CN103155438A

CN103155438A - 在支持多个天线的无线通信系统中的有效反馈的方法和设备

Info

Publication number: CN103155438A
Application number: CN2011800463756A
Authority: CN
Inventors: 高贤秀; 金首南; 林东局; 李文一; 郑载薰
Original assignee: LG Electronics Inc
Current assignee: LG Electronics Inc
Priority date: 2010-09-26
Filing date: 2011-09-23
Publication date: 2013-06-12
Anticipated expiration: 2031-09-23
Also published as: EP2621102B1; KR101875609B1; JP2013543680A; US9320030B2; WO2012039589A3; KR20120031895A; US20120076236A1; CN103155438B; US20140064397A1; CN103119859B; CN103119859A; US20150222341A1; KR20120031893A; US8903328B2; KR101863927B1; US9048904B2; US20170195020A1; US20150063267A1; JP2013543308A; WO2012039591A2

Abstract

本发明涉及一种无线通信系统，并且更具体地涉及用于在支持多个天线的无线通信系统中的有效反馈的方法和设备。根据本发明的一个实施例，一种用于在无线通信系统中经由上行链路来发射用于下行链路发射的信道状态信息的方法包括下面的步骤：在第一子帧发射秩指示符（RI）；以及，在第二子帧发射第一预编码矩阵指示符（PMI）、第二PMI和宽带（WB）信道质量指示符（CQI）。通过第一PMI和第二PMI的组合来指示由终端优选的预编码矩阵，向第一PMI和第二PMI应用用于秩1至秩4中的每个的预编码代码本的子采样代码本，以及对于在子采样代码本中的秩1至4中的每一个，可以将第一PMI和第二PMI构造为总共4比特。

Description

在支持多个天线的无线通信系统中的有效反馈的方法和设备

技术领域

本发明涉及一种无线通信系统，并且更具体地涉及用于在支持多个天线的无线通信系统中执行有效反馈的方法和设备。

背景技术

通常，以下详细描述多入多出（MIMO）技术。简而言之，MIMO是多入多出的缩写。MIMO技术使用多个发射（Tx）天线和多个接收（Rx）天线来改善发射/接收（Tx/Rx）数据的效率，而现有技术通常使用单个发射（Tx）天线和单个接收（Rx）天线。换句话说，MIMO技术允许发射端和接收端使用多个天线以便增大容量或改善性能。如果必要，则MIMO技术也可以被称为多天线技术。为了正确地执行多天线发射，MIMO系统必须从被设计成接收多个天线信道的接收端来接收关于信道的反馈信息。

可以定义在传统MIMO无线通信系统中从接收端向发射端反馈的各种反馈信息，例如秩指示符（RI）、预编码矩阵索引（PMI）、信道质量信息（CQI）等。这样的反馈信息可以被配置为适合于传统MIMO发射的信息。

需要开发和向市场引入与传统MIMO无线通信系统相比包括扩展的天线配置的新系统。例如，虽然传统系统可以支持最多4个发射天线，但是具有扩展的天线配置的新系统支持基于8个发射天线的MIMO发射，导致增大了系统容量。

发明内容

【技术问题】

支持扩展的天线配置的新系统被设计成执行比传统MIMO发射操作更复杂的MIMO发射，使得不可能仅使用对于传统MIMO发射操作定义的反馈信息来正确地支持用于该新系统的MIMO操作。

本发明的目的是提供一种用于配置和发射反馈信息的方法和设备，该反馈信息用于基于扩展的天线配置来正确地和有效率地支持MIMO操作。

本发明的另外的优点、目的和特征将在随后的描述中部分地被给出，并且部分地对于查看了下面的内容的本领域内的普通技术人员变得显然，或可以从本发明的实践来获悉本发明的另外的优点、目的和特征。可以通过在所撰写的说明书及其权利要求以及附图中具体指出的结构来实现和获得本发明的目的和其他优点。

【技术解决方案】

可以通过提供一种用于在无线通信系统中经由上行链路来发射下行链路发射的信道状态信息（CSI）的方法来实现本发明的目的，所述方法包括：在第一子帧发射秩指示符（RI）；以及在第二子帧发射第一预编码矩阵指示符（PMI）、第二PMI和宽带（WB）信道质量指示符（CQI），其中，通过第一PMI和第二PMI的组合来指示用户设备（UE）优选的预编码矩阵，并且向第一PMI和第二PMI应用用于来自秩-1至秩-4的秩的每个预编码代码本的子采样代码本，以及用于秩-1至秩-4中的每一个的第一PMI和第二PMI的和由4个比特构成。

在本发明的另一个方面中，一种用于在无线通信系统中经由上行链路来接收下行链路发射的信道状态信息（CSI）的方法包括：在第一子帧接收秩指示符（RI）；以及在第二子帧接收第一预编码矩阵指示符（PMI）、第二PMI和宽带（WB）信道质量指示符（CQI），其中，通过第一PMI和第二PMI的组合来指示用户设备（UE）优选的预编码矩阵，并且向第一PMI和第二PMI应用用于来自秩-1至秩-4的秩的每个预编码代码本的子采样代码本，以及用于秩-1至秩-4中的每一个的第一PMI和第二PMI的和由4个比特构成。

在本发明的另一个方面中，一种用于在无线通信系统中经由上行链路来发射下行链路发射的信道状态信息（CSI）的用户设备（UE）包括：接收模块，其用于从基站（BS）接收下行链路信号；发射模块，其用于向基站（BS）发射上行链路信号；以及处理器，其用于控制包括接收模块和发射模块的用户设备（UE），其中，所述处理器通过发射模块来在第一子帧发射秩指示符（RI），以及在第二子帧发射第一预编码矩阵指示符（PMI）、第二PMI和宽带（WB）信道质量指示符（CQI），通过第一PMI和第二PMI的组合来指示UE优选的预编码矩阵，并且向第一PMI和第二PMI应用用于来自秩-1至秩-4的秩的每个预编码代码本的子采样代码本，以及用于秩-1至秩-4中的每一个的第一PMI和第二PMI的和由4个比特构成。

在本发明的另一个方面中，一种用于在无线通信系统中经由上行链路来接收下行链路发射的信道状态信息（CSI）的基站（BS）包括：接收模块，其用于从用户设备（UE）接收上行链路信号；发射模块，其用于向用户设备（UE）发射下行链路信号；以及处理器，其用于控制包括接收模块和发射模块的基站（BS），其中，所述处理器通过接收模块来在第一子帧接收秩指示符（RI），以及在第二子帧接收第一预编码矩阵指示符（PMI）、第二PMI和宽带（WB）信道质量指示符（CQI），通过第一PMI和第二PMI的组合来指示UE优选的预编码矩阵，并且向第一PMI和第二PMI应用用于来自秩-1至秩-4的秩的每个预编码代码本的子采样代码本，以及用于秩-1至秩-4中的每一个的第一PMI和第二PMI的和由4个比特构成。

下面的特性可以被公共地应用到本发明的上述实施例。

与秩-1和秩-2中的每一个相关联地，第一PMI可以由在子采样代码本中的3个比特构成，以及第二PMI可以由1比特构成。

通过下面的表来表示用于秩-1的预编码代码本。

[表]

其中，通过

来表示

通过

v_{m} = {[\begin{matrix} 1 & e^{j 2 πm / 32} & e^{j 4 πm / 32} & e^{j 6 πm / 32} \end{matrix}]}^{T}

来表示v_m，并且

在秩-1的情况下，第一PMI被设置为0、2、4、6、8、10、12和14中的任何一个，并且第二PMI被设置为0和2中的任何一个。

通过下面的表来表示用于秩-2的预编码代码本：

[表]

其中，通过

来表示

，并且通过

v_{m} = {[\begin{matrix} 1 & e^{j 2 πm / 32} & e^{j 4 πm / 32} & e^{j 6 πm / 32} \end{matrix}]}^{T}

来表示v_m，并且

在秩-2的情况下，第一PMI被设置为0、2、4、6、8、10、12和14中的任何一个，并且第二PMI被设置为0和1中的任何一个。

与秩-3和秩-4的每一个相关联地，第一PMI由在子采样代码本中的1个比特构成，并且第二PMI由3个比特构成。

通过下面的表来表示用于秩-3的预编码代码本。

[表]

通过

来表示

并且通过

v_{m} = {[\begin{matrix} 1 & e^{j 2 πm / 32} & e^{j 4 πm / 32} & e^{j 6 πm / 32} \end{matrix}]}^{T}

来表示v_m，并且

在秩-3的情况下，第一PMI被设置为0和2中的任何一个，并且第二PMI被设置为0、1、2、3、8、9、10和11中的任何一个。

通过下面的表来表示用于秩-4的预编码代码本：

[表]

其中，通过

来表示

并且通过

v_{m} = {[\begin{matrix} 1 & e^{j 2 πm / 32} & e^{j 4 πm / 32} & e^{j 6 πm / 32} \end{matrix}]}^{T}

来表示v_m，并且

在秩-4的情况下，第一PMI被设置为0和2中的任何一个，并且第二PMI被设置为0、1、2、3、4、5、6和7中的任何一个。

通过第一子帧的物理上行链路控制信道（PUCCH）来发射RI，以及通过第二子帧的PUCCH来发射第一PMI、第二PMI和CQI。

在下行链路8个发射（Tx）天线的信道状态信息（CSI）中包含RI、第一PMI、第二PMI和CQI。

根据第一报告循环来发射RI，以及根据第二报告循环来发射第一PMI、第二PMI和CQI。

应当明白，本发明的上面的总体说明和下面的详细说明是示例性和说明性的，并且意欲提供所要求保护的本发明的进一步的说明。

【有益效果】

本发明的实施例提供了一种用于配置和发射反馈信息的方法和设备，所述反馈信息用于基于扩展的天线配置来正确和有效率地支持MIMO操作。

本领域内的技术人员可以明白，可以使用本发明实现的效果不限于已经在上面具体描述的内容，并且可以从结合附图所进行的下面的详细描述来更清楚地明白本发明的其他优点。

附图说明

被包括来提供本发明的进一步的理解的附图图示了本发明的实施例，并且与说明书一起用于说明本发明的原理。

在附图中：

图1示例性地示出在第三代合作伙伴计划长期演进（3GPP LTE）系统中使用的无线电帧结构；

图2示例性地示出了下行链路（DL）时隙的资源网格；

图3是下行链路（DL）子帧结构；

图4是上行链路（UL）子帧结构；

图5示出多载波支持系统的物理层（L1）和MAC层（L2）；

图6是图示下行链路（DL）和上行链路（UL）分量载波（CC）的概念图；

图7示出DL/UL CC的示例性链接；

图8是图示SC-FDMA发射方案和OFDMA发射方案的概念图；

图9是图示用于信号天线发射和MIMO发射的最大发射功率的概念图；

图10是图示MIMO通信系统的概念图；

图11是图示在MIMO系统中使用的一般CDD结构的概念图；

图12是图示基于代码本的预编码的概念图；

图13示出PUCCH的资源映射结构；

图14示出CQI信息比特的信道结构；

图15是图示CQI和ACK/NAKC信息的发射的概念图；

图16是图示信道状态信息的反馈的概念图；

图17示出CQI报告模式的示例；

图18是图示用于使得用户设备（UE）能够周期地发射信道信息的方法的概念图；

图19是图示SB CQI发射的概念图；

图20是图示WB CQI和SB CQI的发射的概念图；

图21是图示WB CQI、SB CQI和RI的发射的概念图；

图22是图示用于发射信道状态信息的方法的流程图；以及

图23是图示根据本发明实施例的eNB设备和用户设备（UE）设备的框图。

具体实施方式

通过根据预定格式来组合本发明的构成组件和特性来提出了下面的实施例。在没有另外的备注的条件下，各个构成组件或特性应当被看作可选的因素。如果需要，则可以不将各个构成组件或特性与其他组件或特性组合。此外，一些构成组件和/或特性可以被组合以实现本发明的实施例。在本发明的实施例中要公开的操作的顺序可以被改变为另一种。任何实施例的一些组件或特性也可以被包括在其他实施例中，或者在必要时可以被替换为其他实施例的组件或特性。

