CN103299521B - 用于控制半桥的两个电串联的反向导通的igbt的方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种用于控制半桥（2）的两个电串联反向导通的IGBT（T1，T2）的方法，在该半桥上存在工作直流电压（6，8），其中，反向导通的IGBT（T1，T2）具有三种开关状态。根据本发明，这种方法具有以下方法步骤：在所属的额定控制信号（S* T）的稳定的断开状态期间，使半桥（2）的每个反向导通的IGBT（T1，T2）转入开关状态“-15V”，只要电流从发射极流向集电极，就在预定时间间隔（△T1）结束后，在额定控制信号（△T1）从断开状态切换为接通状态之后，使反向导通的IGBT（T1，T2）保持在开关状态“-15V”中，如果由此能够使电流从集电极流向发射极，就在预定时间间隔﹛△T1）结束后，设置反向导通的IGBT（T1，T2），在所属的额定控制信号（S* T）从接通状态切换至断开状态之后，使半桥（2）的每个反向导通的IGBT（T1，T2）在第二预定时间间隔（△T2）中转入开关状态“+15V”；并且在第二预定时间间隔（△T2）结束之后，使半桥（2）的反向导通的IGBT（T1，T2）在第三预定时间间隔（△T3）中转入“0V”开关状态。由此，可以得出用于具有三种开关状态的半桥（2）的两个电串联的RC-IGBT（T1，T2）的控制方法，从而使反向恢复电荷在导通电压相同时相对于传统的控制方法较低。

Description

用于控制半桥的两个电串联的反向导通的IGBT的方法
技术领域
本发明涉及一种用于控制半桥的两个电串联的反向导通的IGBT的方法，在该半桥上存在工作直流电压，其中，这些反向导通的IGBT具有三种开关状态“+15V”、“0V”和“-15V”。
背景技术
反向导通的IGBT亦称为Reverse-Conducting IGBT（RC-IGBT）。RC-IGBT与传统IGBT的区别在于，芯片中融合了二极管功能和IGBT功能。由此形成功率半导体，其中，二极管模式中的阳极效率（Anodeneffizienz）取决于存在的栅极电压。
图1以横截面详细示出RC-IGBT的基本结构。从M.Rahimo，U.Schlapbach，A.Kopta，J.Vobecky，D.Schneider，A.Baschnagel所著的、刊登于ISPSD2008的出版物“A HighCurrent3300V Module Employing Reverse Conducting IGBTs Setting a NewBenchmark in Output Power Capability”中已知了这种结构。这种基本结构由低度n掺杂的基底Sn构成，该基底在集电极侧配有n掺杂的层Fs。在这个层Fs上涂覆了高掺杂的p层Sp，该层在其自身方面配有金属层MK。在这个高掺杂的p层Sp中，这样布置高掺杂的n区域Ln，即，使这些区域位于嵌入低度n掺杂的基底Sn中的高掺杂p区域Wp的投影中。这些区域这样构成，即这些区域分别形成围绕金属层ME的下沉部的所谓凹槽，该凹槽用作RC-IGBT的发射极接口。这些下沉部分别穿通另外的金属层MG，该金属层相对于作为RC-IGBT的发射极接口的金属层ME和低度n-掺杂的基底Sn由氧化硅层包围。此外，以高掺杂的n层Sn+围绕在设计为凹槽形的高掺杂的p区域Wp中作为发射极接口的金属层ME的每个下沉部。
当栅极-发射极-电压低于反向导通的IGBT的MOS通道的临界电压（-15V）时，阳极效率高，因此导通状态中的载流子密度高，并且导通电压低。相反，在电桥支路中相对布置的RC-IGBT的反向恢复电荷、反向恢复损耗和接通损耗高。当栅极-发射极-电压高于反向导通的IGBT的MOS通道的临界电压（+15V）时，阳极效率低，因此导通状态中的载流子密度低，并且导通电压高。因为接通了MOS通道，所以这个RC-IGBT不能承受截止电压（Sperrspannung）。
基于这一实际情况，无法在反向导通的IGBT中使用控制装置，从而无法采用用于控制传统IGBT的方法。从前文所述的出版物中可以得知用于控制RC-IGBT的方法。这种方法的特征在于，反向导通的IGBT的开关状态不仅仅取决于作为整流阀的具有RC-IGBT的多相整流器（Stromrichter）的输出电压的额定值，还取决于集电极电流的电流方向。
