ES2713067T3 - Procedimiento para controlar dos IGBT de conducción inversa, conectados eléctricamente en serie, de un semipuente - Google Patents

Procedimiento para controlar dos IGBT de conducción inversa, conectados eléctricamente en serie, de un semipuente Download PDF

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Abstract

Procedimiento para controlar dos IGBT de conducción inversa (T1, T2) conectados eléctricamente en serie, de un semipuente (2), en el cual se encuentra presente una tensión continua de funcionamiento (UG), donde estos IGBT de conducción inversa (T1, T2) presentan un primer estado de conmutación (+15V), un segundo estado de conmutación (-15V) y un tercer estado de conmutación (0V), donde el primer estado de conmutación (+15V) se regula debido a que la tensión del emisor de puerta se lleva por encima de la tensión de aplicación, donde el segundo estado de conmutación (-15V) y el tercer estado de conmutación (0V) se regulan debido a que la tensión del emisor de puerta se lleva por debajo de la tensión de aplicación, donde la tensión del emisor de puerta del segundo estado de conmutación (-15V) es menor que la del tercer estado de conmutación (0V), donde se determina la polaridad de la corriente del colector de cada IGBT de conducción inversa (T1, T2) de un semipuente (2), con los siguientes pasos del procedimiento: a) ajuste de cada IGBT de conducción inversa (T1, T2) del semipuente (2) durante un estado desconectado estacionario de una señal de control - objetivo asociada al segundo estado de conmutación (-15V) o al tercer estado de conmutación (0V), b) mantenimiento de un IGBT de conducción inversa (T1, T2) en el segundo estado de conmutación (-15V) después de finalizado un intervalo predeterminado (ΔT1) después del cambio a una señal de control - objetivo asociada desde el estado desconectado a un estado conectado, en tanto una corriente circule desde el emisor hacia el colector, c) ajuste de un IGBT de conducción inversa (T1, T2) en el primer estado de conmutación (+15V) después de finalizado un intervalo predeterminado (ΔT1) después del cambio a una señal de control - objetivo asociada desde el estado desconectado al estado conectado, cuando debido a ello se posibilita un flujo de corriente desde el colector hacia el emisor, d) ajuste de cada IGBT de conducción inversa (T1, T2) del semipuente (2) después de finalizado un segundo intervalo predeterminado (ΔT2) por un tercer intervalo predeterminado (ΔT3) en el tercer estado de conmutación (0V), donde el segundo intervalo predeterminado (ΔT2) comienza con el cambio de una señal de control - objetivo asociada desde el estado conectado al estado desconectado.

Description

DESCRIPCION
Procedimiento para controlar dos IGBT de conduccion inversa, conectados electricamente en serie, de un semipuente.
La presente invencion hace referencia a un procedimiento para controlar dos IGBT de conduccion inversa, conectados electricamente en serie, de un semipuente, en el cual se encuentra presente una tension continua de funcionamiento, donde estos IGBT de conduccion inversa disponen de tres estados de conmutacion "+15V", "0V" y "-15V".
Los IGBT de conduccion inversa se conocen tambien como IGBT de conduccion en direccion inversa (RC-IGBT). Un RC-IGBT se diferencia de un IGBT convencional en el hecho de que la funcion de diodos y la funcion IGBT estan reunidas en un chip Debido a esto se origina un semiconductor de potencia, en donde la eficiencia del anodo en el modo de diodo depende de una tension de puerta que se encuentra presente.
Por la solicitud DE 10 2009 030 740 A1 se conoce un procedimiento controlado por evento para la conmutacion desde un IGBT de conduccion inversa operado en el modo de diodo a un IGBT de conduccion inversa operado en un modo IGBT.
La estructura base de un RC-IGBT se representa en detalle como corte transversal en la figura 1. La estructura mencionada se conoce por la publicacion "A High Current 3300V Module Employing Reverse Conducting IGBTs Setting a New Benchmark in Output Power Capability" de M. Rahimo, U. Schlapbach, A. Kopta, J. Vobecky, D. Schneider, A. Baschnagel, impresa en ISPSD 2008. Esa estructura base se compone de un sustrato Sn debilmente n-dopado, el cual del lado del colector esta provisto de una capa Fs n-dopada. Sobre esa capa Fs esta aplicada una p-capa Sp altamente dopada, la cual a su vez esta provista de una capa metalica Mk. En esa p-capa Sp altamente dopada estan dispuestas n-areas Ln altamente dopadas, de modo que las mismas se situan a la sombra de p-areas Wp altamente dopadas admitidas en el sustrato Sn debilmente n-dopado. Las mismas estan disenadas de modo que estas respectivamente forman una asi llamada pila para rebajar la capa metalica Me que se utiliza como conexion del emisor del RC-IGBT. Estos rebajes interrumpen respectivamente otra capa metalica Mg que, con respecto a la capa metalica ME que se utiliza como conexion del emisor del RC-IGBT, y con respecto al sustrato Sn debilmente ndopado, esta rodeada por una capa de oxido de silicio. Ademas, cada rebaje de la capa metalica Me que se utiliza como conexion del emisor, en la p-area Wp altamente dopada conformada en forma de pila, esta rodeado con una ncapa Sn+ altamente dopada.