基于在基站和终端之间的数据通信关系来公开本发明的实施例。在该情况下，基站被用作网络的终端节点，基站通过该网络可以与终端直接地进行通信。在本发明中要由基站进行的特定操作也可以在必要时由基站的上节点进行。

换句话说，将对于本领域内的技术人员显然的是，将通过基站或除了基站之外的其他网络节点来进行用于在由包括基站的几个网络节点构成的网络中使得基站能够与终端进行通信的各种操作。可以在必要时将术语“基站（BS）”替换为固定站、节点-B、e节点-B（eNB）或接入点。可以将术语“中继器”替换为中继节点（RN）或中继站（RS）。也可以将术语“终端”替换为用户设备（UE）、移动站（MS）、移动订户站（MSS）或订户站（SS）。

应当注意，为了说明方便和更好地理解本发明，提出了在本发明中公开的特定术语，并且，可以在本发明的技术范围或精神内将这些特定术语的使用改变为另一种格式。

在一些情况下，省略公知结构和装置以便避免混淆本发明的概念，并且以框图形式来示出该结构和装置的重要功能。将贯穿附图使用相同的附图标记，以指示相同或类似的部分。

通过对于下述无线接入系统中的至少一个公开的标准文件来支持本发明的示例性实施例，该无线接入系统包括电气与电子工程师协会（IEEE）802系统、第三代合作伙伴计划（3GPP）系统、3GPP长期演进（LTE）系统、高级LTE（LTE-A）系统和3GPP2系统。具体地说，通过上面的文件来支持在本发明的实施例中的、未被描述以清楚地披露本发明的技术思想的步骤或部分。通过上述文件的至少一个来支持在此使用的所有术语。

本发明的下面的实施例可以被应用到多种无线接入技术，诸如CDMA（码分多址）、FDMA（频分多址）、TDMA（时分多址）、OFDMA（正交频分多址）和SC-FDMA（单载波频分多址）等。可以利用诸如UTRA（通用陆地无线电接入）或CDMA2000的无线（或无线电）技术来体现CDMA。可以利用诸如GSM（全球移动通信系统）/GPRS（通用分组无线电业务）/EDGE（用于GSM演进的增强数据速率）的无线（或无线电）技术来体现TDMA。可以使用诸如电气与电子工程师协会（IEEE）802.11（Wi-Fi）、IEEE802.16（WiMAX）、IEEE802-20和E-UTRA（演进UTRA）的无线（或无线电）技术来体现OFDMA。UTRA是UMTS（通用移动电信系统）的一部分。3GPP（第三代合作伙伴计划）LTE（长期演进）是使用E-UTRA的E-UMTS（演进UMTS）的一部分。该3GPP LTE在下行链路中采用OFDMA，并且在上行链路中采用SC-FDMA。高级LTE（LTE-A）是3GPP LTE的演进版本。可以通过IEEE802.16e（WirelessMAN-OFDMA参考系统）和高级IEEE802.16m（WirelessMAN-OFDMA高级系统）来解释WiMAX。为了清楚，下面的说明聚焦在3GPP LTE和3GPP LTE-A系统上。然而，本发明的技术特征不限于此。

图1示例性地示出了在第三代合作伙伴计划长期演进（3GPP LTE）系统中使用的无线电帧结构。以下将参考图1来描述下行链路（DL）无线电帧结构。在蜂窝正交频分复用（OFDM）无线电分组通信系统中，以子帧为单位来执行上行链路/下行链路数据分组发射。一个子帧被定义为包括多个OFDM符号的预定时间间隔。3GPP LTE标准支持适用于频分双工（FDD）的类型1无线电帧结构和适用于时分双工（TDD）的类型2无线电帧结构。

图1（a）是示出类型1无线电帧的结构的示意图。下行链路无线电帧包括10个子帧，并且一个子帧在时间区域中包括两个时隙。在发射时间间隔（TTI）中定义了用于发射一个子帧所需的时间。例如，一个子帧可以具有1ms的长度，并且一个时隙可以具有0.5ms的长度。一个时隙可以在时间区域中包括多个OFDM符号，并且在频率区域中包括多个资源块（RB）。因为3GPP LTE系统在下行链路中使用OFDMA，所以该OFDM符号指示一个符号持续时间。OFDM符号可以被称为SC-FDMA符号或符号持续时间。RB是资源分配单位，并且在一个时隙中包括多个连续载波。

可以根据循环前缀（CP）的配置来改变在一个时隙中包括的OFDM符号的数量。CP包括扩展CP和正常CP。例如，如果通过正常CP来配置OFDM符号，则在一个时隙中包括的OFDM符号的数量可以是7。如果通过扩展CP来配置OFDM符号，则增大了一个OFDM符号的长度，在一个时隙中包括的OFDM符号的数量小于正常CP的情况。例如，在扩展CP的情况下，在一个时隙中包括的OFDM符号的数量可以是6。如果信道状态不稳定，例如，如果用户设备（UE）以高速移动，则可以使用扩展CP以便进一步减少在符号之间的干扰。

在使用正常CP的情况下，因为一个时隙包括7个OFDM符号，所以一个子帧包括14个OFDM符号。此时，每一个子帧的前两个或三个OFDM符号可以被分配到物理下行链路控制信道（PDCCH），并且剩余的OFDM符号可以被分配到物理下行链路共享信道（PDSCH）。

在图1（b）中示出类型2无线电帧的结构。类型2无线电帧包括两个半帧（half-frame），每一个半帧由5个子帧、下行链路导频时隙（DwPTS）、保护时段（GP）和上行链路导频时隙（UpPTS）构成，其中，一个子帧由两个时隙构成。即，在不考虑无线电帧类型的情况下，一个子帧由两个时隙构成。DwPTS用于执行初始小区搜索、同步或信道估计。UpPTS用于执行基站的信道估计和用户设备（UE）的上行链路发射同步。保护间隔（GP）位于上行链路和下行链路之间，以便去除由于下行链路信号的多路径延迟导致的在上行链路中产生的干扰。即，在不考虑无线电帧类型的情况下，一个子帧由两个时隙构成。

无线电帧的结构仅是示例性的。因此，可以以各种方式来改变在无线电帧中包括的子帧的数量、在子帧中包括的时隙的数量或在时隙中包括的符号的数量。

图2是示出在下行链路时隙中的资源网格的示意图。虽然在该图中一个下行链路时隙在时域中包括7个OFDM符号并且一个RB在频域中包括12个子载波，但是本发明的范围或精神不限于此。例如，在正常循环前缀（CP）的情况下，一个时隙包括7个OFDM符号。然而，在扩展CP的情况下，一个时隙可以包括6个OFDM符号。在资源网格上的每一个元素被称为资源元素。一个RB包括12×7个资源元素。基于下行链路发射带宽来确定在下行链路时隙中包括的RB的数量N^DL。上行链路时隙的结构可以等于下行链路时隙的结构。

图3是示出下行链路子帧的结构的示意图。在一个子帧内的第一时隙的前部的最多三个OFDM符号对应于控制信道被分配到的控制区域。剩余的OFDM符号对应于物理下行链路共享信道（PDSCH）被分配到的数据区域。发射的基本单位变为一个子帧。在3GPP LTE系统中使用的下行链路控制信道的示例包括例如物理控制格式指示符信道（PCFICH）、物理下行链路控制信道（PDCCH）、物理混合自动重发请求指示符信道（PHICH）等。PCFICH在子帧的第一OFDM符号处被发射，并且包括关于用于在子帧中发射控制信道的OFDM符号的数量的信息。PHICH包括作为对于上行链路发射的响应的HARQACK/NACK信号。通过PDCCH发射的控制信息被称为下行链路控制信息（DCI）。DCI包括用于特定UE组的上行链路或下行链路调度信息或上行链路发射功率控制命令。PDCCH可以包括下行链路共享信道（DL-SCH）的资源分配和发射格式、上行链路共享信道（UL-SCH）的资源分配信息、寻呼信道（PCH）的寻呼信息、关于DL-SCH的系统信息、诸如在PDSCH上发射的随机接入响应（RAR）的较高层控制消息的资源分配、用于在特定UE组中的各个UE的一组发射功率控制命令、发射功率控制信息、IP语音（VoIP）的激活等。可以在控制区域内发射多个PDCCH。UE可以监控多个PDCCH。在一个或几个连续控制信道元素（CCE）的集合上发射PDCCH。CCE是逻辑分配单元，其用于以基于无线电信道的状态的编译速率来提供PDCCH。CCE对应于多个资源元素组。基于在CCE的数量和由CCE提供的编译速率之间的相关性来确定PDCCH的格式和可用比特的数量。基站根据要向UE发射的DCI来确定PDCCH格式，并且向控制信息附接循环冗余校验（CRC）。根据PDCCH的拥有者或使用来利用无线电网络暂时标识符（RNTI）来掩蔽CRC。如果PDCCH用于特定UE，则可以对于CRC掩蔽UE的小区-RNTI（C-RNTI）。可替选地，如果PDCCH用于寻呼消息，则可以向CRC掩蔽寻呼指示符标识符（P-RNTI）。如果PDCCH用于系统信息（更具体地，系统信息块（SIB）），则可以向CRC掩蔽系统信息标识符和系统信息RNTI（SI-RNTI）。为了指示作为对于UE的随机接入前导的发射的响应的随机接入响应，则可以向CRC掩蔽随机接入-RNTI（RA-RNTI）。

图4是示出上行链路帧的结构的示意图。上行链路子帧可以在频率区域中被划分为控制区域和数据区域。包括上行链路控制信息的物理上行链路控制信道（PUCCH）被分配到控制区域。包括用户数据的物理上行链路共享信道（PUSCH）被分配到数据区域。为了保持单载波特性，一个UE不同时发射PUCCH和PUSCH。用于一个UE的PUCCH被分配到在子帧中的RB对。属于该RB对的RB相对于两个时隙占用不同的子载波。因此，向PUCCH分配的RB对在时隙边缘处被“跳频”。

载波聚合

虽然下行链路和上行链路带宽彼此不同，但是无线通信系统通常使用一个载波。例如，可以基于单个载波来提供无线通信系统，该无线通信系统具有用于下行链路和上行链路中的每一个的一个载波、以及在下行链路和上行链路带宽之间的对称。

国际电信联盟（ITU）请求高级IMT候选者支持比传统无线通信系统更宽的带宽。然而，在大部分的世界上，宽频率带宽的分配是困难的。因此，被称为载波聚合（带宽聚合）或频谱聚合的、用于有效率地使用小分段的带的技术已经被开发以便将多个物理带聚合到逻辑更宽的带。