图2示出整流器的电桥支路2的等效电路图，其中，RC-IGBT T1和T2用作整流阀。这个电桥支路2，亦称半桥，借助于两个汇流排6和8与直流电压源4电并联。电桥支路2的两个反向导通的IGBT T1和T2电串联。这两个反向导通的IGBT T1和T2的连接点构成交流电压侧的接口A，负载可以连接至该接口。直流电压源4具有两个电容器10和12，这两个电容器也是电串联的。这两个电容器10和12的连接点构成中点接口M。在这两个电串联的电容器10和12上存在直流电压Ud。可替换地，可以只使用一个布置在两个汇流排6和8之间的电容器来代替这两个电容器10和12。于是，无法再得到中点M。在电压中间回路变频器中，这个直流电压源4构成电压中间回路，其中，存在的直流电压Ud称为中间回路电压。在三相整流器、特别是脉冲整流器中，该整流器用作电压中间回路变频器的负载侧的整流器存在三个电桥支路2。相对于直流电压源4的中点接口M而言，在交流电压侧的输出端A上存在经过脉冲宽度调制的矩形电压UAM。
图3示出三相整流器的控制和调节装置的框图，控制和调节装置特别属于脉冲整流器、具有整流器的电桥支路2的所属的半导体附近的控制装置14的电压中间回路变频器（Umrichter）。控制装置16根据额定值，例如转速额定值n*，为每个电桥支路2产生两个额定控制信号S* T1，S* T2，S* T3，S* T4，S* T5和S* T6。为了图示清晰，仅示出了三相整流器的三个电桥支路中的电桥支路2。两个额定控制信号S* T1和S* T2相应地传输给电桥支路2的每个反向导通的IGBT T1和T2的半导体附近的控制装置14。在输出侧分别地存在实际控制信号ST1或ST2，利用该实际控制信号可以控制所属的反向导通的IGBT T1或T2的栅极G。电桥支路2的交流电压端接口在本图示中没有如图1所示地以A示出，而是以R示出。三相整流器的三个电桥支路借助于两个汇流排6和8彼此电并联，并且与直流电压源4电并联。
如前文所述，电桥支路2的两个反向导通的IGBT T1或T2的稳定的开关状态不仅仅取决于输出电压u* AM的额定值，还取决于这个电桥支路2的输出电流iA的极性。在反向导通的IGBT T1或T2应在反方向上引导电流时（负的集电极电流，二极管模式），其总是被关断。通过这种方式提高二极管模式中的载流子浓度。从以下表格可获得电桥支路2的两个反向导通的IGBT T1和T2的开关状态：
uA0（额定） iA（实际） T1 T2
+Ud/2 >0 接通 关断
+Ud/2 <0 关断 关断
-Ud/2 >0 关断 关断
-Ud/2 <0 关断 接通
图4至8中相应地在关于时间t的图表中示出了对此情况的信号变化曲线，即对于输出电流iA的极性为负而言，反向导通的IGBT T1运行在二极管模式中，并且反向导通的IGBT T2运行在IGBT模式中。图4示出额定输出电压u* AM关于时间t的变化曲线。为了能够转换这个额定输出电压u* AM，需要额定控制信号S* T1和S* T2，其时间变化曲线在图5和6中关于时间t示出。
在时间点t0，额定输出电压u* AM的数值等于在直流电压源4上存在的直流电压Ud的一半。因此，在二极管模式中运行的反向导通的IGBT T1是导电的。为了使这个反向导通的IGBT T1可以在二极管模式中导电，必须将其关断。根据图7所示图表的信号变化曲线中，该信号变化曲线示出反向导通的IGBT T1关于时间t的栅极电压UGE（T1）的变化曲线，栅极电压处于断开状态（-15V）。在这一时间点，，反向导通的IGBT T2的开关状态根据栅极电压UGE（T2）相应于图8同样处于断开状态。在时间点t1，额定输出电压u* AM从+Ud/2切换为-Ud/2。在这个时间点t1，额定控制信号S* T1由高至低进行切换，相反，额定控制信号S* T2由低至高进行切换。由此，可以在预定时间间隔△T1内接通在二极管模式中运行的反向导通的IGBT T1，其中，在IGBT模式中运行的IGBT T2继续保持断开状态。在这个预先确定的时间间隔△T1中，在二极管模式中运行的反向导通的IGBTT1继续导电，从而使载流子浓度下降。
在时间点t2，重新断开在二极管模式中运行的反向导通的IGBT T1。经过另一段预定时间间隔△TV后，该时间间隔也被称为闭锁时间（Verriegelungszeit），在时间点t3接通在IGBT模式中运行的反向导通的IGBT T2（图8）。在时间点t3实现将在二极管模式中运行的IGBT T1转换为在IGBT模式中运行的反向导通的IGBT T2。为了避免电桥支路短路，闭锁时间△TV是必要的。这个闭锁时间△TV会再次导致在二极管模式中运行的反向导通的IGBT T1中的载流子浓度上升，并且从而导致开关损耗增加。
在时间点t5，额定输出电压u* AM重新从-Ud/2切换至+Ud/2。在IGBT模式中运行的反向导通的IGBT T2在时间点t6被断开之前，其从时间点t5开始在预定时间间隔△T2内一直继续保持接通，并且输出电流iA转换至在二极管模式中运行的反向导通的IGBT T1上。