En el caso de una tension del emisor de puerta por debajo de una tension umbral del canal MOS (-15V) de un IGBT de conduccion inversa, la eficiencia de anodo es elevada, debido a lo cual la densidad del portador de carga en el estado de paso es elevada y la tension de paso es reducida. La carga de recuperacion inversa, las perdidas de recuperacion inversa y las perdidas de conectado en un RC-IGBT opuesto en el ramal del puente, en cambio, son elevadas. En el caso de una tension del emisor de puerta por encima de una tension umbral del canal MOS (+15V) de un IGBT de conduccion inversa, la eficiencia de anodo es reducida, debido a lo cual la densidad del portador de carga en el estado de paso es reducida y la tension de paso es elevada. Puesto que el canal MOS esta conectado, ese RC-IGBT no puede absorber ninguna tension de bloqueo.
Debido a ese hecho, una activacion y, con ello, un procedimiento para controlar un IGBT convencional, no pueden utilizarse en un IGBT de conduccion inversa. En la publicacion antes mencionada puede observarse como es un procedimiento para controlar un RC-IGBT. En dicho procedimiento es caracteristico el hecho de que el estado de conmutacion del IGBT de conduccion inversa no depende solamente de un valor objetivo de una tension de salida de un convertidor polifasico con RC-IGBT como valvulas del convertidor, sino tambien de una direccion de la corriente, de la corriente del colector.
La figura 2 muestra un diagrama equivalente de un ramal del puente 2 de un convertidor, donde RC-IGBT T1 y T2 se utilizan como valvulas del convertidor. Ese ramal del puente 2, el cual se denomina tambien como semipuente, esta conectado de forma electricamente paralela con respecto a una fuente de tension continua 4, mediante dos barras de contacto 6 y 8. Los dos IGBT T1 y T2 de conduccion inversa del ramal del puente 2 estan conectados electricamente en serie. Un punto de conexion de estos dos IGBT T1 y T2 de conduccion inversa forma una conexion A del lado de tension alterna, a la cual puede conectarse una carga. La fuente de tension 4 presenta dos condensadores 10 y 12 que igualmente estan conectados electricamente en serie. Un punto de conexion de estos dos condensadores 10 y 12 forma una conexion del punto central M. En estos dos condensadores 10 y 12 conectados electricamente en serie se encuentra presente una tension continua Ud. De manera alternativa, en lugar de los dos condensadores 10 y 12 puede utilizarse tambien un condensador que esta dispuesto entre las dos barras de contacto 6 y 8. Ya no puede accederse entonces al punto central M. En el caso de un convertidor de circuito intermedio de tension esa fuente de tension continua 4 forma un circuito intermedio de tension, donde la tension continua Ud que se encuentra presente se denomina entonces como tension del circuito intermedio. El ramal del puente 2, en el caso de un convertidor trifasico, en particular de un convertidor de pulso que se utiliza como convertidor del lado de carga de un convertidor de circuito intermedio de tension, se encuentra presente tres veces. En la salida A del lado de tension alterna, referido a la conexion del punto central M de la fuente de tension continua 4, se encuentra presente una tension de onda cuadrada Uam.
En la figura 3 se representa un diagrama de bloques de un dispositivo de control y regulacion de un convertidor trifasico, en particular de un convertidor de pulso, de un convertidor de circuito intermedio de tension con dispositivos de activacion 14 asociados, proximos al semiconductor, de un ramal del puente 2 de ese convertidor. Un dispositivo de control 16, en funcion de un valor objetivo, por ejemplo de un valor objetivo de la velocidad de rotacion n*, por
ramal del puente 2, genera dos senales de control - objetivo
Figure imgf000003_0001
Con el fin de una mayor claridad, de los tres ramales del puente de un convertidor trifasico se representa solamente el ramal del
puente 2. Las dos senales de control - objetivo l V1'ri y V* r : son suministradas respectivamente a un dispositivo de activacion 14, proximo al semiconductor, de cada IGBT de conduccion inversa T1 y T2 del ramal del puente 2. Del lado de salida se encuentra presentes respectivamente una senal de control real St i, asi como St2, con la cual se activa una puerta G de un IGBT de conduccion inversa T1, asi como T2, asociado. En esa representacion, la conexion del lado de tension alterna del ramal del puente 2 no se indica con A como en la representacion de la figura 1, sino con R. Los tres ramales del puente de un convertidor trifasico estan conectados de forma electricamente paralela mediante las dos barras de contacto 6 y 8, uno con respecto a otro y con respecto a la fuente de tension continua 4.