载波聚合被引入来支持增大的吞吐量，防止由宽带RF装置的引入所引起的成本增大，并且保证与传统系统的兼容性。载波聚合使能通过一组载波在UE和eNB之间的数据交换，该一组载波中的每一个具有在传统无线通信系统（例如，在3GPP LTE-A的情况下的3GPP LTE版本8或版本9）中定义的带宽单元。每一个具有在传统无线通信系统中定义的带宽单元的载波可以被称为分量载波（CC）。使用一个或多个CC的载波聚合可以被应用到下行链路和上行链路中的每一个。载波聚合可以通过下述方式来支持高达100MHz的系统带宽：聚合多达5个CC，每一个CC具有5、10或20MHz的带宽。

下行链路CC和上行链路CC可以分别被表示为DL CC和UL CC。载波或CC可以在3GPP LTE系统中的功能上被表示为小区。因此，DLCC和UL CC可以分别被称为DL小区和UL小区。以下，将使用术语“载波”、“分量载波”、“CC”或“小区”来表示载波聚合被应用到的多个载波。

虽然下面的说明示例性地使用eNB（BS）或小区来作为下行链路发射实体，并且示例性地使用UE作为上行链路发射实体，但是本发明的范围或精神不限于此。即，即使当可以将中继节点（RN）用作从eNB向UE的下行链路发射实体或用作从UE向eNB的上行链路接收实体时，或者即使当RN可以被用作用于UE的上行链路发射实体或被用作来自eNB的下行链路接收实体时，应当注意，可以无困难地应用本发明的实施例。

可以将下行链路载波聚合描述为eNB支持在时间资源（以子帧为单元分配）中的一个或多个载波带的频率资源（子载波或物理资源块[PRB]）中向UE的下行链路发射。上行链路载波聚合可以被描述为UE在时间资源（以子帧为单元分配）中的一个或多个载波带的频率资源（子载波或PRB）中向eNB的上行链路发射。

图5示出多载波支持系统的物理层（第一层，L1）和MAC层（第二层，L2）。参见图5，支持单载波的传统无线通信系统的eNB或BS包括能够支持一个载波的一个物理层（PHY）实体，并且可以向eNB提供用于控制一个PHY实体的一个媒体接入控制（MAC）实体。例如，可以在PHY层中执行基带处理。例如，可以在MAC层中执行不仅包括发射器的MAC PDU（协议数据单元）创建而且包括MAC/RLC子层的L1/L2调度器操作。MAC层的MAC PDU分组块通过逻辑传送层被转换为传送块，使得得到的传送块被映射到物理层输入信息块。在图5中，MAC层被表示为整个L2层，并且在概念上覆盖MAC/RLC/PDCP子层。为了说明方便和更好地理解本发明，可以在本发明的MAC层描述中可互换地使用上述应用。

另一方面，多载波支持系统可以提供多个MAC-PHY实体。更详细而言，可以从图5（a）看出，可以以将一个MAC-PHY实体映射到n个分量载波（n个CC）中的每个的方式来配置多载波支持系统的发射器和接收器。向每一个CC指派独立的PHY层和独立的MAC层，使得可以在从MAC PDU向PHY层的范围中创建用于每一个CC的PDSCH。

可替选地，多载波支持系统可以提供一个公共MAC实体和多个PHY实体。即，如图5（b）中所示，多载波支持的系统可以以下述方式包括发射器和接收器：n个PHY实体分别对应于n个CC，并且可以在发射器和接收器的每一个中存在用于控制该n个PHY实体的一个公共MAC实体。在该情况下，来自一个MAC层的MAC PDU可以通过传送层被分支为与多个CC相对应的多个传送块。可替选地，当在MAC层中产生MAC PDU时或当在RLC层中产生RLC PDU时，可以将MACPDU或RLC PDU分支为各个CC。结果，可以在PHY层中产生用于每一个CC的PDSCH。

用于发射从MAC层的分组调度器产生的L1/L2控制信令控制信息的PDCCH可以被映射到用于每一个CC的物理资源，然后被发射。在该情况下，可以在相应的PDSCH/PUSCH被发射到的每一个CC处分别编码PDCCH，该PDCCH包括用于向特定UE发射PDSCH或PUSCH的控制信息（DL指派或UL许可）。PDCCH可以被称为独立的编译PDCCH。另一方面，可以在一个PDCCH中配置几个CC的PDSCH/PUSCH发射控制信息，使得可以发射所配置的PDCCH。该PDCCH可以被称为联合编译的PDCCH。

为了支持载波聚合，需要建立在BS（或eNB）和UE（或RN）之间的连接，并且需要在BS和UE之间的连接建立的准备，以使得可以发射控制信道（PDCCH或PUCCH）和/或共享信道（PDSCH或PUSCH）。为了对于特定UE或RN执行上述的连接或连接建立，需要用于每一个载波的测量和/或报告，并且可以指派作为测量和/或报告目标的CC。换句话说，CC指派表示：在不仅考虑到来自在BS中构造的UL/DL CC之中的特定UE（或RN）的能力而且考虑到系统环境的情况下建立用于DL/UL发射的CC（指示CC的数量和CC的索引）。

在该情况下，当在第三层（L3）无线电资源管理（RRM）中控制CC指派时，可以使用UE特定或RN特定的RRC信令。可替选地，可以使用小区特定或小区簇特定的RRC信令。如果对于CC指派需要诸如一系列CC激活/禁止设置的动态控制，则可以将预定PDCCH用作L1/L2控制信令，或者，可以使用用于CC指派控制信息的专用物理控制信道或L2MAC消息格式化的PDSCH。另一方面，如果通过分组调度器来控制CC指派，则可以将预定PDCCH用作L1/L2控制信令，可以使用专用于CC指派控制信息的物理控制信道，或者可以使用以L2MAC消息的形式配置的PDSCH。

图6是图示下行链路（DL）和上行链路（UL）分量载波（CC）的概念图。参见图6，可以从eNB（小区）或RN指派DL和UL CC。例如，DL CC的数量可以被设置为N，并且UL CC的数量可以被设置为M。

通过UE的初始接入或初始部署处理，在基于用于DL或UL（小区搜索）的一个特定CC（例如，系统信息获取/接收、初始随机接入处理等）来建立RRC连接之后，可以从专用信令（UE特定RRC信令或UE特定L1/L2PDCCH信令）提供用于每一个UE的唯一载波建立。例如，假定通常以eNB（小区或小区簇）为单位实现了用于UE的载波建立，则也可以通过小区特定RRC信令或小区特定UE公共L1/L2PDCCH信令来提供UE载波建立。在另一个示例中，在eNB中使用的载波分量信息可以通过用于RRC连接建立的系统信息来用信号通知到UE，或者也可以在完成RRC连接建立时用信号通知到另外的系统信息或小区特定RRC信令。

虽然已经以在eNB和UE之间的关系为中心描述了DL/UL CC建立，本发明不限于此，但是RN也可以向在RN区域中包含的UE提供DL/UL CC建立。另外，与在eNB区域中包含的RN相关联地，eNB也可以向eNB区域的RN提供相应的RN的DL/UL CC建立。为了清楚，虽然下面的描述将基于在eNB和UE之间的关系而公开DL/UL CC建立，但是应当注意，相同的内容也可以被应用到在RN和UE（即，接入上行链路和下行链路）之间的关系或在eNB和RN之间的关系（回程上行链路或下行链路），而不偏离本发明的范围或精神。

当向各个UE指派上述的DL/UL CC时，可以通过特定的信令参数定义来隐含地或明确地配置DL/UL CC链接。

图7示出DL/UL CC的示例性链接。更详细而言，当eNB配置两个DL CC（DL CC#a和DL CC#b）和两个UL CC（UL CC#i和UL CC#j）时，图6示出当向特定UE指派两个DL CC（DL CC#a和DL CC#b）和一个UL CC（UL CC#i）时定义的DL/UL CC链接。

在图7中所示的DL/UL CC链接建立中，实线指示在基本上由eNB构造的DL CC和UL CC之间的链接建立，并且可以在“系统信息块（SIB）2”中定义在DL CC和UL CC之间的这个链接建立。在图7中所示的DL/UL CC链接建立中，虚线指示在特定UE中配置的DL CC和UL CC之间的链接建立。仅为了说明性的目的而公开了在图7中所示的上述DL CC和UL CC链接建立，并且本发明的范围或精神不限于此。即，根据本发明的各个实施例，可以将由eNB配置的DL CC或UL CC的数量设置为任意数量。因此，可以将在上述的DL CC或UL CC中的UE特定DL CC的数量或UE特定UL CC的数量设置为任意数量，并且可以以与图7不同的方式来定义相关联的DL/UL CC链接。

此外，从被配置或指派的DL CC和UL CC之中，可以配置主CC（PCC）或主小区（P-小区）或锚定CC（也称为锚定小区）。例如，可以配置旨在发射关于RRC连接建立的配置/重新配置信息的DL PCC（或DL P-小区）。在另一个示例中，当特定UE发射必须在上行链路上发射的UCI时要使用的用于发射PUCCH的UL CC可以被配置为ULPCC（或UL P-小区）。为了说明方便，假定基本上向每一个UE指派一个DL PCC（P-小区）和一个UL PCC（P-小区）。可替选地，如果向UE指派大量的CC或如果可以从多个eNB指派CC，则可以从一个或多个eNB向特定UE指派一个或多个DL PCC（P-小区）和/或一个或多个UL PCC（P-小区）。对于在DL PCC（P-小区）和UL PCC（P-小区）之间的链接，eNB可以在必要时考虑UE特定的配置方法。为了实现更简化的方法，在DL PCC（P-小区）和UL PCC（P-小区）之间的链接可以基于已经在LTE版本8（LTE Rel-8）中定义的基本链接的关系被配置，并且被用信号通知到系统信息块（或基础）2。用于上述链接配置的DL PCC（P-小区）和UL PCC（P-小区）被分组使得可以通过UE特定的P-小区来表示分组结果。

SC-FDMA发射和OFDMA发射

图8是图示在移动通信系统中使用的SC-FDMA发射方案和OFDMA发射方案的概念图。SC-FDMA发射方案可以用于UL发射，并且OFDMA发射方案可以用于DL发射。

UL信号发射实体（例如，UE）和DL信号发射实体（例如，eNB）中的每一个可以包括串行至并行（S/P）转换器801、子载波映射器803、M-点逆离散傅立叶变换（IDFT）模块804和并行至串行转换器805。被输入到S/P转换器801的每一个输入信号可以是信道编译和调制的数据符号。然而，用于根据SC-FDMA方案来发射信号的用户设备（UE）可以进一步包括N-点离散傅立叶变换（DFT）模块802。M-点IDFT模块804的IDFT处理的影响被相当大地抵消，使得发射信号可以被设计得具有单个载波属性。即，DFT模块802执行输入数据符号的DFT扩展，使得可以满足用于UL发射所需的单载波属性。SC-FDMA发射方案基本上提供良好或优越的峰均功率比（PAPR）或立方度量，使得UL发射器可以甚至在功率限制的情形下更有效地发射接收或信息，导致用户吞吐量的增大。