为了使阳极效率发挥作用，在二极管模式中运行的反向导通的IGBTT1断开和在IGBT模式中运行的反向导通的IGBT T2接通之间的闭锁时间△TV应尽可能小。在本文开头提到的出版物中公开的控制方法（切换方法）是按时间控制的，这需要较高的时间精度。如果阳极效率高，则导通电压就低，从而使反向恢复损耗减少。
发明内容
本发明的目的在于，这样改进这种已知的用于控制反向导通的IGBT的方法，即与尽可能低的导通电压组合，使反向恢复电荷变得尽可能低，并且在二极管模式中达到较高的耐冲击电流强度。
这一目的通过根据本发明的权利要求1所述的特征来实现。
本发明的基本认识为，反向导通的IGBT在RC-IGBT正面上接触的p凹槽之间具有寄生的高掺杂p区域。这些高掺杂的p区域并不接触。通过这些寄生的p区域，所属的反向导通的IGBT现在具有三种开关状态，即开关状态“+15V”、“0V”和“-15V”，而不是两种。
经研究得出以下表格，该表格示出了所谓的三状态（Tri-State-）RC-IGBT得出的状态：
在此，这样设置开关状态“+15V”（第一开关状态），即，将IGBT的栅极-发射极-电压调至高于起始电压的数值，其中，该栅极-发射极-电压典型但非必须地设定至15V。通过这种开关状态，在p凹槽中这样形成导通的电子通道，即在电流从发射极导向至集电极时，载流子浓度非常低，并且IGBT没有关断能力。
由此设置开关状态“0V”（第三开关状态），即，将IGBT的栅极-发射极-电压调至低于起始电压的数值，其中，该栅极-发射极-电压典型但非必须地设定至0V，所以，p凹槽中并不形成导通的电子通道，由此，在电流从发射极至导向集电极时，载流子浓度处于中高水平，并且IGBT因此而具有关断能力。
这样设置开关状态“-15V”（第二开关状态），即，将IGBT的栅极-发射极-电压调至低于起始电压的数值，其中，该栅极-发射极-电压典型但非必须地设定至-15V。由此，p凹槽中并不形成导通的电子通道，由此，在电流从发射极导向至集电极时，载流子浓度非常高，并且IGBT因此而具有关断能力。
本发明的依据是，将现有的三种开关状态“+15V”、“0V”和“-15V”用于控制方法，以便与尽可能低的导通电压组合来降低反向恢复电荷。此外，应提高二极管模式中的耐冲击电流强度。
利用这种方法，在从半桥的二极管模式中运行的RC-IGBT向IGBT模式中运行的RC-IGBT转换的过程中，通过第三开关状态“0V”的中间切换，在RC-IGBT从第一开关状态“+15V”向第二开关状态“-15V”切换时实现的是，反向恢复电荷在导通电压相同时相对于传统方法较低。因为这个在二极管模式中运行的RC-IGBT，除了切换过程，都控制在第二开关状态“-15V”中，所以耐冲击电流强度上升。
如果在导通电压尽可能低的情况下仅仅反向恢复电荷应尽可能低，则要在稳定的断开状态中分别控制在二极管模式中运行的RC-IGBT和在IGBT模式中运行的RC-IGBT并不转入第二开关状态“-15V”，而是转入第三开关状态“0V”。
在反向恢复电荷仅仅略微减少时，如果在二极管模式中运行的RC-IGBT中的耐冲击电流强度应尽可能高，则要在第二预定时间间隔期间控制这个RC-IGBT和半电桥的在IGBT模式中运行的RC-IGBT不转入第一开关状态“+15V”，而是分别转入第三开关状态“0V”。
相反，如果仅仅在二极管模式中运行的RC-IGBT的耐冲击电流强度应尽可能高，则要在预定的第二和第三时间间隔期间控制半桥的这个RC-IGBT转入第二开关状态“-15V”。由此，在二极管模式中运行的RC-IGBT在受控制的开关周期中处于第二开关状态“-15V”。
在根据本发明的方法中采用的预定时间间隔是这样计量的，即第一时间间隔大于第二时间间隔，但小于第二与第三时间间隔之和。这三个预定的时间间隔以数值形式储存在用于实施根据本发明的这种方法的装置中，特别是分别储存在半桥的RC-IGBT的控制装置中。这些时间间隔由要控制的RC-IGBT的额定控制信号的正或负开关沿（Schaltflanke）触发。利用这些储存的时间间隔易于实现根据本发明的方法。
附图说明
为了对本发明作进一步阐述，需结合附图，在附图中示意性地示出根据本发明的方法的多种实施方式。
图1示出反向导通的IGBT的基本结构的横截面，其中
图2示出具有两个反向导通的IGBT的整流器电桥支路的等效电路图，
图3示出具有反向导通的IGBT作为整流阀的三相整流器的控制和调节装置的框图，
图4至8示出在这个半桥的输出电流为负的情况下的两个反向导通的IGBT的信号变化曲线，
图9示出具有三种开关状态的反向导通的IGBT的横截面，
