７＋Ｒ４８）に等しい。フィードバック信号は、チャージおよびディスチャージ入力に加えられる信号、および圧電アクチュエータ２２に印加される電圧の波形の提供に用いられる。波形は所望の任意の形、例えば連続的（正弦）または不連続的（ランプまたはパルス）でありうる。

出力“波形”は、出力端子３８に加えられる信号のエンベロープ（外形）に関連する。エンベロープは、様々な大きさおよび振幅の一連の高電圧パルスの結果である。圧電装置が容量性であるため、いくつかの平滑化が生じるとともに、波形はパルスを含まないかのようにみなすことができる。

図４は、図３に示す装置の制御回路のブロック図である。コントロール５１はアナログまたはデジタルでありうるとともに、フィードバック出力４９（図３）に接続されるフィードバック入力５２、および波形入力５３を含む。入力５３は、増幅器２１（図１）への入力に対応する。コントロール５１は、チャージ入力３５（図３）に接続されるチャージ出力５５、およびディスチャージ入力４３（図３）に接続されるディスチャージ出力５６を含む。コントロール５１がデジタルの場合、入力、またはコントロールが複製しようとする基準は、アナログ信号、時間および電圧値の表、または基準値でありうる。

図５・６において、プラス（＋）およびマイナス（−）の記号を有する三角形はコンパレータであり、すなわち出力はデジタルである（０または１）。プラス（＋）およびマイナス（−）の記号が無い三角形は差動増幅器であり、すなわち出力はアナログである。

図５において、マイクロコントローラ６１は、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）６３によってフィードバック入力６２に接続される。マイクロコントローラ６１への入力６４は、所望の波形を述べる情報をマイクロコントローラに接続する。該情報はアナログまたはデジタルでありうるとともに、波形それ自体を述べるか、あるいは既にマイクロコントローラ６１にプログラムされた波形の中から選択するためのデータである。波形を述べるデジタルデータはデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）６６において変換され、コンパレータ６７においてフィードバック信号と比較される基準信号が生成される。コンパレータ６７によって、信号がより大きい表示が提供され、それによってチャージ回路またはディスチャージ回路のいずれかが活性化される。

パルス幅変調器７１は出力７２に接続されるとともに、チャージ出力７３およびディスチャージ出力７４に接続される補足の出力を有する。任意に、ローパスフィルタ７５がパルス幅変調器７１とディスチャージ出力７４との間に接続される。ローパスフィルタ７５はパルスを平均し、ディスチャージ率を示す。

マイクロコントローラ６１は、多状態有限状態装置である。該コントローラは２つの主要なモードを有し、それはチャージとディスチャージである。精度の向上のため、チャージサイクルおよびディスチャージサイクルの双方でいくつかのサブ状態が用いられる。圧電装置はチャージよりも急速にディスチャージすることができ、これは多状態有限状態装置の状態に順応される。該装置の状態を示す中間コードは、本明細書の末尾の付録にある。

コンパレータ６７はフィードバック状態の変化に迅速に反応するとともに、誤差の１ビット量子化を行う。誤差６は、フィードバック信号の値と基準信号の値との差として定義される。該差はマイクロコントローラ６１において、ＡＤＣ６３の出力およびＤＡＣ６６への入力から算出される。誤差がこの方式で決定される場合、チャージ回路の理想的なゲインは、既に定義されたフィードバック減衰率εの逆である。コンパレータは、ＡＤＣ６３のサンプリングレートの１０〜１００倍速い反応時間を有するべきである。コンパレータ推移（付録を参照）と関連するインタラプトサービスルーチンは休止状態の役割を果たし、それは、別のコンパレータ推移の場合にプログラムを元の状態に戻すか、あるいは次のアナログ−デジタルサンプルが完成する際にプログラムを別の状態に送る。

差の値によって、有限状態機械の次の状態が決定される。負の誤差はコントローラが負荷をチャージすることを意味し、正の誤差はコントローラが負荷をディスチャージすることを意味する。エラー範囲に応じてチャージおよびディスチャージの様々な速度を有するいくつかの状態がある。これらの状態のそれぞれにおいて、パルス幅変調器のデューティサイクルは、好ましくは該状態の最大デューティサイクルまで傾斜し、なめらかな推移が保証される。