图9是图示用于单个天线发射和MIMO发射的最大发射功率的概念图。图9（a）示出单个天线发射的情况。可以从图9（a）看出，可以向一个天线提供一个功率放大器（PA）。在图9（a）中，功率放大器（PA）的输出信号（P_max）可以具有特定值，例如，23dBm。相反，图9（b）和图9（c）示出MIMO发射的情况。可以从图9（b）和图9（c）看出，几个PA可以被映射到各自的发射（Tx）天线。例如，如果发射（Tx）天线的数量被设置为2，则2个PA可以被映射到各自的发射（Tx）天线。可以以不同的方式来配置2个PA的输出值（即，最大发射功率）的设置，如图9（b）和图9（c）中所示。

在图9（b）中，用于单个天线发射的最大发射功率（P_max）可以被分开地应用到PA1和PA2。即，如果向PA1指派发射功率值x[dBm]，则可以向PA2应用发射功率值（P_max-x）[dBm]。在该情况下，因为保持了总的发射功率（P_max），所以发射器可以在功率限制情况下相对于增大的PAPR具有更高的鲁棒性。

另一方面，可以从图9（c）看出，仅一个发射天线（ANT1）可以具有最大发射功率（P_max），并且另一个发射天线（ANT2）可以具有最大发射功率（P_max）的半值（P_max/2）。在该情况下，仅一个发射天线可以相对于增大的PAPR具有更高的鲁棒性。

MIMO系统

MIMO技术不依赖于一个天线路径来接收一个总的消息，收集经由几个天线接收的多个数据，并且完成总的数据。结果，MIMO技术可以在特定范围内增大数据传送速率，或者可以以特定的数据传送速率来增大系统范围。在该情况下，MIMO技术是下一代移动通信技术，其能够被广泛地应用到移动通信终端或RN。MIMO技术可以扩展数据通信的范围，使得它可以克服移动通信系统的发射（Tx）数据的有限数量达到临界情况。

图10（a）是图示一般的MIMO通信系统的框图。参见图10（a），如果发射（Tx）天线的数量增大为N_t，并且同时接收（Rx）天线的数量增大为N_R，则与其中仅发射器或接收器使用几个天线的上述情况不同地，MIMO通信系统的理论信道发射容量与天线的数量成比例地增大，使得可以大大地增大传送速率和频率效率。在该情况下，通过提高信道发射容量而获取的传送速率可以在理论上增大预定数量，该预定数量对应于当使用一个天线时获取的最大传送速率（R_o）和提高率（R_i）的乘积。可以通过下面的等式1来表示该提高率（R_i）。

[等式1]

R_i=min(N_T，N_R)

例如，如果MIMO系统使用四个发射（Tx）天线和四个接收（Rx）天线，则该MIMO系统可以理论上获取作为一个天线系统的传送速率高4倍的高传送速率。在90年代中期证明了上述的MIMO系统的理论上的容量增大后，许多开发者开始对于可以利用该理论上的容量增大而实质上增大数据传送速率的各种技术进行透彻的研究。上面的技术的一些已经被反映在例如第三代移动通信或下一代无线LAN等的各种无线通信标准中。

许多公司或开发者已经深入地研究了各种MIMO相关联的技术，例如，对于在各种信道环境或多址环境下与MIMO通信容量计算相关联的信息理论的研究、对于MIMO系统的射频（RF）信道测量和建模的研究以及对于空间-时间信号处理技术的研究。

以下将详细描述在上述MIMO系统中使用的通信方法的数学建模。可以从图10（a）看出，假定存在N_T个发射（Tx）天线和N_R个接收（Rx）天线。在发射（Tx）信号的情况下，发射信息条的最大数量在使用N_T个发射（Tx）天线的条件下是N_T，使得可以通过在下面的等式2中所示的特定向量来表示发射（Tx）信息。

[等式2]

同时，各个发射（Tx）信息条（s₁、s₂、…、s_NT）可以具有不同的发射功率。在该情况下，如果通过（P₁、P₂、…、P_NT）来表示该各个发射功率，则可以通过在下面的等式3中所示的特定向量来表示具有调整的发射功率的发射（Tx）信息。

[等式3]

\hat{s} = {[{\hat{s}}_{1}, {\hat{s}}_{2}, \cdot \cdot \cdot, {\hat{s}}_{N_{N}}]}^{T} = {[P_{1} s_{1}, P_{2} s_{2}, \cdot \cdot \cdot, P_{N_{T}} s_{N_{T}}]}^{T}

在等式₃中，是发射向量，并且可以被下面的等式4使用发射（Tx）功率的对角矩阵P表示。

[等式4]

同时，向加权矩阵（W）应用具有调整的发射功率的信息向量

使得配置实际上要发射的N_T个发射（Tx）信号（x₁、x₂、…、x_NT）。在该情况下，加权矩阵（W）被适配来根据发射信道情况向各个天线正确地分发发射（Tx）信息。可以通过下面的等式5使用向量（X）来表示上述的发射（Tx）信号（x₁、x₂、…、x_NT）。

[等式5]

接下来，如果使用N_R个接收（Rx）天线，则可以通过在下面的等式6中所示的特定向量（y）来表示各个天线的接收（Rx）信号（y₁、y₂、…、y_NR）。

[等式6]

y = {[y_{1}, y_{2}, \cdot \cdot \cdot, y_{N_{R}}]}^{T}

同时，如果在MIMO通信系统中执行信道建模，则可以根据发射/接收（Tx/Rx）天线索引来彼此区分各个信道。通过h_ij来表示通过从发射（Tx）天线（j）到接收（Rx）天线（i）的范围的特定信道。在该情况下，应当注意，信道h_ij的索引顺序位于接收（Rx）天线索引之前并且位于发射（Tx）天线索引之后。

几个信道被捆绑在一起，使得以向量或矩阵的形式来显示它们。示例性向量如下。图10（b）示出从N_T个发射（Tx）天线至接收（Rx）天线（i）的信道。

参见图10（b），可以通过下面的等式7来表示通过从N_T个发射（Tx）天线至接收（Rx）天线（i）的范围的信道。

[等式7]

如果通过在等式7中所示的矩阵来表示通过从N_T个发射（Tx）天线至N_R个接收（Rx）天线的范围的所有信道，则获取下面的等式8。

[等式8]

向已经通过在等式8中所示的信道矩阵（H）的实际信道加上加性白高斯噪声（AWGN）。可以通过在下面的等式9中所示的特定向量表示向N_R个接收（Rx）天线中的每个加上的AWGN（n₁、n₂、…、n_NR）。

[等式9]

n = {[n_{1}, n_{2}, \cdot \cdot \cdot, n_{N_{R}}]}^{T}

可以通过下面的等式10来表示由上述的等式计算的接收信号。

[等式10]

同时，通过Tx/Rx天线的数量来确定用于指示信道条件的信道矩阵H的行的数量和列的数量。在信道矩阵H中，行的数量等于Rx个天线的数量（N_R），并且列的数量等于Tx个天线的数量（N_T）。即，通过N_R×N_T矩阵来表示信道矩阵H。通常，通过在行的数量和列的数量之间的较小数量来定义矩阵秩，其中行和列独立于彼此。因此，矩阵秩不能大于行或列的数量。可以通过下面的等式11来表示信道矩阵H的秩。

[等式11]

rank(H)≤min(N_T,N_R)

多种MIMO发射/接收（Tx/Rx）方案可以用于操作MIMO系统，例如，频率切换发射分集（FSTD）、空间频率块编译（SFBC）、空间时间分布编译（STBC）、循环延迟分集（CDD）、时间切换发射分集（TSTD）等。在秩-2或更大的情况下，可以使用空间复用（SW）、一般循环延迟分集（GCDD）、选择性虚拟天线排列（S-VAP）等。

FSTD方案向通过多个天线发射的信号分配具有不同频率的子载波，以便获得分集增益。SFBC方案有效率地应用空间区域和频率区域的选择性，以便获得分集增益和多用户调度增益。STBC方案应用空间域和时间区域的选择性。CDD方案使用在发射天线之间的路径延迟来获得分集增益。TSTD方案在时间上划分通过多个天线发射的信号。空间复用方案通过天线发射不同的数据，以便增大传送速率。GCDD方案应用时间区域和频率区域的选择性。S-VAP方案使用单个预编码矩阵，并且包括用于在空间分集或空间复用中在天线之中混合多个代码字的多代码字（MCW）S-VAP和使用单个代码字的单代码字（SCW）S-VAP。

在上述MIMO发射方案中的STBC方案的情况下，重复同一数据符号以支持在时域中的正交性，使得可以获得时间分集。类似地，SFBC方案使得能够重复同一数据符号，以支持在频域中的正交性，使得可以获得频率分集。分别在等式12和等式13中示出了用于STBC的示例性时间块码和用于SFBC的示例性频率块码。等式12示出2个发射（Tx）天线的情况的块码，并且等式13示出4个发射（Tx）天线的情况的块码。

[等式12]

\frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} S_{1} & S_{2} \\ - S_{2}^{*} & S_{1}^{*} \end{matrix})

[等式13]

\frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} S_{1} & S_{2} & 0 & 0 \\ 0 & 0 & S_{3} & S_{4} \\ - S_{2}^{*} & S_{1}^{*} & 0 & 0 \\ 0 & 0 & - S_{4}^{*} & S_{3}^{*} \end{matrix})

在等式12和13中，S_i（i=1、2、3、4）表示调制的数据符号。另外，等式12和13的矩阵的每行可以指示天线端口，并且每列可以指示时间（在STBC的情况下）或频率（在SFBC的情况下）。

另一方面，来自上述的MIMO发射方案之中的CDD方案强制地增大延迟扩展，以便提高频率分集。图11是图示在MIMO系统中使用的一般CDD结构的概念图。图11（a）示出用于向时域应用循环延迟的方法。如果需要，则基于图11（a）的循环延迟的CDD方案也可以被实现为图11（b）的相移分集。

与上述的MIMO发射技术相关联地，以下将参考图12来描述基于代码本的预编码方法。图12是图示基于代码本的预编码的概念图。

根据基于代码本的预编码方案，收发器可以共享代码本信息，该代码本信息包括根据发射秩、天线的数量等的预编码矩阵的预定数量。即，如果反馈信息无限，则可以使用基于预编码的代码本方案。接收器通过接收信号来测量信道状态，使得可以基于上述的代码本信息向发射器反馈无限数量的优选的预编码矩阵信息（即，相应的预编码矩阵的索引）。例如，接收器可以通过测量ML（最大似然率）或MMSE（最小均方误差）方案来选择最佳的预编码矩阵。虽然在图12中所示的接收器向发射器发射用于每一个代码字的预编码矩阵信息，但是本发明的范围或精神不限于此。

在从接收器接收到反馈信息时，发射器可以基于所接收的信息从代码本选择特定的预编码矩阵。已经选择了预编码矩阵的发射器通过将所选择的预编码矩阵乘以与发射秩的数量一样多的层信号来执行预编码操作，并且可以通过多个天线来发射每一个预编码的Tx信号。如果接收器从发射器接收到作为输入的预编码信号，则它执行已经在发射器中进行的预编码的逆处理，使得它可以覆盖接收（Rx）信号。通常，预编码矩阵满足诸如（U*U^H=I）的酉矩阵（U），使得可以通过下述方式来进行上述的预编码的逆处理：将在发射器的预编码中使用的预编码矩阵H的Hermit矩阵（P^H）乘以接收（Rx）信号。