图10，19，23，27和12，21，25和29分别在关于时间t的图表中示出IGBT模式和二极管模式中的RC-IGBT的额定控制信号，
图11和13分别在关于时间t的图表中示出根据本发明的方法的所属的栅极电压，
图14至18示出在根据本发明的方法的半桥的输出电流为负的情况下的半桥的两个反向导通的IGBT的信号变化曲线，
图20和22分别在关于时间t的图表中示出根据修改的根据本发明的方法的栅极电压，相反地
图24，26和28，30分别在关于时间t的图表中相应地示出其它修改的根据本发明的方法的栅极电压。
具体实施方式
图9示意性地示出具有三种可开关状态（+15V，0V，-15V）的RC-IGBT的横截面。这个RC-IGBT与图1所示RC-IGBT的区别在于，其具有寄生的高掺杂p区域PP。这些高掺杂的p区域PP布置在RC-IGBT正面上的接触的p凹槽WP之间。这些高掺杂的p区域PP没有与RC-IGBT的电极接触。
现在可以看出，相对于传统的RC-IGBT（图1），这种RC-IGBT通过这些寄生的高掺杂p区域PP而具有第三开关状态“0V”，也可以有目的地控制该第三开关状态。除了根据图1的传统RC-IGBT的两种开关状态“+15V”和“-15V”，根据图9的RC-IGBT附加具有开关状态“0V”。
图10至30示出的信号变化曲线适用于这样的情况，即半桥2的输出电流iA具有负极性，这个半桥的RC-IGBT T1在二极管模式中（负的集电极电流）运行并且这个半桥2的RC-IGBT T2在IGBT模式中（正的集电极电流）运行。图10和11示出在IGBT模式中运行的RC-IGBT的额定控制信号S* T和所属的栅极电压UGE的变化曲线，相反，图12和13示出在二极管模式中运行的RC-IGBT的额定控制信号S* T和所属的栅极电压UGE的变化曲线。
根据图10的图表，额定控制信号S* T在时间点t1从断开状态切换至接通状态。第一预定时间间隔△T1随这个正向开关沿（Schaltflanke）开始。这个预定时间间隔△T1在时间点t2结束。从这个时间点t2开始，在IGBT模式中运行的RC-IGBT的栅极电压UGE从开关状态“-15V”切换至开关状态“+15V”。在时间点t3，在IGBT模式中运行的RC-IGBT的额定控制信号S* T重新从接通状态切换至断开状态。第二预定时间间隔△T2随这个负向开关沿开始，该时间间隔在时间点t4结束。第三预定时间间隔△T3以第二预定时间间隔△T2结束作为起点。这个时间间隔在时间点t5结束。在第二预定时间间隔△T2期间，在IGBT模式中运行的RC-IGBT的栅极电压UGE保持在开关状态“+15V”中。在时间点t4，第二时间间隔△T2至此结束，并且第三预定时间间隔△T3开始，栅极电压UGE从开关状态“+15V”切换至开关状态“0V”。当这个第三预定时间间隔△T3结束之后，即在时间点t5，栅极电压UGE将其状态从开关状态“0V”切换至开关状态“-15V”。
在图13的关于时间t的图表中示出在二极管模式中运行的RC-IGBT的栅极电压UGE的变化曲线。直到额定控制信号S* T的负向开关沿的时间点t3，这个栅极电压UGE保持在开关状态“-15V”中。第二预定时间间隔△T2在这个时间点t3开始，并且栅极电压UGE从开关状态“-15V”切换至开关状态“+15V”，并且在第二预定时间间隔△T2的持续时间内一直保持这一状态。这个第二预定时间间隔△T2在时间点t4结束。当这个第二预定时间间隔△T2结束后，栅极电压UGE从开关状态“+15V”切换至开关状态“0V”并保持在这个开关状态中，直到第三预定时间间隔△T3结束。额定控制信号S* T的脉冲周期TP在时间点t6结束，并开始新的脉冲周期TP。
根据图3，应用了半导体电桥2的两个电串联反向导通的IGBT的、在IGBT模式中运行的RC-IGBT和在二极管模式中运行的RC-IGBT的这种根据本发明的控制装置。所属的信号变化曲线在图14至18的图表中示出。图14的图表中示出了额定输出电压u* AM关于时间t的变化曲线。这条变化曲线与图4的额定输出电压u* AM变化曲线相符。为了能够转换这个额定输出电压u* AM，用于半导体电桥2的两个RC-IGBT T1和T2的额定控制信号S* T1和S*T2是必要的，这两个额定控制信号相应地在图15和16中关于时间t的图表中示出。这两个额定控制信号符合图5和6中的控制信号S*T1和S*T2。如前文所述，当半桥2的输出电流iA的极性为负时，RC-IGBT T1在二极管模式中运行，并且RC-IGBT T2在IGBT模式中运行。图17和18按时间示出半桥2的两个RC-IGBT T1和T2的相应的栅极电压UGE（T1）和UGE（T2）的变化曲线。也就是说，根据图13和11的栅极电压变化曲线是相应于图15和16中的额定控制信号S*T1和S*T2的变化曲线记入图17和18的。