負荷をチャージするために、入力信号にゲイン信号を掛けて負荷上で模倣するやり方で誘導チャージポンプを切り替える。インダクタが飽和する点まで、インダクタに貯蔵されるエネルギーは、トランジスタ３２（図３）が伝導性である時間の長さに依存する。トランジスタ３２が切られると、出力電圧は磁場がインダクタによって崩壊する率に比例する。インダクタに貯蔵されるエネルギーが大きいほど、出力電圧が高くなる。よって、オン時間制御が得られる。オン時間チャージの一連のパルスは、入力信号を模倣するエンベロープを有する。

出力信号の最大精度を可能とするために、誘導チャージポンプの切り替え頻度は少なくとも１０００回、好ましくは数千回であり、負荷への所望の出力信号のナイキスト周波数である。本発明の実施例の１つにおいて、１５０ｋＨｚのチャージ周波数によって周波数３００Ｈｚの出力信号が生成された。

信号が３２ｋＨｚにおいてサンプリングされると、信号がデジタル−アナログ変換器によって複製される際に、信号の１６ｋＨｚ（ナイキスト周波数）以上の任意の周波数成分がエイリアシングを生じる。ナイキスト周波数は、忠実性のための最小閾値である。純音は倍音を有しない。方形波は奇数倍音に豊富である。所望の出力信号が方形波の場合、ナイキスト周波数は同じ周波数の純音より高い。図６において、波形Ａおよび波形Ｂは端子３８（図３）上の入力波形および出力波形である。２４のパルスがエンベロープ７８の個々のサイクルを生成する。

マイクロコントローラ６１中の演算装置は、全ての制御計算をパルス幅変調器７１からの信号の単一サイクル内で行うことが可能であるべきであり、それは現代のマイクロコントローラの能力の範囲内である。

図７において、コントロール８０は、コンパレータ８３に接続されるフィードバック入力８１および波形入力８２を有する。コンパレータ８３の出力は、ＡＮＤゲート８６の入力の１つおよびインバータ８４に接続される。インバータ８４の出力は、ＡＮＤゲート８６の入力の１つに接続される。コンパレータ８３は、チャージ回路とディスチャージ回路のいずれが動作するかを決定し、その間インバータ８４は同時の動作を防止する。フィードバック信号が波形信号より大きい場合、ディスチャージ回路が操作される。フィードバック信号が波形信号より小さい場合、チャージ回路が操作される。

フィードバック入力８１および波形入力８２はまた、差または誤差信号を生成する差動増幅器９３に接続される。増幅器９３の出力は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）９２の周波数制御入力およびインバータ９４に接続される。インバータ９４の出力は、ＶＣＯ９１の周波数制御入力およびＶＣＯ９２のデューティサイクル制御入力に接続される。ＶＣＯ９１からの出力パルスは、ＡＮＤ回路８５に接続される。ＶＣＯ９２からの出力パルスは、ＡＮＤ回路８６に接続される。

図８は、デューティサイクル、オン時間および周波数の関係を示すチャートである。信号Ａについては、パルスは所定の周波数および５０％のデューティサイクルを有する。オン時間９６は比較的短い。信号Ｂについては、パルスは信号Ａの半分の周波数および５０％のデューティサイクルを有する。オン時間９７はオン時間９６の２倍長い。信号Ｃについては、パルスは信号Ｂと同じ周波数および７５％のデューティサイクルを有する。オン時間９８はオン時間９６の３倍長い。

オン時間によってチャージ回路のゲインが決定されるため、周波数とデューティサイクルとの両方が変化され、シヌソイド信号においてピークを生成するのに充分なゲインが保証される。また、増幅器９３からの誤差（差）信号が大きいと、ゲインが増加する。特に、デューティサイクルは大きい誤差に対し増加し、周波数は大きい誤差に対し減少する。反対の意味での変化はインバータ９４によってなされる。

図９は、本発明に従って構成された波形発生器の操作を示すチャートである。チャージサイクルの間、周波数とデューティサイクルとの両方が、差動増幅器９３（図７）からの誤差信号に関して変化される。ディスチャージサイクルの間、負荷のディスチャージとともに周波数が増加する。

アナログコントローラの利点は、それが格段に正確な制御を提示するとともにより高い周波数波形と緊密に一致できることである。アナログコントローラの不利な点は、より多くのチューニングを要しうるとともに修正が容易ではないことである。

図１０は、生成された波形のチャートである。拡大された領域１０１は、チャージ回路からの個別の電流パルスによる波形におけるステップを示す。これらのステップは全ての適用に許容可能あるいは不可能でありうる。