物理上行链路控制信道（PUCCH）

以下将详细描述包括UL控制信息的PUCCH。

可以通过PUCCH来发射多个UE控制信息。当执行码分复用（CDM）以便区分UE的信号时，主要使用具有长度12的恒幅度零自相关（CAZAC）序列。因为CAZAC序列具有在时域和频域中保持恒定幅度的属性，所以可以减小UE的峰均功率比（PAPR）或立方度量（CM）以增大覆盖。另外，可以使用正交序列来覆盖对于通过PUCCH发射的DL数据的ACK/NACK信息。

另外，可以使用具有不同的循环移位值的循环移位序列来区分通过PUCCH发射的控制信息。可以通过将基本序列（也称为基础序列）循环移位特定循环移位（CS）数量来产生循环移位的序列。通过CS索引来指示特定的CS数量。可以根据信道延迟扩展来改变可用CS的数量。可以将各种序列用作基本序列，并且其示例包括上述的CAZAC序列。

PUCCH可以包括多种控制信息，例如调度请求（SR）、DL信道测量信息和对于DL数据发射的ACK/NACK信息。信道测量信息可以包括信道质量指示符（CQI）、预编码矩阵索引（PMI）和秩指示符（RI）。

可以根据在PUCCH中包含的控制信息的类型、其调制方案信息等来定义PUCCH格式。即，PUCCH格式1可以用于SR发射，PUCCH格式1a或1b可以用于HARQ ACK/NACK发射，PUCCH格式2可以用于CQI发射，并且PUCCH格式2a/2b可以用于HARQ ACK/NACK发射。

如果在任意帧中单独发射HARQ ACK/NACK，则可以使用PUCCH格式1a或1b。如果单独发射SR，则可以使用PUCCH格式1。UE可以通过同一子帧来发射HARQ ACK/NACK和SR，并且将以下将详细描述其详细说明。

可以总结PUCCH格式，如表1中所示。

[表1]

图13示出在UL物理资源块（PRB）中使用的PUCCH资源映射结构。

是在上行链路（UL）中使用的资源块（RB）的数量，并且n_PRB是物理资源块（PRB）数量。PUCCH可以被映射到UL频率块的两边缘。CQI资源可以被映射到刚好位于频带的边缘之后的PRB，并且ACK/NACK可以被映射到这个PRB。

PUCCH格式1可以是用于SR发射的控制信道。可以以请求或不请求SR的方式来发射SR（调度请求）。

PUCCH格式1a/1b是用于ACK/NACK发射的控制信道。在PUCCH格式1a/1b中，使用BPSK或QPSK调制方案调制的符号乘以长度12的CAZAC序列。在完成CAZAC序列相乘时，得到的符号被逐块扩展为正交序列。长度4的Hadamard序列被应用到一般的ACK/NACK信息，并且长度3的DFT（离散傅立叶变换）序列被应用到缩短的ACK/NACK信息和参考信号。长度2的Hadamard序列可以被应用到用于扩展CP的参考信号。

UE也可以通过同一子帧来发射HARQ ACK/NACK和SR。对于正SR发射，UE可以通过对于SR分配的资源来发射HARQ ACK/NACK信息。对于负SR发射，UE可以通过对于ACK/NACK信息分配的资源来发射HARQ ACK/NACK信息。

以下详细描述PUCCH格式2/2a/2b。PUCCH格式2/2a/2b是用于发射信道测量反馈（CQI、PMI、RI）的控制信道。

PUCCH格式2/2a/2b可以基于CAZAC序列来支持调制，并且，可以将QPSK调制的符号乘以长度12的CAZAC序列。可以在符号和时隙之间改变序列的循环移位（CS）。对于参考信号（RS），可以使用正交覆盖。

图14示出CQI信息比特的信息结构。CQI比特可以包括一个或多个字段。例如，CQI比特可以包括用于指示用于MCS决定的CQI索引的CQI字段、用于指示代码本的预编码矩阵的索引的PMI字段和用于指示秩的RI字段。

参见图14（a），可以在彼此分开预定距离的两个SC-FDMA符号上加载参考信号（RS），该预定距离对应于在一个时隙中包含的7个SC-FDMA符号之中的3个SC-FDMA符号间隔，并且可以在剩余的SC-FDMA符号上加载CQI信息。为什么可以在一个时隙中使用两个RS的原因是支持高速UE。另外，可以通过序列来区分每一个UE。可以在整个SC-FDMA符号中调制CQI符号，并且发射所调制的CQI符号。SC-FDMA符号由一个序列构成。即，UE使用每一个序列来执行CQI调制，并且发射所调制的结果。

可以向一个TTI发射的符号的数量被设置为10，并且CQI调制被扩展到QPSK。如果QPSK映射被应用到SC-FDMA符号，则可以在该SC-FDMA符号上加载2比特的CQI值，使得可以向一个时隙指派10比特的CQI值。因此，可以向一个子帧指派最多20比特的CQI值。可以使用频域扩展代码来在频域中扩展CQI。

CAZAC序列（例如，ZC序列）可以被用作频域扩展码。另外，具有优越的相关性特性的另一个序列可以被用作频域扩展代码。具体地说，具有不同的循环移位（CS）值的CAZAC序列可以被应用到相应的控制信道，使得CAZAC序列可以彼此区分。IFFT可以被应用到频域扩展CQI。

图14（b）示出在扩展CP的情况下的PUCCH格式2/2a/2b发射的示例。一个时隙包括6个SC-FDMA符号。RS被指派到从每一个时隙的6个OFDM符号之中的一个OFDM符号，并且CQI比特可以被指派到剩余的5个OFDM符号。除了六个SC-FDMA符号之外，可以在没有改变的情况下使用图14（a）的正常CP的示例。

在表2中示出向图14（a）和14（b）的RS应用的正交覆盖。

[表2]

正常CP	扩展CP
		[11]	[1]

以下将参考表15来描述CQI和ACK/NACK信息的同时发射。

在正常CP的情况下，可以使用PUCCH格式2a/2b来同时发射CQI和ACK/NACK信息。可以通过其中发射CQI RS的符号来发射ACK/NACK信息。即，可以将在正常CP中使用的第二RS调制为ACK/NACK符号。在其中使用如在PUCCH格式1a中所示的BPSK方案来调制ACK/NACK符号的情况下，可以根据BPSK方案将CQI RS调制为ACK/NACK符号。在其中使用入在PUCCH格式1b中所示的QPSK方案来调制ACK/NACK符号的情况下，可以根据QPSK方案将CQI RS调制为ACK/NACK符号。另一方面，在扩展CP的情况下，使用PUCCH格式2来同时发射CQI和ACK/NACK信息。为了这个目的，可以联合编译CQI和ACK/NACK信息。

对于除了上述说明之外的PUCCH的细节，可以参见3GPP标准文件（例如，3GPP TS36.2115.4），并且在此为了方便说明而省略其详细说明。然而，应当注意，也可以将在上述的标准文件中公开的PUCCH内容应用到在本发明的各个实施例中使用的PUCCH，而不偏离本发明的范围或精神。

信道状态信息（CSI）反馈

为了正确地执行MIMO技术，接收器可以向发射器反馈秩指示符（RI）、预编码矩阵索引（PMI）和信道质量指示符（CQI）。RI、PMI和CQI可以一般在必要时被称为信道状态信息（CSI）。可替选地，术语“CQI”可以被用作包括RI、PMI和CQI的信道信息的概念。

图16是图示信道状态信息的反馈的概念图。

参见图16，可以通过信道（H）在接收器处接收来自发射器的MIMO发射数据。接收器可以基于所接收的信号来从代码本选择优选的预编码矩阵，并且可以向发射器反馈所选择的PMI。另外，接收器可以测量接收（Rx）信号的信号干扰噪声比（Signal-to-Interference plusNoise Ratio）（SINR），计算信道质量信息（CQI）并且向发射器反馈所计算的CQI。另外，接收器可以测量接收（Rx）信号的信号干扰噪声比（SINR），计算CQI并且向发射器反馈所计算的SINR。另外，接收器可以向发射器反馈Rx信号的秩指示符（RI）。发射器可以使用从接收器反馈的RI和CQI信息来确定适合于向接收器的数据发射的层的数量和时间/频率资源、MCS（调制和编译方案）等。另外，接收器可以使用由通过多个天线从接收器反馈的PMI指示的预编码矩阵（W_l）来发射预编码Tx信号。

以下将详细描述信道状态信息。

RI是关于信道秩的信息（即，用于发射器的数据发射层的数量）。可以通过所分配的Tx层的数量来确定RI，并且可以从相关联的下行链路控制信息（DCI）来获取RI。

PMI是关于用于发射器的数据发射的预编码矩阵的信息。可以在考虑到由RI指示的层的数量的情况下来确定从接收器反馈的预编码矩阵。可以在闭环空间复用（SM）和大延迟循环延迟分集（CDD）的情况下反馈PMI。在开环发射的情况下，发射器可以根据预定规则来选择预编码矩阵。用于选择用于每一个秩（秩1至4）的PMI的处理如下。接收器可以计算在每一个PMI中的后处理SINR，将所计算的SINR转换为和容量，并且基于和容量来选择最佳的PMI。即，可以将接收器的PMI计算看作用于基于和容量来搜索最佳PMI的处理。已经从接收器接收到PMI反馈的发射器可以使用由接收器推荐的预编码矩阵。可以在用于向接收器的数据发射的调度分配信息中作为1比特指示符来包含该事实。可替选地，发射器可以不使用从发射器反馈的PMI指示的预编码矩阵。在该情况下，可以在调度分配信息中明确地包含用于从发射器向接收器的数据发射的预编码矩阵信息。对于PMI的细节，可以参见3GPP标准文件（例如，3GPP TS36.211）。

CQI是关于信道质量的信息。可以通过预定MCS组合来表示CQI。可以给出CQI索引，如在下面的表3中所示。

[表3]

参见表3，通过4比特来表示CQI索引（即，CQI索引0～15）。每一个CQI索引可以指示调制方案和编译速率。

以下将描述CQI计算方法。在3GPP标准文件（例如，3GPPTS36.213）中定义用于允许UE计算CQI索引的下面的假设（1）至（5）。

（1）通过控制信令来占用了在一个子帧中的前三个OFDM符号。

（2）不存在由主同步信号、辅助同步信号或物理广播信道（PBCH）使用的资源元素（RE）。

（3）假设非MBSFN子帧的CP长度。

（4）冗余版本被设置为零（0）。

（5）PDSCH发射方法可以取决于在UE中配置的当前发射模式（例如，默认模式）。

（6）可以除了ρ_A之外给出PDSCH EPRE（每资源元素的能量）与小区特定参考信号EPRE的比率。（ρ_A的详细说明可以跟随下面的假设。如果用于任意调制方案的UE可以被设置为具有四个小区特定的天线端口的发射模式2或者可以被设置为具有RI为1和四个小区特定的天线端口的发射模式3，则可以通过ρ_A=P_A+Δ_offset+10log₁₀(2)[dB]来表示ρ_A。在剩余的情况下，与任意调制方法和任意层的数量相关联，可以通过ρ_A=P_A+Δ_offset[dB]来表示ρ_A。可以通过由较高层信令配置的nomPDSCH-RS-EPRE-Offset参数来给出Δ_offset）

上述假设（1）至（5）的定义可以指示CQI不仅包括CQI，而且包括相应的UE的各种信息。即，可以根据在相同的信道质量下的相应的UE的吞吐量或性能来反馈不同的CQI索引，使得需要定义用于上述假设的预定参考。