按照根据本发明的方法，在二极管模式中运行的RC-IGBT T1在其稳定的导通阶段（t<t1并且t>t7）中处于开关状态“-15V”。由此，这个RC-IGBT T1具有最小导通电压。在二极管模式中运行的RC-IGBT T1在反向恢复之前被控制转入开关状态“+15V”（t=t1），并在第二预定时间间隔△T2结束后被控制转入开关状态“0V”。在第二时间间隔△T2期间，在二极管模式中运行的RC-IGBT T1导电，从而使载流子浓度下降。第二时间间隔△T2结束后，重新断开这个在二极管模式中运行的RC-IGBT T1。
与已知的控制方法相反，在二极管模式中运行的RC-IGBT T1没有被控制转入开关状态“-15V”，而是转入新的开关状态“0V”。这个RC-IGBTT1一直保持在这个新的开关状态中，直到第三预定时间间隔△T3结束。在这个第三时间间隔△T3期间，同样在第二预定时间间隔△T2结束后就已开始的闭锁时间△TV也会结束。只要这个闭锁时间△TV一结束，就控制这个在IGBT模式中运行的RC-IGBT T2从开关状态“-15V”转入开关状态“+15V”。由此就完成了从在二极管模式中运行的RC-IGBT T1到在IGBT模式中运行的RC-IGBT T2的转换。
按照根据本发明的方法，在二极管模式中运行的RC-IGBT T1在第三预定时间间隔△T3中并不重新转入高载流子浓度的开关状态（-15V），而是处于中等载流子浓度的状态，因为这个RC-IGBT直接在反向恢复之前处于开关状态“0V”，而不是像已知的控制方法中那样处于开关状态“-15V”。由此，在导通电压相同的情况下，反向恢复电荷相对于背景技术有所下降。这样，就实现了本发明的第一个目的。
如果接通或断开在二极管模式中运行的RC-IGBT T1，会在这个RC-IGBT T1的二级管方向上出现冲击电流负载。为了使这个在二极管模式中运行的RC-IGBT T1具有较高的耐冲击电流强度，其处于开关状态“-15V”（t<t1并且t>t4）。
图20和22示出对根据本发明的方法的第一个修改。这个修改在于，在稳定的断开状态中（t<t2并且t>t5），并不控制两个RC-IGBT T1和T2转入开关状态“-15V”，而是转入开关状态“0V”。利用对根据本发明的方法的这一修改，在导通电压尽可能低时仅仅降低了反向恢复电荷。在二极管模式中运行的RC-IGBT T1的耐冲击电流强度没有明显升高。
在对根据本发明的方法的另一个修改中，在二极管模式中运行的RC-IGBT在额定接通状态（图25中t1<t<t3）中以及在稳定截止状态（图26中t<t1并且t>t5）中被控制转入开关状态“-15V”。由此可以实现在二极管模式中运行的RC-IGBT具有高耐冲击电流强度。因为这个在二极管模式中运行的RC-IGBT在第二和第三预定时间间隔△T2和△T3中保持在开关状态“0V”，所以载流子浓度在第二预定时间间隔△T2中没有如同在背景技术中或在根据本发明的方法中（图13）那样过度地下降。但是这个载流子浓度在第三预定时间间隔△T3中也只是最低限度地升高，因为在二极管模式中运行的RC-IGBT在这个时间间隔△T3中保持在开关状态“0V”。
如果在RC-IGBT的二极管模式中只需要高耐冲击电流强度，则可以在整个脉冲周期中控制在二极管模式中运行的RC-IGBT转入第二开关状态“-15V”（图30）。在对根据本发明的方法的这个修改中没有减少反向恢复电荷。
为了能够在不投入较大花费的条件下实现这种根据本发明的方法，要在半桥2（图3）的每个RC-IGBT T1或T2的控制装置14中将预定的时间间隔△T1，△T2和△T3储存为恒定的数值。为了实现根据本发明的方法，这三个时间间隔△T1，△T2和△T3这样计量，即满足以下：△T2<△T1<△T2+△T3。
使用根据本发明的方法的前提条件为，反向导通的IGBT在RC-IGBT正面接触的p凹槽之间具有寄生的不接触的高掺杂p区域。通过这些寄生的p区域，RC-IGBT具有三种开关状态（“+15V”、“0V”和“-15V”），而不是两种开关状态（“+15V”和“-15V”）。根据本发明，在这种RC-IGBT的控制方法中有目的地使用RC-IGBT的这些寄生的p区域，以便利用尽可能低的导通电压优先地获得尽可能低的反向恢复电荷。

Claims (9)

1.一种用于控制半桥(2)的两个电串联反向导通的IGBT(T1，T2)的方法，在所述半桥上存在工作直流电压(UG)，其中，所述反向导通的IGBT(T1，T2)具有三种开关状态“+15V”、“0V”、“-15V”，所述方法具有以下方法步骤：