Del modo antes mencionado, el estado de conmutacion estacionario de los dos IGBT de conduccion inversa T1 y T2 f
de un ramal del puente 2 no depende solamente de una tension de salida " ",J sino tambien de la polaridad de una corriente de salida iA de ese ramal del puente 2. Cada vez que el IGBT de conduccion inversa T1, asi como T2, debe conducir corriente en la direccion inversa (corriente del colector negativa, modo de diodo), este se desconecta. De este modo, aumenta la concentracion del portador de carga en el modo de diodo. En la siguiente tabla pueden observarse los estados de conmutacion de los dos IGBT de conduccion inversa T1 y T2 del ramal del puente 2:
Figure imgf000003_0002
En las figuras 4 a 8 se representan cursos de la senal respectivamente en un diagrama a lo largo del tiempo t para el caso de que para la polaridad negativa de la corriente de salida iA el IGBT de conduccion inversa T1 sea operado en el modo de diodo y el IGBT de conduccion inversa T2 sea operado en el modo IGBT. En la figura 4 se representa el *
desarrollo de la tension de salida - objetivo 11 a lo largo del tiempo t. Para poder convertir esa tension de salida -
objetivo 11 se necesitan senales de control - objetivo .'i y J r:, cuyos cursos temporales estan representados en las figuras 5 y 6.
En el instante tO el valor de la tension de salida - objetivo es igual a la mitad de la tension continua Ud que se encuentra presente en la fuente de tension continua 4. Debido a ello, el IGBT de conduccion inversa T1 operado en el modo de diodo es conductor de corriente. Para que ese IGBT de conduccion inversa T1 pueda conducir corriente en el modo de diodo, el mismo debe estar desconectado. En el curso de la senal del diagrama segun la figura 7 , en donde se ilustra el desarrollo de la tension de puerta uge(T1) del IGBT de conduccion inversa T1 a lo largo del tiempo t, la tension de puerta se encuentra en el estado desconectado (-15V). En ese instante, el estado de conmutacion del IGBT de conduccion inversa T2, segun la tension de puerta uge(T2), se encuentra igualmente en el * estado - desconectado correspondiente a la figura 8. En el instante t1, la tension de salida - objetivo 11 pasa de
+Ud/2 a -Ud/2. En ese instante t1, la serial de control - objetivo j r - r r i cambia de alto a bajo, mientras que la serial de control - objetivo ' r- cambia de bajo a alto. Debido a ello, el IGBT de conduccion inversa T1 operado en el modo de diodo se conecta por un intervalo predeterminado ATi, donde el IGBT de conduccion inversa T2 operado en el modo IGBT permanece de aquf en mas en el estado desconectado. En ese intervalo predeterminado ATi el IGBT de conduccion inversa T1 operado en el modo de diodoTI es ademas conductor de corriente, debido a lo cual se reduce la concentracion del portador de carga.
En el instante t2 se desconecta nuevamente el IGBT de conduccion inversa T1 operado en el modo de diodo. Despues de finalizado otro intervalo predeterminado ATv, el cual se denomina tambien como tiempo de bloqueo, en el instante t3 se conecta el IGBT de conduccion inversa T2 operado en el modo IGBT (figura 8). La conmutacion desde el IGBT T1 operado en el modo de diodo al IGBT de conduccion inversa T2 operado en el modo IGBT tiene lugar en el instante t3. El tiempo de bloqueo ATv es necesario para evitar un cortocircuito del ramal del puente. Ese tiempo de bloqueo ATv, sin embargo, conduce nuevamente a un aumento de la concentracion del portador de carga en el IGBT de conduccion inversa T1 operado en el modo de diodo y, con ello, a un incremento de las perdidas por conmutacion.
En el instante t5, la tension de salida - objetivo u "■! cambia nuevamente de -Ud/2 a Ud/2. El IGBT de conduccion inversa T2 operado en el modo IGBT, por un intervalo predeterminado AT2 , computado desde el instante t5, permanece conectado, antes de que el mismo se desconecte en el instante t6 y la corriente de salida iA conmute al IGBT de conduccion inversa T1 operado en el modo de diodo.