UE可以从eNB接收下行链路参考信号（DL RS），并且基于所接收的DL RS来识别信道状态。在该情况下，RS可以是在传统3GPP LTE系统中定义的公共参考信号（CRS），并且可以是在具有扩展的天线结构的系统（例如，3GPP LTE-A系统）中定义的信道状态信息参考信号（CSI-RS）。UE可以满足对于在通过参考信号（RS）识别的信道处的CQI计算给出的假设，并且同时计算其中块误差率（BLER）不大于10%的CQI索引。UE可以向eNB发射所计算的CQI索引。UE可以不向CQI索引计算处理应用用于改善干扰估计的方法。

根据UE实现方式，以各种方式来定义用于允许UE识别信道状态和计算适当的MCS的处理。例如，UE可以使用参考信号（RS）来计算信道状态或有效SINR。另外，可以在整个系统带宽（也称为“集合S”）上测量信道状态或有效SINR或也可以在一些带宽（特定子带或特定RB）上测量信道状态或有效SINR。用于集合S的CQI可以被称为宽带WB CQI，并且用于一些带宽的CQI可以被称为子带（SB）CQI。UE可以基于所计算的信道状态或有效SINR来计算最高MCS。最高MCS可以指示在解码期间满足CQI计算假设而不超过10%的传送块误差率的MCS。UE可以确定与所计算的MCS相关的CQI索引，并且可以向eNB报告所确定的CQI索引。

此外，可以考虑仅CQI发射，其中，UE仅发射CQI。在从eNB接收到请求时，非周期CQI发射可以被事件触发。来自eNB的这样的请求可以是在DCI格式0上由一个比特定义的CQI请求。另外，对于仅CQI发射，可以如在下面的表4中所示用信号通知MCS索引（I_MCS）29。在该情况下，DCI格式0的CQI请求比特被设置为1，可以配置4个RB或更小的发射，在PUSCH数据重发中指示冗余版本1（RV1），并且可以将调制阶数（Q_m）设置为2。换句话说，在仅CQI发射的情况下，可以仅将QPSK（正交相移键控）方案用作调制方案。

[表4]

以下将详细描述CQI报告操作。

在3GPP LTE系统中，当DL接收实体（例如，UE）耦合到DL发射实体（例如，eNB）时，在任意时间测量经由下行链路发射的参考信号接收功率（RSRP）和参考信号接收质量（RSRQ），并且可以周期地或事件触发地向eNB报告测量结果。

在蜂窝OFDM无线分组通信系统中，每一个UE可以经由上行链路来报告基于DL信道条件的DL信道信息，并且eNB可以确定时间/频率资源和MCS（调制和编译方案）以便使用从每一个UE接收的DL信道信息来向每一个UE发射数据。

在传统3GPP LTE系统（例如，3GPP LTE版本8系统）的情况下，这样的信道信息可以由信道质量指示（CQI）、预编码矩阵指示符（PMI）和秩指示（RI）构成。可以根据每一个UE的发射模式来发射CQI、PMI和RI的全部或一些。可以通过UE的接收信号质量来确定CQI。通常，可以基于DL RS测量来确定CQI。在该情况下，实际上被应用到eNB的CQI值可以对应于MCS，在MCS中，UE在所测量的Rx信号质量处保持10%或更小的块误差率（BLER），并且同时具有最大的吞吐量或性能。另外，可以在从eNB接收到请求时，将这样的信道信息报告方案划分为周期报告或非周期报告。

通过在从eNB向UE发送的上行链路调度信息中包含的1比特的CQI请求字段来向每一个UE指派关于非周期报告的信息。在接收到非周期报告信息时，每一个UE可以通过物理上行链路共享信道（PUSCH）向eNB发射考虑到UE的发射模式的信道信息。如果需要，则可以不通过同一PUSCH来发射RI和CQI/PMI。

在非周期报告的情况下，可以以子帧的单位向每一个UE用信号通知其中经由上层信号发射信道信息的循环、相应的周期的偏移等，以及可以以预定时间的间隔、通过物理上行链路控制信道（PUCCH）向eNB发射考虑到每一个UE的发射（Tx）模式的信道信息。在其中在预定时间的间隔处将信道信息发射到的子帧中存在UL发射数据的情况下，相应的信道信息可以不通过PUCCH而是通过PUSCH与数据一起发射。在通过PUCCH的周期报告的情况下，与PUSCH相比较，可以使用有限数量的比特。可以通过同一PUSCH来发射RI和CQI/PMI。如果周期报告与非周期报告冲突，则仅可以在相同的子帧内执行非周期报告。

为了计算WB CQI/PMI，可以使用最新的发射RI。在PUCCH报告模式中，RI可以独立于在PUSCH报告模式中使用的另一个RI。RI可以仅在相应的PUSCH报告模式中使用的CQI/PMI处有效。

可以将用于PUCCH报告模式的CQI/PMI/RI反馈类型分类为四种反馈类型（类型1至类型4）。类型1是用于用户选择的子带的CQI反馈。类型2是WB CQI反馈和WB PMI反馈。类型3是RI反馈。类型4是WB CQI反馈。

参见表5，在信道信息的周期报告的情况下，根据CQI和PMI反馈类型将报告模式分类为四种报告模式（模式1-0、1-1、2-0和2-1）。

[表5]

根据CQI反馈类型将报告模式分类为宽带（WB）CQI和子带（SB）CQI。根据PMI的发射或不发射来将报告模式分类为无PMI和单PMI。可以从表5看出，“无PMI”可以对应于其中使用开环（OL）、发射分集（TD）和单天线的示例性情况，并且“单PMI”可以对应于其中使用闭环（CL）的示例性情况。

模式1-0可以指示其中不发射PMI而是仅发射WB CQI的示例性情况。在模式1-0的情况下，可以仅在空间复用（SM）的情况下发射RI，并且可以发射由4个比特表示的一个WB CQI。如果RI大于“1”，则可以发射用于第一代码字的CQI。在模式1-0的情况下，反馈类型3和反馈类型4可以在预定报告时段内的不同时间点处被复用，然后被发射。上述的模式1-0发射方案可以被称为基于时分复用（TDM）的信道信息发射。

模式1-1可以指示其中发射单个PMI和WB CQI的示例性情况。在该情况下，可以与RI发射同时地发射4比特WB CQI和4比特WBPMI。另外，如果RI大于“1”，则可以发射3比特WB空间差分CQI。在两个代码字的发射的情况下，WB空间差分CQI可以指示在用于代码字1的WB CQI索引和用于代码字2的WB CQI索引之间的差分值。这些差分值可以被指派到集合{-4、-3、-2、-1、0、1、2、3}，并且每一个差分值可以被指派到在该集合中包含的值中的任何一个，并且由3个比特表示。在模式1-1的情况下，反馈类型2和反馈类型3可以在预定报告时段内的不同时间点处复用，然后被发射。

模式2-0可以指示没有PMI被发射并且发射UE选择的带的CQI。在该情况下，可以仅在开环空间复用（OL SM）的情况下仅发射RI，可以发射由4个比特表示的WB CQI。在每一个带宽部分（BP）中，可以发射Best-1CQI，并且可以通过4个比特来表示Best-1CQI。另外，可以进一步发射用于指示Best-1的L个比特的指示符。如果RI大于“1”，则可以发射用于第一代码字的CQI。在模式2-0的情况下，上述的反馈类型1、反馈类型3和反馈类型4可以在预定报告时段内的不同时间点处被复用，然后被发射。

模式2-1可以指示其中发射UE选择的带的单个PMI和CQI的示例性情况。在该情况下，与RI发射同时地发射4比特的WB CQI、3比特的WB空间差分CQI和4比特的WB PMI。另外，可以在每一个带宽部分（BP）处同时发射4比特的Best-1CQI和L比特的Best-1指示符。如果RI大于“1”，则可以发射3比特的Best-1空间差分CQI。在两个代码字的发射期间，可以指示在代码字1的Best-1CQI索引和代码字2的Best-1CQI索引之间的差分值。在模式2-1中，上述的反馈类型1、反馈类型2和反馈类型3可以在预定报告时段内的不同时间点处被复用，然后被发射。

在UE选择的SB CQI报告模式中，通过下面的表6来定义BP（带宽部分）子带的大小。

[表6]

表6示出根据系统带宽的大小的每一个带宽部分（BP）的BP配置和子带大小。UE可以选择在每一个BP内的优选子带，并且计算用于相应的子带的CQI。在表6中，如果系统带宽被设置为6或7，则这意味着不应用子带大小和带宽部分（BP）的数量。即，6或7的系统带宽意味着仅WB CQI、没有子带状态和1的BP的应用。

图17示出UE选择的CQI报告模式的示例。

是整个带宽的RB的数量。整个带宽可以被划分为N个CQI子带（1、2、3、…、N）。一个CQI子带可以包括在表6中定义的k个RB。如果未通过k的整数倍来表示整个带宽的RB的数量，则可以通过下面的等式14来确定在最后的CQI子带（即，第N个CQI子带）中包含的RB的数量。

[等式14]

在等式14中，

表示地板（floor）操作，并且

或floor(x)表示不大于“x”的最大整数。

另外，N_J CQI子带构造一个BP，并且可以将整个带宽划分为J个BP。UE可以计算用于在一个BP中包含的一个优选的Best-1CQI子带的CQI索引，并且通过PUCCH来发射所计算的CQI索引。在该情况下，也可以发射用于指示在一个BP中选择哪个Best-1CQI子带的Best-1指示符。Best-1指示符可以由L个比特构成，并且L可以被下面的等式15表示。

[等式15]

在等式15中，可以表示天花板（ceiling）操作，并且

或ceiling(x)可以表示不大于“x”的最小整数。

在上述的UE选择的CQI报告模式中，可以确定用于CQI索引计算的频带。以下，将在下面详细描述CQI发射循环。

每一个UE可以通过RRC信令来接收信息，该信息由信道信息的发射循环和相对于上层的偏移的组合构成。UE可以基于所接收的信道信息发射循环信息来向eNB发射信道信息。

图18是图示用于使得UE能够周期地发射信道信息的方法的概念图。例如，如果UE接收到其中信道信息发射循环被设置为5并且偏移被设置为1的组合信息，则UE以5个子帧为单位来发射信道信息，在基于第0个子帧的子帧索引的增大方向上指派一个子帧偏移，并且可以通过PUCCH来指派信道信息。在该情况下，子帧索引可以由系统帧数量（n_f）和在该系统帧中存在的20个时隙索引（n_s、0～19）的组合构成。一个子帧可以由2个时隙构成，使得可以通过10×n_f+floor(n_s/2)来表示子帧索引。

可以根据CQI反馈类型来分类用于仅发射WB CQI的一种类型和用于发射WB CQI和SB CQI这两者的另一种类型。在仅用于发射WBCQI的第一类型的情况下，在与每个CQI发射循环相应的子帧处发射用于整个带的WB CQI信息。可以将WB周期CQI反馈发射循环设置为2、5、10、16、20、32、40、64、80或160ms中的任何一个，或者可以不建立WB周期CQI反馈发射循环的发射。在该情况下，如果需要根据表5的PMI反馈类型来发射PMI，则与CQI一起发射PMI信息。在用于发射WB CQI和SB CQI这两者的第二种类型的情况下，可以交替地发射WB CQI和SB CQI。