図１１は、本発明の別実施例のブロック図であり、生成された波形に対するより正確な制御を提供し、生成された波形におけるステップのサイズを削減するものである。波形入力は、所望の波形を示すアナログ制御信号または保存されたデジタルデータでありうる。図１１に示される実施例において、波形入力は保存されたデータであり、デジタル−アナログ変換器１０５においてアナログ信号に変換されるとともに、ローパスフィルタ１０６において平滑化または平均化される。ローパスフィルタ１０６の出力は、コンパレータ１０８の反転入力に接続される。フィードバック入力は、コンパレータ１０８の正の入力に接続される。

コンパレータ１０８の出力は、マイクロコントローラ１１０のＡ／Ｄ入力に接続され、それは該入力を、大きさおよび方向だけでなく推移、すなわち状態の変化（正から負または負から正）についても監視する。本発明の実施例の１つにおいて、これは２バイトの情報のみを必要とする。誤差信号は１で示される正または０（ゼロ）で示される負である。振幅信号は０（ゼロ）で示される低または１で示される高である。１または０の割り当ては任意である。

図７に示される実施例にいくらか類似して、フィードバック信号は、電圧制御発振器の周波数入力およびデューティサイクル入力に接続される。特に、フィードバック信号は、電圧制御発振器１２１の周波数入力および電圧制御発振器１２２の周波数入力に接続される。フィードバック信号は、インバータ１２４を経て電圧制御発振器１２１のデューティサイクル入力に接続されるとともに、インバータ１２５を経て電圧制御発振器１２１のデューティサイクル入力に接続される。電圧制御発振器１２１の出力は、ＡＮＤゲート１２７に接続される。電圧制御発振器１２２の出力は、ＡＮＤゲート１２８に接続される。マイクロコントローラ１１０のｘ出力は、ＡＮＤゲート１２７の第２入力に接続される。マイクロコントローラ１１０のｙ出力は、ＡＮＤゲート１２８の第２入力に接続される。出力信号によって、表１３１において示されるようにＡＮＤゲートが制御される。どちらかのＡＮＤゲートが可能であるか、またはいずれのＡＮＤゲートも不可能でありうる。いずれも不可能である場合、システムは“休止”状態である。

マイクロコントローラ１１０は、電圧制御発振器１２１に接続される出力１３３、および電圧制御発振器１２２に接続される出力１３４を含む。出力１３３・１３４によって、電圧制御発振器への入力の一方または両方のいずれがデューティサイクルを決定するかが決定され、これによってチャージ（またはディスチャージ）が高速または低速のいずれかが決定される。

図１２は、本発明に従って構成されたシステムの状態図である。図１３は、複数の状態の間の移行がどのように起こるかを示す表である。２つのチャージ率を２つのディスチャージ率と組み合わせることで、たとえあるにしても非常に小さいステップで所望の出力波形を生成することができる。

このように、本発明は、従来技術のドライバで用いられているストレージキャパシタおよび高電圧増幅器を除去した直接駆動波形発生装置を提供するものである。制御回路は、高電圧回路から独立している低電圧機器を用いる。発生装置は、外部機器の変更によってより高い電圧および電流をサポートするために容易に拡大縮小可能である。

本発明について述べてきたことから、発明の範囲内において様々な改良が可能であることは当業者には明らかであろう。例えば、機能的には、トランジスタ４１および抵抗器４２の位置が逆であっても問題にはならない。単一の出力端子に関して記述および図示したが、本発明は補足の、または異なる出力への高電圧波形の提供にも容易に適用される。いくつかの適用においては、チャージ制御からデューティサイクルの変更を省略してもよい。外部機器として例示したが、多くのマイクロコントローラは複数のＡＤＣおよびＤＡＣ回路を内蔵し、外部機器としてのこれらの装置の必要を除いている。２レベルより多いチャージおよびディスチャージを、適用に依存して、状態の数の増加とともに用いることができる。チャージのレベルの数は固定でもプログラム可能でもよい。例えば、マイクロコントローラ上の２つの入力ピンによって、チャージの１から４のレベルを扱うことができ、本発明の単一の実装よりも増強された駆動の柔軟性が得られる。