Para que actue el efecto de eficiencia del anodo, el tiempo de bloqueo ATv entre la desconexion del IGBT de conduccion inversa T1 operado en el modo de diodo y la conexion del IGBT de conduccion inversa T2 operado en el modo IGBT debe ser lo mas reducido posible. El procedimiento de control (procedimiento de conmutacion) descrito en la publicacion mencionada en la introduccion es controlado por tiempo, lo cual requiere una precision temporal elevada. Si le eficiencia del anodo es elevada, la tension de paso es reducida, de modo que las perdidas de recuperacion inversa son reducidas.
El objeto de la invencion consiste en perfeccionar el procedimiento conocido para controlar un IGBT de conduccion inversa de modo que la carga de recuperacion inversa sea lo mas reducida posible en combinacion con una tension de paso lo mas reducida posible, y de manera que en el modo de diodo se alcance una resistencia de cresta de corriente elevada.
Dicho objeto, segun la invencion, se soluciona con las caracterfsticas de la reivindicacion 1.
Esta invencion toma como base el hecho de que los IGBT de conduccion inversa presentan p-zonas parasitarias altamente dopadas entre p-pilas que se encuentran en contacto del lado anterior del RC-IGBT. Esas p-zonas altamente dopadas no se encuentran en contacto. A traves de esas p-zonas parasitarias, el IGBT de conduccion inversa asociado presenta ahora tres estados de conmutacion en lugar de dos, a saber los estados de conmutacion "+15V", "0V" y "-15V".
Un ensayo dio como resultado la siguiente tabla, en donde se muestran los estados resultantes para un asf llamado RC-IGBT de tres estados:
Figure imgf000004_0001
El estado de conmutacion "+15V" (primer estado de conmutacion) se regula debido a que la tension del emisor de puerta del IGBT se lleva a un valor por encima de la tension de aplicacion, donde la tension del emisor de puerta usualmente, sin embargo, no se regula necesariamente a 15V. Mediante ese estado de conmutacion se forma un canal de electrones conductor en la p-pila, de modo que en el caso de la conduccion de corriente desde el emisor hacia el colector la concentracion del portador de carga es muy reducida, de modo que el IGBT no tiene capacidad de bloqueo.
El estado de conmutacion "0V" (tercer estado de conmutacion) se regula debido a que la tension del emisor de puerta del IGBT se lleva a un valor por debajo de la tension de aplicacion, donde la tension del emisor de puerta usualmente, sin embargo, no se regula necesariamente a 0V. Debido a esto, no se forma un canal de electrones conductor en la p-pila, de modo que en el caso de la conduccion de corriente desde el emisor hacia el colector la concentracion del portador de carga es media, de modo que el IGBT tiene capacidad de bloqueo.
El estado de conmutacion "-15V" (segundo estado de conmutacion) se regula debido a que la tension del emisor de puerta del IGBT se lleva a un valor por debajo de la tension de aplicacion, donde la tension del emisor de puerta usualmente, sin embargo, no se regula necesariamente a -15V. Mediante ese estado de conmutacion no se forma un canal de electrones conductor en la p-pila, de modo que en el caso de la conduccion de corriente desde el emisor hacia el colector la concentracion del portador de carga es muy elevada, de modo que el IGBT tiene capacidad de bloqueo.
La invencion se basa en el hecho de que los tres estados de conmutacion "+15V", "0V" y "-15V" que se encuentran presentes se utilizan para un procedimiento de control, para reducir la carga de recuperacion inversa en combinacion con una tension de paso lo mas reducida posible. Ademas debe incrementarse la resistencia de cresta de corriente en el modo de diodo.
Con este procedimiento, en el caso de una conmutacion desde un RC-IGBT operado en el modo de diodo a un RC-IGBT operado en el modo IGBT de un semipuente, a traves de la interposicion del tercer estado de conmutacion "0V" al cambiar desde el primer estado de conmutacion "+15V" al segundo estado de conmutacion "-15V" del RC-IGBT se logra que la carga de recuperacion inversa, en el caso de la misma tension de paso, sea mas reducida en comparacion con un procedimiento convencional. Puesto que ese RC-IGBT operado en el modo de diodo, con excepcion del proceso de conmutacion, se controla en el segundo estado de conmutacion "-15V", se incrementa la resistencia de cresta de corriente.
Si solamente la carga de recuperacion inversa debe ser lo mas reducida posible en el caso de una tension de paso lo mas reducida posible, entonces el RC-IGBT operado en el modo de diodo y el RC-IGBT operado en el modo IGBT, en el estado desconectado estacionario, respectivamente no se controla en el segundo de estado de conmutacion "-15V", sino en el tercer estado de conmutacion "0V".
Si la resistencia de cresta de corriente debe ser lo mas elevada posible en el RC-IGBT operado en el modo de diodo, en el caso de una carga de recuperacion inversa solo un poco reducida, entonces ese RC-IGBT y el RC-IGBT de un semipuente operado en el modo IGBT, durante un segundo intervalo predeterminado, no se controla en el primer estado de conmutacion "+15V", sino respectivamente en el tercer estado de conmutacion "0V".