a)在所属的额定控制信号(S* T)的稳定的断开状态期间，使所述半桥(2)的每个反向导通的IGBT(T1，T2)转入所述开关状态“-15V”，
b)只要电流从发射极流向集电极，就在第一预定时间间隔(ΔT1)结束后，在所属的额定控制信号(S* T)从所述断开状态切换至接通状态之后，使反向导通的IGBT(T1，T2)保持在所述开关状态“-15V”中，
c)在所述第一预定时间间隔(ΔT1)结束后，在所属的额定控制信号(S* T)从所述断开状态切换至所述接通状态之后，使所述反向导通的IGBT(T1，T2)转入所述开关状态“+15V”，如果由此能够使电流从所述集电极流向所述发射极的话，
d)在所属的所述额定控制信号(S* T)从所述接通状态切换至所述断开状态之后，使所述半桥(2)的每个反向导通的IGBT(T1，T2)在第二预定时间间隔(ΔT2)中转入所述开关状态“+15V”，并且
e)在所述第二预定时间间隔(ΔT2)结束后，使所述半桥(2)的每个反向导通的IGBT(T1，T2)在第三预定时间间隔(ΔT3)中转入所述开关状态“0V”。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述第一预定时间间隔(ΔT1)在时间上大于所述第二预定时间间隔(ΔT2)。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述第一预定时间间隔(ΔT1)在时间上小于所述第二预定时间间隔和所述第三预定时间间隔之和。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述第一预定时间间隔、所述第二预定时间间隔以及所述第三预定时间间隔储存在用于实施所述方法的装置中。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，测定所述半桥(2)的每个反向导通的IGBT(T1，T2)的集电极电流的极性。
6.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，通过对测定的集电极-发射极-电压进行分析确定所述集电极电流的极性。
7.一种用于控制半桥(2)的两个电串联反向导通的IGBT(T1，T2)的方法，在所述半桥上存在工作直流电压(UG)，其中，所述反向导通的IGBT(T1，T2)具有三种开关状态“+15V”、“0V”、“-15V”，所述方法具有以下方法步骤：
a)在第一预定时间间隔中，当属于各反向导通的IGBT的额定控制信号具有稳定的断开状态时，使每个所述反向导通的IGBT转入所述开关状态“0V”，
b)只要电流从集电极流向发射极，就在第一预定时间间隔结束后，并且在所述额定控制信号从所述断开状态切换至接通状态之后，使反向导通的IGBT保持在所述开关状态“0V”中，
c)在第一预定时间间隔结束后，并且在所述额定控制信号从所述断开状态切换至所述接通状态之后，使所述反向导通的IGBT转入所述开关状态“+15V”，如果由此能够使电流从所述集电极流向所述发射极的话，
d)在所述额定控制信号从所述接通状态切换至所述断开状态之后，使每个所述反向导通的IGBT在第二预定时间间隔中转入所述开关状态“+15V”，并且
e)在所述第二预定时间间隔结束后，使每个所述反向导通的IGBT在第三预定时间间隔中转入所述开关状态“0V”。
8.一种用于控制半桥(2)的两个电串联反向导通的IGBT(T1，T2)的方法，在所述半桥上存在工作直流电压(UG)，其中，所述反向导通的IGBT(T1，T2)具有三种开关状态“+15V”、“0V”、“-15V”，所述方法具有以下方法步骤：
a)在属于各反向导通的IGBT的额定控制信号具有稳定的断开状态时，使每个所述反向导通的IGBT转入所述开关状态“-15V”，
b)只要电流从集电极流向发射极，在第一预定时间间隔结束后，并且在所述额定控制信号从所述断开状态切换至接通状态之后，使反向导通的IGBT保持在所述开关状态“-15V”中，
c)在第一预定时间间隔结束后，并且在所述额定控制信号从所述断开状态切换至所述接通状态之后，使所述反向导通的IGBT转入所述开关状态“+15V”，如果由此能够使电流从所述集电极流向所述发射极的话，
d)在所述额定控制信号从所述接通状态切换至所述断开状态之后，使每个所述反向导通的IGBT在第二预定时间间隔中转入所述开关状态“0V”，并且
e)在所述第二预定时间间隔结束后，使每个所述反向导通的IGBT在第三预定时间间隔中保持在所述开关状态“0V”中。