先行技術に従って構成され圧電アクチュエータに接続されるドライバの概略図である。 ディスプレイおよびキーパッドを有しそれらの一方または両方に圧電アクチュエータが含まれる電子装置の斜視図である。 本発明に従って構成され圧電アクチュエータに接続されるドライバの概略図である。 図３に示すドライバのための制御回路のブロック図である。 本発明に従って構成されたドライバのためのデジタル制御回路のブロック図である。 本発明に従って構成された波形発生器の操作を示すチャートである。 本発明に従って構成されたドライバのためのアナログ制御回路のブロック図である。 デューティサイクル、オン時間および周波数の関係を示すチャートである。 本発明に従って構成された波形発生器の操作を示すチャートである。 生成された波形の詳細を示すものである。 本発明の別実施例のブロック図である。 本発明に従って構成されたシステムの状態図である。 複数の状態の間の移行がどのように起こるかを示す表である。

Claims (15)

1. 出力端子に接続されるとともにチャージ制御入力を有する誘導昇圧回路と、
   該出力端子に直接接続されるとともにディスチャージ制御入力を有するディスチャージ回路と、
   該出力端子に直接接続されるフィードバック回路と、
   制御回路であって、前記フィードバック回路に接続される入力と、波形入力と、前記チャージ制御入力に接続される第１出力と、該ディスチャージ制御入力に接続される第２出力とを有するものと、
   を有し、
   該制御回路が、第１出力と第２出力とのいずれかにパルス幅変調信号を提供することで、前記波形入力の波形と類似の高電圧波形を生成する、
   直接駆動波形発生装置。
2. 前記制御回路がデジタルである、請求項１に記載の直接駆動波形発生装置。
3. 前記制御回路がアナログである、請求項１に記載の直接駆動波形発生装置。
4. 前記制御回路は、前記チャージ制御入力に接続される第１電圧制御発振器と、前記ディスチャージ制御入力に接続される第２電圧制御発振器とを含む、請求項３に記載の直接駆動波形発生装置。
5. 前記制御回路はさらに、前記第１電圧制御発振器と前記第２電圧制御発振器を交互に接続するための制御ロジックを含む、請求項４に記載の直接駆動波形発生装置。
6. 前記制御回路は、前記波形入力に接続される１つの入力と、前記フィードバック入力に接続される１つの入力と、出力と、を有する差動増幅器を含む、請求項２に記載の直接駆動波形発生装置。
7. 前記制御回路はさらに、前記波形入力に接続される１つの入力と、前記フィードバック入力に接続される１つの入力と、出力と、を有するコンパレータを含む、請求項６に記載の直接駆動波形発生装置。
8. 前記差動増幅器の出力に接続される第１電圧制御発振器と、インバータと、該インバータを介して前記差動増幅器の出力に接続される第２電圧制御発振器と、をさらに含む、請求項７に記載の直接駆動波形発生装置。
9. 前記制御回路はさらに、前記第１電圧制御発振器からの出力信号の前記チャージ制御入力へのゲーティング、または前記第２電圧制御発振器からの出力信号の前記ディスチャージ制御入力へのゲーティング、のためのロジックを含む、請求項８に記載の直接駆動波形発生装置。
10. 前記第１電圧制御発振器は周波数制御入力とデューティサイクル制御入力とを含む、請求項８に記載の直接駆動波形発生装置。
11. 前記制御回路は、前記フィードバック入力に接続される１つの入力と、波形信号源に接続される１つの入力と、出力と、を有するコンパレータを含む、請求項２に記載の直接駆動波形発生装置。
12. 前記制御回路は、前記コンパレータの出力の信号の大きさ、方向または推移にしたがって状態を変化させるマイクロプロセッサを含む、請求項１１に記載の直接駆動波形発生装置。
13. 前記フィードバック回路に接続される入力と出力とを有する第１電圧制御発振器と、前記フィードバック回路と出力とに接続される第２電圧制御発振器と、をさらに含む、請求項１２に記載の直接駆動波形発生装置。
14. 前記マイクロプロセッサは、前記第１電圧制御発振器からの出力信号の前記チャージ制御入力へのゲーティング、または前記第２電圧制御発振器からの出力信号の前記ディスチャージ制御入力へのゲーティングを行うか、あるいはいずれの電圧制御発振器からの出力信号のゲーティングをも行わない、請求項１３に記載の直接駆動波形発生装置。
15. 前記第１電圧制御発振器は周波数制御入力とデューティサイクル制御入力とを含み、前記第２電圧制御発振器は周波数制御入力とデューティサイクル制御入力とを含み、個々の電圧制御発振器に入力する前記マイクロプロセッサ制御がパルス幅を決定し、チャージの少なくとも２つのレベルを提供するとともにディスチャージの少なくとも２つのレベルを提供することによって、波形を生成する、請求項８に記載の直接駆動波形発生装置。

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