En cambio, si solamente la resistencia de cresta de corriente debe ser lo mas elevada posible en el RC-IGBT operado en el modo de diodo, entonces ese RC-IGBT de un semipuente, durante un segundo y un tercer un intervalo predeterminados, se controla en el segundo estado de conmutacion "-15V". De este modo, el RC-IGBT operado en el modo de diodo, durante un periodo de conmutacion controlado, se encuentra en el segundo estado de conmutacion "-15V".
Los intervalos predeterminados utilizados en el procedimiento segun la invencion estan dimensionados de modo que el primer intervalo es mas prolongado en comparacion con el segundo intervalo, pero es mas corto en comparacion con una suma del segundo y el tercer intervalo. Estos tres intervalos predeterminados se almacenan como valores numericos en un dispositivo para realizar el procedimiento segun la invencion, en particular respectivamente de un dispositivo de activacion de un RC-IGBT de un semipuente. Estos intervalos se inician desde el flanco de conmutacion positivo, asi como negativo, de una senal de control - objetivo de un RC-IGBT que debe ser activado. Con estos intervalos almacenados el procedimiento segun la invencion puede implementarse de forma sencilla. Para continuar con la explicacion de la invencion se hace referencia al dibujo, en donde se ilustran esquematicamente varias formas de ejecucion del procedimiento segun la invencion.
La figura 1 muestra una seccion transversal de una estructura base de un IGBT de conduccion inversa.
En la figura 2 se representa un esquema equivalente de un ramal del puente de un convertidor con dos IGBT de conduccion inversa.
La figura 3 muestra un diagrama de bloques de un dispositivo de control y regulacion de un convertidor trifasico con IGBT de conduccion inversa como valvulas del convertidor.
Las figuras 4 a 8 muestran cursos de la senal de dos IGBT de conduccion inversa para el caso de una corriente de salida negativa de ese semipuente.
En la figura 9 se representa un corte transversal traves de un IGBT de conduccion inversa con tres estados de conmutacion.
Las figuras 10, 19, 23, 27 y 12, 21, 25 y 29, respectivamente en un diagrama a lo largo del tiempo t, muestran una senal de control - objetivo de un RC- IGBT en el modo IGBT y en el modo de diodo.
En las figuras 11 y 13, respectivamente en un diagrama a lo largo del tiempo t, se representan tensiones de puerta asociadas de acuerdo con el procedimiento segun la invencion.
En las figuras 14 a 18 se representan cursos de senal de dos IGBT de conduccion inversa de un semipuente para el caso de una corriente de salida negativa del semipuente del procedimiento segun la invencion.
En las figuras 20 y 22, respectivamente en un diagrama a lo largo del tiempo t, se representan tensiones de puerta de acuerdo con un procedimiento segun la invencion modificado.
En las figuras 24, 26 y 28, 30 se representan respectivamente tensiones de puerta de otros procedimientos segun la invencion modificados, respectivamente en un diagrama a lo largo del tiempo t.
En la figura 9 se representa esquematicamente una seccion transversal de un RC-IGBT con tres estados conmutables (+15V, 0V, -15V). Ese RC-IGBT se diferencia del RC-IGBT segun la figura 1 en que el mismo presenta p-zonas Pp altamente dopadas parasitarias. Esas p-zonas Pp altamente dopadas estan dispuestas entre p-pilas Wp que se encuentra en contacto, del lado anterior del RC-IGBT. Esas p-zonas Pp altamente dopadas no se encuentran en contacto con un electrodo del RC-IGBT.
Se ha observado que a traves de esas p-zonas Pp altamente dopadas parasitarias de estos RC-IGBT, con respecto a un RC-IGBT convencional (figura 1), se presenta un tercer estado de conmutacion "0V" que tambien puede activarse de forma selectiva. Junto con los dos estados de conmutacion "+15V" y "-15V" del RC-IGBT convencional segun la figura 1, el RCIGBT segun la figura 9 presenta adicionalmente el estado de conmutacion "0V".
Los cursos de la senal de las figuras 10 a 30 estan representados para el caso de que la corriente de salida iA del semipuente 2 presente polaridad negativa, que el RC-IGBT T1 se ese semipuente sea operado en el modo de diodo (corriente del colector negativa) y que el RC-IGBT T2 de ese semipuente 2 sea operado en el modo IGBT (corriente del colector positiva). Las figuras 10 y 11 muestran los cursos de una serial de control - objetivo ' T y de una tension de puerta Uge asociada de un RC-IGBT operado en el modo IGBT, mientras que las figuras 12 y 13 muestran los c*
cursos de una serial de control- objetivo : y de una tension de puerta uge asociada de un RC-IGBT operado en el modo de diodo.