图19是图示根据本发明实施例的用于发射WB CQI和SB CQI这两者的方法的概念图。图19示出由16个RB构成的示例性系统。如果系统频带由例如16个RB构成，则假定可以配置两个带宽部分（BP）（BP0和BP1），每一个BP可以由2个子带（SB）（SB0和SB1）构成，并且每一个SB可以由4个RB构成。在该情况下，如在表6中前述的，根据在整个系统带中包含的RB的数量来确定BP的数量和每一个SB的大小，并且可以根据RB的数量、BP的数量和SB的大小来确定在每一个BP中包含的SB的数量。

在用于发射WB CQI和SB CQI这两者的类型的情况下，WB CQI被发射到CQI发射子帧。在下一个发射子帧中，发射在BP0处的SB0和SB1中的具有良好的信道状态的一个SB（即，Best-1）的CQI和相应的SB的索引（即，Best-1指示符）。在另外的下一个发射子帧中，发射在BP1处的SB0和SB1之中的具有良好的信道状态的一个SB（即，Best-1）的CQI和相应的SB的索引（即，Best-1指示符）。在发射WB CQI之后，依序发射各个BP的CQI。在该情况下，一至四次地依序发射位于发射一次的第一WB CQI和在第一WB CQI之后要发射的第二WB CQI之间的BP的CQI。例如，如果在两个WB CQI之间的时间间隔期间发射一次每个BP的CQI，则可以以WB CQI→BP0CQI→BP1CQI→WB CQI的顺序来发射CQI。在另一个示例中，如果在两个WB CQI之间的时间间隔期间发射四次每一个BP的CQI，则可以以WB CQI→BP0CQI→BP1CQI→BP0CQI→BP1CQI→BP0CQI→BP1CQI→BP0CQI→BP1CQI→WB CQI的顺序来发射CQI。通过较高层来用信号通知关于在两个WB CQI之间的时间间隔期间的BPCQI的依序发射次数的信息。在不考虑WB CQI或SB CQI的情况下，可以在与从图18的较高层用信号通知的信道信息发射循环和偏移的组合的信息相对应的子帧中、通过PUCCH发射关于BP CQI的依序发射次数的上述信息。

在该情况下，如果也需要根据PMI反馈类型来发射PMI，则必须同时发射PMI信息和CQI。如果在相应的子帧中存在用于UL数据发射的PUSCH，则CQI和PMI可以通过PUSCH而不是PUCCH来与数据一起发射。

图20是图示当发射WB CQI和SB CQI这两者时的示例性CQI发射方案的概念图。更详细而言，如果如图18中所示用信号通知其中将信道信息发射循环设置为5并且将偏移设置为1的组合信息，并且依序发射一次在两个WB CQI/PMI部分之间的BP信息，则图20示出UE的信道信息发射操作的示例。

另一方面，在RI发射的情况下，可以通过用于指示多少WBCQI/PMI发射循环用于RI发射的一个信号和相应的发射循环的偏移的组合的信息来用信号通知RI。在该情况下，可以将偏移定义为用于CQI/PMI发射偏移的相对偏移。例如，如果将CQI/PMI发射循环的偏移设置为1并且将RI发射循环的偏移设置为0，则RI发射循环的偏移可以与CQI/PMI发射循环的偏移相同。可以将RI发射循环的偏移定义为负值或零。

图21是图示WB CQI、SB CQI和RI的发射的概念图。更详细地，图21示出在图20的CQI/PMI发射下RI发射循环是WB CQI/PMI发射循环的一倍，并且RI发射循环的偏移被设置为“-1”。因为RI发射循环是WB CQI/PMI发射循环的一倍，所以RI发射循环具有相同的时间循环。在图20的RI偏移值“-1”和CQI偏移“1”之间的相对差被设置为“-1”，使得可以基于子帧索引“0”来发射RI。

另外，如果RI发射与WB CQI/PMI发射或SB CQI/PMI发射重叠，则WB CQI/PMI或SB CQI/PMI会下降。例如，如果RI偏移被设置为“0”而不是“-1”，则WB CQI/PMI发射子帧与RI发射子帧重叠。在该情况下，WB CQI/PMI会下降，并且可以发射RI。

通过上述的组合，可以发射CQI、PMI和RI，并且可以通过较高层的RRC信令从每一个UE发射这样的信息。BS（或eNB）可以考虑到每一个UE的信道情况和在BS（或eNB）中包含的UE的分布情况来向每一个UE发射适当的信息。

其间，可以通过下面的表7来表示与PUCCH报告类型相关联的SB CQI、WB CQI/PMI、RI和WB CQI的有效载荷大小。

[表7]

以下，将描述在PUSCH上的CQI、PMI和RI的非周期发射。

在非周期报告的情况下，可以通过同一PUSCH来发射RI和CQI/PMI。在非周期报告模式的情况下，RI报告可以仅对于在相应的非周期报告模式中的CQI/PMI报告有效。在下面的表8中示出能够对于所有的秩值被支持的CQI-PMI组合。

[表8]

表8的模式1-2可以指示WB反馈。在模式1-2中，可以在仅在相应的子带中的发射的假设下从代码本子集选择用于每一个子带的优选的预编码矩阵。UE可以在每一个代码字处报告一个WB CQI，并且可以在下述假设下计算WB CQI：在整个系统带宽（集合S）的子带上发射数据，并且在每一个子带上使用相应的选择的预编码矩阵。UE可以报告对于每一个子带所选择的PMI。在该情况下，可以如在下面的表9中所示给出子带大小。在表9中，如果系统带宽被设置为6或7，则这意味着不应用子带大小。即，6或7的系统带宽意味着仅应用WBCQI并且不应用子带状态。

[表9]

在表8中，模式3-0和模式3-1示出了通过较高层（也被称为上层）配置的子带反馈。

在模式3-0中，UE可以报告在集合-S（总的系统带宽）子带上的数据发射的假设下计算的WB CQI值。UE也可以报告用于每一个子带的一个子带CQI值。可以在仅在相应的子带处的数据发射的假设下计算子带CQI值。即使在RI>1的情况下，WB CQI和SB CQI可以指示用于代码字1的信道质量。

在模式3-1中，可以在集合-S子带上的数据发射的假设下从代码本子集选择单预编码矩阵。UE可以在每一个子带上报告用于每一个代码字的一个SB CQI值。可以在所有的子带中使用的单预编码矩阵和在相应的子带上的数据发射的假设下计算SB CQI值。UE可以报告用于每一个代码字的WB CQI值。可以在所有的子带中使用的单预编码矩阵和在集合-S子带上的数据发射的假设下计算WB CQI值。UE可以报告一个选择的预编码矩阵指示符。可以通过差分WB CQI值使用2-比特子带差分CQI偏移来表示用于每一个代码字的SB CQI值。即，可以将子带差分CQI偏移定义为在SB CQI索引和WB CQI索引之间的差分值。可以向四个值{-2,0,+1,+2}中的任何一个指派子带差分CQI偏移。另外，可以如在下面的表7中所示给出子带大小。

在表8中，模式2-0和模式2-2图示了UE选择的子带反馈。模式2-0和模式2-2图示了best-M平均值的报告。

在模式2-0中，UE可以从整个系统带宽（集合S）之中选择一组M个优选子带（即，best-M）。一个子带的大小可以被给定为k，并且可以如下面的表10中所示给出用于每一个集合-S范围的k和M值。在表10中，如果系统带宽被设置为6或7，则这意味着不应用子带大小和M值。即，6或7的系统带宽意味着仅应用WB CQI，并且不应用子带状态。

UE可以报告一个CQI值，该CQI值反映仅在best-M子带（即，M个选择的子带）处的数据发射。该CQI值可以指示甚至在RI>1的情况下用于代码字1的CQI。另外，UE可以报告在集合-S子带上的数据发射的假设下计算的WB CQI值。WB CQI值可以指示甚至在RI>1的情况下用于代码字1的CQI。

[表10]

在模式2-2中，UE可以从集合-S子带（其中，一个子带的大小被设置为k）之中选择一组M个优选子带（即，best-M）。同时，可以从代码本子集之中选择一个优选预编码矩阵以用于在M个选择的子带上的数据发射。UE可以在下述假设下报告用于每一个代码字的一个CQI值：在M个选择的子带上实现数据发射，并且在M个子带的每一个中使用同一个选择预编码矩阵。UE可以报告对于M个子带选择的一个预编码矩阵的指示符。另外，可以在下述假设下从代码本子集之中选择一个预编码矩阵（即，与用于上述的M个选择的子带的预编码矩阵不同的预编码矩阵）：在集合-S子带上实现数据发射。UE可以在每一个代码字处报告在下述假设下计算的WB CQI：在集合-S子带上实现数据发射，并且在所有子带中使用一个预编码矩阵。UE可以与所有子带相关联地报告所选择的一个预编码矩阵的指示符。

与UE选择的子带反馈模式（模式2-0和模式2-2）的整体相关联地，UE可以使用组合索引（r）来报告M个选择的子带的部分，其中，可以通过下面的等式16来表示r。

[等式16]

在等式16中，集合

(1≤s_i≤N,s_i<s_i+1)可以包括M个分类的子带索引。在等式14中，可以指示扩展的二项式系数，它在x≥y的情况下被设置为

(\begin{matrix} x \\ y \end{matrix}),

并且在x<y的情况下被设置为零。因此，r可以具有唯一标签，并且可以由

r &Element; {0, \cdot \cdot \cdot, (\begin{matrix} N \\ M \end{matrix}) - 1}

表示。

另外，可以通过与WB CQI相关联的相对差分值来表示用于每一个代码字的M个选择的子带的CQI值。可以通过2比特的差分CQI偏移水平来表示相对差分值，并且该相对差分值可以具有M个选择的子带的“CQI索引-WB CQI索引”的值。可以向四个值{+1、+2、+3、+4}中的任何一个指派可用的差分CQI值。

另外，可以如表10中所示给出所支持的子带的大小（k）和M值。如表10中所示，可以作为系统带宽的函数给出k或M。

可以通过L个比特来表示用于指示M个选择的子带（即，best-M子带）的每一个的位置的标签，其中，通过

来表示L。

用于8个Tx天线的预编码器

在用于支持扩展的天线结构的系统（例如，3GPP LTE版本10系统）中，例如，可以执行基于8个Tx天线的MIMO发射，使得需要设计用于支持MIMO发射的代码本。

为了报告通过8个天线带宽发射的信道的CQI，可以考虑在表11至18中所示的代码本的使用。可以通过天线端口的索引15～22来表示8个CSI天线端口。表11示出用于使用天线端口15至22的1-层CSI报告的代码本的示例。表12示出用于使用天线端口15至22的2-层CSI报告的代码本的示例。表13示出用于使用天线端口15至22的3-层CSI报告的代码本的示例。表14示出用于使用天线端口15至22的4-层CSI报告的代码本的示例。表15示出用于使用天线端口15至22的5-层CSI报告的代码本的示例。表16示出用于使用天线端口15至22的6-层CSI报告的代码本的示例。表17示出用于使用天线端口15至22的7-层CSI报告的代码本的示例。表18示出用于使用天线端口15至22的8-层CSI报告的代码本的示例。

在表11至18中，可以通过下面的等式17来表示

和v_m。

[等式17]

v_{m} = {[\begin{matrix} 1 & e^{j 2 πm / 32} & e^{j 4 πm / 32} & e^{j 6 πm / 32} \end{matrix}]}^{T}

[表11]

[表12]

[表13]

[表14]

[表15]

[表16]

[表17]

[表18]