9.一种用于控制半桥(2)的两个电串联反向导通的IGBT(T1，T2)的方法，在所述半桥上存在工作直流电压(UG)，其中，所述反向导通的IGBT(T1，T2)具有三种开关状态“+15V”、“0V”、“-15V”，所述方法具有以下方法步骤：
a)在属于各反向导通的IGBT的额定控制信号具有稳定的断开状态时，使每个所述反向导通的IGBT转入所述开关状态“-15V”，
b)只要电流从集电极流向发射极，在第一预定时间间隔结束后，并且在所述额定控制信号从所述断开状态切换至接通状态之后，使反向导通的IGBT保持在所述开关状态“-15V”中，
c)在第一预定时间间隔结束后，并且在所述额定控制信号从所述断开状态切换至所述接通状态之后，使所述反向导通的IGBT转入所述开关状态“0V”，如果由此能够使电流从所述集电极流向所述发射极的话，
d)在所述额定控制信号从所述接通状态切换至所述断开状态之后，使每个所述反向导通的IGBT在第二预定时间间隔中转入所述开关状态“-15V”，并且
e)在所述第二预定时间间隔结束后，使每个所述反向导通的IGBT在第三预定时间间隔中转入所述开关状态“-15V”。
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Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6333358B2 (ja) * 2013-04-05 2018-05-30 エービービー テクノロジー エルティーディー． Ｒｃ−ｉｇｂｔスイッチングパルス制御
DE102013213986B4 (de) 2013-07-17 2016-02-04 Siemens Aktiengesellschaft Dreipunkt-Stromrichter
EP3002866B1 (de) 2014-09-30 2021-09-08 Siemens Aktiengesellschaft Spannungszwischenkreis-Stromrichter in Fünfpunkttopologie
EP3041137B1 (en) * 2014-12-29 2020-02-12 ABB Schweiz AG Control of reverse-conducting igbt
CN104966714B (zh) * 2015-05-08 2019-06-18 邓华鲜 Igbt芯片的控制方法
US9641168B2 (en) * 2015-05-29 2017-05-02 Infineon Technologies Ag Controlling reverse conducting IGBT
EP3280039A1 (de) 2016-08-01 2018-02-07 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren zur ansteuerung parallel angeordneter, rückwärts leitfähiger halbleiterschalter
CN109905015B (zh) * 2019-03-08 2020-12-25 湖南大学 三电平二极管退饱和控制的逆导型igbt驱动方法
RU195809U1 (ru) * 2019-03-20 2020-02-05 Федеральное государственное унитарное предприятие Экспериментальный завод научного приборостроения со Специальным конструкторским бюро Российской академии наук Схема подключения первичной стороны драйверного ядра управления igbt-ключом
DE102019208122A1 (de) * 2019-06-04 2020-12-10 Audi Ag Verfahren zum Betrieb einer elektrischen Schaltung, elektrische Schaltung und Kraftfahrzeug
US20220399879A1 (en) * 2021-06-11 2022-12-15 Texas Instruments Incorporated Synchronous switch control method