Segun el diagrama de la figura 10, la serial de control - objetivo V , en el instante t1, cambia desde el estado -desconectado al estado - conectado. Con ese flanco de conmutacion positivo comienza un primer intervalo predeterminado At1. En el instante t2 ese intervalo predeterminado At1 ha finalizado. A partir de ese instante t2, la tension de puerta uge del RC-IGBT operado en el modo IGBT cambia desde el estado de conmutacion "-15V" al estado de conmutacion "+15V". En el instante t3, la serial de control-objetivoJ<1'7 de un RC-IGBT operado en el modo IGBT cambia nuevamente desde el estado - conectado al estado - desconectado. Con ese flanco de conmutacion negativo comienza un segundo intervalo predeterminado AT2 que ha finalizado en el instante t4. Con la finalizacion de ese segundo intervalo predeterminado AT2 comienza un tercer intervalo predeterminado AT3. El mismo termina en el instante t5. Durante el segundo intervalo AT2 la tension de puerta uge del RC-IGBT operado en el modo IGBT permanece en el estado de conmutacion "+15V". En el instante t4, en el cual el segundo intervalo AT2 ha finalizado y el tercer intervalo predeterminado AT3 ha comenzado, la tension de puerta uge cambia desde el estado de conmutacion "+15V" al estado de conmutacion "0V". Despues de finalizado ese tercer intervalo predeterminado AT3 , por tanto en el instante t5, la tension de puerta uge cambia su estado desde el estado de conmutacion "0V" al estado de conmutacion "-15V".
El desarrollo de la tension de puerta uge de un RC-IGBT operado en el modo de diodo esta representado en el diagrama a lo largo del tiempo t de la figura 13. Esa tension de puerta uge permanece en el estado de conmutacion "-15V" hasta el instante t3 del flanco de conmutacion negativo de la serial de control - objetivo ‘V . En ese instante t3 comienza el segundo intervalo predeterminado AT2 y la tension de puerta uge cambia desde el estado de conmutacion "-15V" al estado de conmutacion "+15V" y permanece en ese estado por la duracion del segundo intervalo predeterminado AT2. En el instante t4 ese segundo intervalo predeterminado AT2 ha finalizado. Despues de finalizado ese segundo intervalo predeterminado AT2 , la tension de puerta uge cambia desde el estado de conmutacion "+15V" al estado "0V" y permanece en ese estado de conmutacion hasta que el tercer intervalo predeterminado AT3 ha finalizado. En el instante t6 finaliza un periodo de pulso TP de la serial de control - objetivo s: y comienza un nuevo periodo de pulso Tp.
Ese control segun la invencion de un RC-IGBT operado en el modo IGBT y de un RC-IGBT operado en el modo de diodo, de dos IGBT de conduccion inversa conectados electricamente en serie, del semipuente 2, ha sido aplicado segun la figura 3. Los cursos de la serial asociados estan representados en los diagramas de las figuras 14 a 18. En el diagrama de la figura 14 se representa el desarrollo de la tension de salida - objetivo ** u a lo largo del tiempo t. Ese desarrollo corresponde al desarrollo de la tension de salida - objetivo u de la figura 4. Para poder convertir esa tension de salida objetivo Jl u se necesitan las dos senales de control - objetivo J ri y s: para los dos RC IGBT T1 y T2 del semipuente 2, las cuales estan representadas respectivamente en un diagrama a lo largo del tiempo t en las figuras 15 y 16. Las mismas corresponden a las senales -V,'-, „ y S L,r’ : de las figuras 5 y 6. Del modo antes mencionado, en el caso de la polaridad negativa de la corriente de salida iA del semipuente 2 el RC-IGBT T1 se opera en el modo de diodo y el RC-IGBT T2 en el modo IGBT. En las figuras 17 y 18 se representan temporalmente los desarrollos de las respectivas tensiones de puerta uge(T1) y uge(T2) de los dos RC-IGBT T1 y T2 del semipuente 2. Es decir que los desarrollos de tension de puerta segun las figuras 13 y 11 estan marcados en las figuras 17 y 18 en correspondencia con los cursos de las senales de control objetivo ^ t\ y S i i'i de las figuras 15 y 16.
De acuerdo con el procedimiento segun la invencion, el RC-IGBT T1 operado en el modo de diodo, durante su fase inicial estacionaria (t<t1 y t>t7) se encuentra en el estado de conmutacion "-15V". Debido a ello, ese RC-IGBT T1 presenta una tension de paso minima. Antes de la recuperacion inversa, el RC-IGBT T1 operado en el modo de diodo se controla en el estado de conmutacion "+15V" (t=t1) y despues de finalizado el segundo intervalo predeterminado AT2 en el estado de conmutacion "0V". Durante el segundo intervalo AT2 el RC-IGBT T1 operado en el modo de diodo es conductor de corriente, debido a lo cual se reduce la concentracion del portador de carga. Despues de finalizado el segundo intervalo AT2 ese RC-IGBT T1 operado en el modo de diodo nuevamente se desconecta.
En comparacion con el procedimiento de control conocido, el RC-IGBT T1 operado en el modo de diodo no se controla en el estado de conmutacion "-15V", sino en el nuevo estado de conmutacion "0V". Ese RC-IGBT T1 permanece en ese nuevo estado de conmutacion hasta que el tercer intervalo predeterminado AT3 ha finalizado. Durante ese tercer intervalo AT3 transcurre igualmente el tiempo de bloqueo ATv, el cual igualmente ha comenzado despues de finalizado el segundo intervalo predeterminado AT2. Tan pronto como ha finalizado ese tiempo de bloqueo ATv, el RCIGBT T2 operado en el modo IGBT se controla desde el estado de conmutacion "-15V" al estado de conmutacion "+15V". De este modo tiene lugar la conmutacion desde el RC-IGBT T1 operado en el modo de diodo al RC-IGBT T2 operado en el modo IGBT.
De acuerdo con el procedimiento segun la invencion, el RC-IGBT T1 operado en el modo de diodo, durante el tercer intervalo predeterminado AT3 no llega al estado de conmutacion (-15V) de concentracion del portador de carga elevada, sino a un estado de concentracion del portador de carga medio, porque inmediatamente antes de la recuperacion inversa este se encuentra en el estado de conmutacion "0V", y no en el estado de conmutacion "-15V", como en el procedimiento de control conocido. Debido a ello, en comparacion con el estado del arte, se reduce la carga de recuperacion inversa en el caso de la misma tension de paso. Se alcanza con ello el primer objeto.
Si el RC-IGBT T1 operado en el modo de diodo se conecta o se desconecta se presentan cargas de cresta de corriente en la direccion del diodo de ese RC-IGBT T1. Para que el RC-IGBT T1 operado en el modo de diodo presente una resistencia de cresta de corriente mas elevada, este se encuentra en el estado de conmutacion "-15V" (t<t1 y t>t4).
En las figuras 20 y 22 se representa una primera modificacion del procedimiento segun la invencion. La modificacion consiste en el hecho de que en el estado - desconectado estacionario (t<t2 y t>t5) los dos RC-IGBT T1 y T2 no se controlan en el estado de conmutacion "-15V", sino en el estado de conmutacion "0V". Con esa modificacion del procedimiento segun la invencion se reduce la carga de recuperacion inversa en el caso de una tension de paso lo mas reducida posible. La resistencia de cresta de corriente del RC-IGBT T1 operado en el modo de diodo esencialmente no aumenta.
En el caso de otra modificacion del procedimiento segun la invencion, el RCIGBT operado en el modo de diodo durante el estado - conectado - objetivo (t1<t<t3 de la figura 25) y durante el estado de bloqueo estacionario (t<t1 y t>t5 de la figura 26) se controla en el estado de conmutacion "-15V". Debido a esto se logra que el RCIGBT operado en el modo de diodo presente una resistencia de cresta de corriente elevada. Puesto que ese RC-IGBT operado en el modo de diodo, durante el segundo y el tercer intervalo predeterminados AT2 y AT3 permanece en el estado de conmutacion "0V", la concentracion del portador de carga no disminuye demasiado durante el intervalo predeterminado AT2 como en el estado del arte o bien el procedimiento segun la invencion (figura 13). La concentracion del portador de carga, sin embargo, se reduce tambien solo de forma minima durante el tercer intervalo predeterminado AT3, puesto que el RC-IGBT operado en el modo de diodo se mantiene en el estado de conmutacion "0V" durante ese intervalo AT3. Si se exige solo una resistencia de cresta de corriente elevada en el modo de diodo de un RC-IGBT, entonces el RC-IGBT operado en el modo de diodo puede controlarse en el segundo estado de conmutacion "-15V" durante todo el periodo del pulso (figura 30). Dicha modificacion, sin embargo, no forma parte del procedimiento segun la invencion, ya que la carga de recuperacion inversa no se reduce.