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE10206392A1 (de) * 2002-02-15 2003-09-04 Siemens Ag Verfahren und Vorrichtung zur Optimierung des Abschaltvorgangs eines nichteinrastenden, abschaltbaren Leistungs-Halbleiterschalters
CN101606307A (zh) * 2007-02-14 2009-12-16 丰田自动车株式会社 半导体功率转换装置

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
SU1757045A1 (ru) * 1989-10-11 1992-08-23 Научно-Производственное Объединение "Силовая Электроника" Устройство дл управлени силовыми ключами плеча инвертора
DE10308313B4 (de) 2003-02-26 2010-08-19 Siemens Ag Halbleiterdiode, elektronisches Bauteil, Spannungszwischenkreisumrichter und Steuerverfahren
DE102004035789B4 (de) 2004-07-23 2016-04-07 Siemens Aktiengesellschaft Traktionsstromrichter mit einem netzseitigen Vierquadrantensteller
DE102006042945B4 (de) 2006-09-13 2011-07-21 Siemens AG, 80333 Verfahren zur Effizienzsteigerung von dieselelektrisch getriebenen Fahrzeugen und Fahrzeug zur Durchführung des Verfahrens
DE102009001029B4 (de) 2009-02-20 2010-12-09 Infineon Technologies Ag Ansteuerung für rückwärtsleitfähigen IGBT
DE102009030738A1 (de) * 2009-06-26 2010-12-30 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren zur Ansteuerung eines rückwärts leitfähigen IGBT
DE102009030739A1 (de) * 2009-06-26 2010-12-30 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren zur Ansteuerung eines rückwärts leitfähigen IGBT
DE102009030740A1 (de) * 2009-06-26 2010-12-30 Siemens Aktiengesellschaft Kommutierungsverfahren einer Stromrichterphase mit rückwärts leitfähigen IGBTs
US8729914B2 (en) * 2010-11-10 2014-05-20 Infineon Technologies Ag Detection of the conduction state of an RC-IGBT

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE10206392A1 (de) * 2002-02-15 2003-09-04 Siemens Ag Verfahren und Vorrichtung zur Optimierung des Abschaltvorgangs eines nichteinrastenden, abschaltbaren Leistungs-Halbleiterschalters
CN101606307A (zh) * 2007-02-14 2009-12-16 丰田自动车株式会社 半导体功率转换装置

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