Para que el procedimiento segun la invencion pueda realizarse sin una gran inversion, en los dispositivos de activacion 14 de cada RC-IGBT T1, asi como T2 del semipuente 2 (figura 3), los intervalos predeterminados AT1, AT2 y AT3 se almacenan como valores numericos constantes. Para implementar el procedimiento segun la invencion estos tres intervalos AT1, AT2 y AT3 se dimensionan de modo que aplica lo siguiente: AT2 < AT1 < AT2 + AT3. La condicion previa para la utilizacion del procedimiento segun la invencion reside en que los IGBT de conduccion inversa presentan p-zonas parasitarias que no se encuentran en contacto, altamente dopadas, entre p-pilas sobre el lado anterior del RC- IGBT. A traves de esas p-zonas parasitarias, el RC-IGBT, en lugar de dos estados de conmutacion ("+15V" y "-15V"), presenta ahora tres estados de conmutacion ("+15V", "0V" y "-15V"). Segun la invencion, esas p-zonas parasitarias de un RCIGBT se utilizan de forma selectiva durante el procedimiento de control de ese RC-IGBT, para obtener prioritariamente lo mas posible una carga de recuperacion inversa con una tension de paso lo mas reducida posible.

Claims (7)

REIVINDICACIONES
1. Procedimiento para controlar dos IGBT de conduccion inversa (T1, T2) conectados electricamente en serie, de un semipuente (2), en el cual se encuentra presente una tension continua de funcionamiento (Ug), donde estos IGBT de conduccion inversa (T1, T2) presentan un primer estado de conmutacion (+15V), un segundo estado de conmutacion (-15V) y un tercer estado de conmutacion (0V), donde el primer estado de conmutacion (+15V) se regula debido a que la tension del emisor de puerta se lleva por encima de la tension de aplicacion, donde el segundo estado de conmutacion (-15V) y el tercer estado de conmutacion (0V) se regulan debido a que la tension del emisor de puerta se lleva por debajo de la tension de aplicacion, donde la tension del emisor de puerta del segundo estado de conmutacion (-15V) es menor que la del tercer estado de conmutacion (0V), donde se determina la polaridad de la corriente del colector de cada IGBT de conduccion inversa (T1, T2) de un semipuente (2), con los siguientes pasos del procedimiento:
a) ajuste de cada IGBT de conduccion inversa (T1, T2) del semipuente (2) durante un estado desconectado estacionario de una serial de control - objetivo ■ 1 asociada al segundo estado de conmutacion (-15V) o al tercer estado de conmutacion (0V),
b) mantenimiento de un IGBT de conduccion inversa (T1, T2) en el segundo estado de conmutacion (-15V) despues de finalizado un intervalo predeterminado (ATi) despues del cambio a una serial de control -objetivo I '■' S ’ 1 ' asociada desde el estado desconectado a un estado conectado, en tanto una corriente circule desde el emisor hacia el colector,
c) ajuste de un IGBT de conduccion inversa (T1, T2) en el primer estado de conmutacion (+15V) despues de finalizado un intervalo predeterminado (ATi) despues del cambio a una serial de control - objetivo '■ ^ ' asociada desde el estado desconectado al estado conectado, cuando debido a ello se posibilita un flujo de corriente desde el colector hacia el emisor,
d) ajuste de cada IGBT de conduccion inversa (T1, T2) del semipuente (2) despues de finalizado un segundo intervalo predeterminado (AT2) por un tercer intervalo predeterminado (AT3) en el tercer estado de conmutacion (0V), donde el segundo intervalo predeterminado (AT2) comienza con el cambio de una serial de 1 C * "|
control - objetivo ' ' ' asociada desde el estado conectado al estado desconectado.
2. Procedimiento segun la reivindicacion 1, caracterizado por el ajuste de cada IGBT de conduccion inversa (T1, T2) del semipuente (2) al primer estado de conmutacion (+15V) por el segundo intervalo predeterminado (AT2).
3. Procedimiento segun la reivindicacion 1, caracterizado porque la amplitud de la tension de puerta (uge) de cada IGBT de conduccion inversa (T1, T2) del semipuente (2) se ajusta al tercer estado de conmutacion (0V) por el segundo intervalo predeterminado (AT2).
4. Procedimiento segun una de las reivindicaciones 1 a 3, caracterizado porque el primer intervalo predeterminado (AT1) es mas prolongado que el segundo intervalo predeterminado (AT2).
5. Procedimiento segun una de las reivindicaciones 1 a 4, caracterizado porque el primer intervalo predeterminado (AT1) es mas corto que la suma del segundo y el tercer intervalo predeterminado (AT2 , AT3).
6. Procedimiento segun una de las reivindicaciones 1 a 5, caracterizado porque los tres intervalos predeterminados (AT1, AT2 , AT3) estan almacenados en un dispositivo para realizar el procedimiento.
7. Procedimiento segun una de las reivindicaciones 1 a 6, caracterizado porque se determina la polaridad de una corriente del colector a traves de la evaluacion de una tension del colector - emisor determinada.
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