实施例1

第一实施例（实施例1）公开了一种用于决定构造整个预编码器的不同预编码器索引的比特数量的方法。

表11至18示出用于使得在3GPP LTE系统中的具有8个Tx天线的BS（或eNB）能够报告CSI的代码本。在表11至18中所示的CSI报告代码本可以根据两种反馈报告来决定代码本元素。虽然表11至18表示作为i1和i2的两个反馈报告，但是i1和i2分别对应于一个预编码器索引W1（或PMI1）和另一个预编码器索引W2（或PMI2）。两个报告值可以具有不同的定时点，并且可以被建立来具有不同的频率粒度。对于数据发射，代码本的构成元素的数量（元素的#）可以根据UE推荐秩的数量而具有不同值，如下面的表19所示。

[表19]

秩	1	2	3	4	5	6	7	8
									用于i1的元素的#	16	16	4	4	4	4	4	1
用于i2的元素的#	16	16	16	8	1	1	1	1

在表19中，i1可以被定义来根据秩而具有元素16、4或1，并且i2可以被定义来根据秩而具有元素16、8或1。对于反馈，可以通过0至4个比特来表示i1，并且可以通过0至4个比特来表示i2。可以通过下面的表20来表示能够根据秩来表达i1和i2的比特的最大数量。

[表20]

因为被定义来报告反馈信息的控制信道容量的限制，所以可以限制能够表示用于CSI报告的i1和i2的比特。即，必须发射i1和i2值以报告CSI。如果用于i1值的指示符和/或用于i2值的指示符可以与RI或CQI一起发射，可以实现与报告在传统3GPP LTE版本8或版本9中定义的RI或CQI的信道的误差率类似的误差率，并且同时，可以在必要时发射相同的时间反馈信息。

在与RI或CQI一起同时发射用于i1值的指示符和/或用于i2值的指示符的情况下，例如，可以通过一个子帧来报告RI，并且可以通过另一个子帧来同时报告用于i1值的指示符、用于i2值的指示符和CQI。在另一个示例中，通过一个子帧来同时报告RI和用于i1的指示符，并且可以通过另一个子帧来同时发射用于i2的指示符和CQI。

传统的3GPP LTE版本8或版本9假设用于RI的最多2比特的发射。在通过PUCCH的RI发射的情况下，可以使用与在ACK/NACK发射中相同的编译方法。另外，假定发射最多11比特以报告CQI/PMI，使得可以使用能够支持最多13比特的雷德-密勒（RM）代码来执行编译。

如果假定支持扩展的天线结构的系统（例如，3GPP LTE版本10系统）同时报告i1、i2和CQI（i1/i2/CQI），则最多15（=4+4+7）个比特可以是秩-1或秩-2所需的。为了发射15个比特，可以使用用于扩展传统RM代码的编译方法，或者可以使用传统的卷积代码来报告控制信号。另外，为了实现与在传统系统中定义的最多比特相同的水平，可以在必要时使用用于减小用于i1和i2的指示符比特的大小的方法。

表21示出用于同时报告i1、i2和CQI（i1/i2/CQI）所需的比特的数量。如果用于i1和i2的指示符比特被设置为0～4，则在表21中示出在一个子帧中发射的比特的数量。另外，根据秩，用于i1或i2的指示符比特的数量可以是全集或子集。例如，如果i1指示符比特被设置为4并且i2指示符比特被设置为4，则可以使用代码本的所有全集来发射秩-1和秩-2。可替选地，在其中2比特用于i1或（W1）并且4比特用于i2（或W2）的情况下，可以在秩-1或秩-2中使用i1的子集，可以使用i2的全集，并且可以在秩-3中使用i1和i2的所有全集。在表21中，F可以表示全集，并且S可以表示子集。另外，与表21的每一个表达式（F/F、F/S、S/F或S/S）相关联地，位于特定符号（/）之前的数表示用于i1的比特，并且位于符号（/）之后的另一个数表示用于i2的比特。

[表21]

为了向PUCCH反馈发射应用传统编译方法或获得与传统反馈信道的误差率类似的误差率，可以在一个子帧内发射13比特或更小。在该情况下，当使用仅包括太少数量的代码本元素的子集时，逐渐地减小下述概率：在相应的子集中包含用于表达适合于实际信道状态的CSI的代码本元素，导致发射吞吐量的减小。因此，必须减小反馈比特的数量，并且必须使用适当水平的子集。

例如，对于秩-1和秩-2，可以对于i1和i2中的每一个请求最多4个比特。可以在必要时使用其中“（用于i1指示符的比特/用于i2指示符的比特）”被设置为（4/3）、（4/2）、（3/3）、（3/2）、（2/3）、（2/2）等中的任何一个的索引的子集。

另外，可以根据秩来使用索引的全集或子集。例如，为了实现与最多11比特相对应的水平，“2比特/2比特”可以用于i1和i2（i1/i2）。在该情况下，可以在秩1至4处使用“2比特/2比特”，可以在秩5至7处使用“2比特/0比特”，并且可以在秩8处使用“0比特/0比特”。可替选地，为了实现与最多13比特相对应的水平，“3比特/2比特”可以用于i1和i2（i1/i2）。在该情况下，可以在秩1和2处使用“3比特/2比特”，可以在秩-3处使用“2比特/4比特”，可以在秩-4处使用“2比特/3比特”，可以在秩5至7处使用“2比特/0比特”，并且可以在秩-8处使用“0比特/0比特”。表22示出能够用于每一个秩的i1和i2（i1/i2）的示例性比特数量。

[表22]

表23示出当在一个子帧内同时发射RI和i1索引时或当在另一个子帧内同时发射i2索引和CQI时所需的比特。

[表23]

如果根据能够在UE处接收的最大秩或要从eNB发射的最大秩来确定由UE报告的秩的最大数量，则可以确定用于秩指示的比特。如果组合并且同时发射RI和i1，则用于反馈所需的比特的最大数量可以是7（=3+4）个比特，并且比特的最小数量可以是5（=1+4）个比特。

秩信息基本上用于选择/计算其他反馈信息，使得需要鲁棒地发射秩信息。因此，优选的是，尽可能多地减少在与秩发射相对应的子帧中包含的比特的数量。对于这样的发射，可以在必要时使用用于减少i1指示符的比特的数量的方法。考虑上述的条件，表24示例性地示出能够用于每一个秩的i1和i2（i1/i2）的比特数量。

[表24]

在设置i1/i2指示符的子集的情况下，例如，可以根据优选秩来设计i1和i2子集以具有不同的大小。在另一个示例中，i1和i2子集可以被设计来根据UE分类而具有不同的大小。可以根据UE能力来分类UE类别。

实施例2

以下将详细描述根据本发明的用于通过不同的预编码器索引（i1/i2）来设置代码本子集的方法。

表25示出适合于在表11中所示的秩-1CSI报告的代码本的另一个示例。可以基于4Tx DFT向量（v_m）来配置秩-1代码字，并且可以通过4Tx DFT向量（v_m）和相位（）的组合来表示秩-1代码字。如果将i1索引定义为0至15并且将i2索引定义为0至15，则可以通过具有32PSK（相移键控）相位的v_m和具有QPSK（正交PSK）相位的

这两者来配置代码本。在该情况下，可以在i1值的连续索引之间重复相同的元素。

[表25]

因此，为了配置代码本的子集，可以考虑：用于限制构造v_m的向量或

的相位的DFT矩阵的像素的方法；以及，用于使用在一个i1值中包含的代码本元素的不同i1索引处的不同代码本元素来构造i1值的方法。以这种方式，可以构造代码字子集。

根据是否使用i1或i2子集，可以确定v_m的DFT向量和

的相位。例如，假定为了指示i1之后，可以使用3个比特，并且可以使用8个偶数索引（0、2、4、6、8、10、12、14）。也假定，为了指示i1值之后，可以使用3个比特，并且可以使用8个索引（0、1、2、3、8、9、10、11）。在这些假设下，可以配置具有用于v_m值的16PSK相位和用于相位（

）的QPSK的4Tx DFT向量。

如上所述，当决定用于i1值的指示比特和用于i2值的指示比特时，可以通过下面的表26来表示用于构造v_m值的4Tx DFT向量的一个相位和根据适合于各个比特的索引的组合来构造相位（

）的另一个相位。

[表26]

表27示出适合于在表12中所示的秩-2CSI报告的代码本的另一个示例。在秩-2CSI报告中，对于i1和i2值中的每一个定义了16个索引（0至15）。

[表27]

当在代码本子集配置中决定用于i值的指示比特和用于i2值的指示比特时，可以通过表26来表示构造v_m值的4Tx DFT向量的相位和根据适合于每一个比特的索引的组合的

的相位。

根据是否使用i1或i2子集来确定v_m的DFT向量和的相位。如表27中所示，当决定用于i1值的指示比特和用于i2值的指示比特时，可以通过下面的表28来表示用于构造v_m值的4Tx DFT向量的一个相位和用于根据适合于每一个比特的索引的组合来构造相位（

）的另一个相位。

[表28]

类似于上述的方案，可以向适合于表13至18的秩-3至秩-8的代码本应用用于选择由“i1/i2”表示的代码本在子集的方法。

例如，表13的秩-3代码本的i2值可以由16个元素（0～15）构成，并且可以由矩阵构成，该矩阵使用两个向量来产生三个正交波束。可以使用两个向量来配置四种类型的秩-3代码本。

例如，如果i2由0、1、2和3构成，则可以使用四个秩-3代码本（类型-A、类型-B、类型-C和类型-D），并且以下将详细描述其详细说明。

在类型-A的情况下，第一列由具有正（+）同相的

构成，第二列由具有负（-）同相的

构成，并且第三列由具有负（-）同相的

构成。[A：第一列（具有（+）同相的

）、第二列（具有（-）同相的

）和第三列（具有（-）同相的

）。

在类型-B的情况下，第一列由具有正（+）同相的

构成，第二列由具有负（-）同相的构成，并且第三列由具有负（-）同相的

构成。[B：第一列（具有（+）同相的）、第二列（具有（-）同相的

）、第三列（具有（-）同相的

）。

在类型-C的情况下，第一列由具有正（+）同相的

构成，第二列由具有正（+）同相的

构成，并且第三列由具有负（-）同相的

构成。[C：第一列（具有（+）同相的）、第二列（具有（+）同相的

）、第三列（具有（-）同相的

）。

在类型-D的情况下，第一列由具有正（+）同相的

构成，第二列由具有正（+）同相的

构成，并且第三列由具有负（-）同相的

构成。[D：第一列（具有（+）同相的

）、第二列（具有（+）同相的

）、第三列（具有（-）同相的

）。

在上述示例中，在代码本中使用的两个向量是一个向量

和另一个向量在i2=0和i2=2的情况下，

向量用于第一列。在i2=1和i2=3的情况下，

向量用于第一列。另外，在i2=0和i2=1的情况下，向第二和第三列应用两个不同的向量（即，

和

向量），使得可以在两列之间实现正交性。另一方面，在i2=2和i2=3的情况下，可以向第二和第三列应用一个向量（即，

或

向量），使得可以使用不同的同相分量（即，（+）和（-）同相）来获得正交性。

当将在表13的秩-3代码本处的（i2=0、1、2、3）的一种情况与在表13的秩-3代码本处的（i2=4、5、6、7）的情况作比较时，可以认识到代码本的构成向量彼此不同。即，与（i2=0、1、2、3）的情况相关联地，使用和

向量。与（i2=4、5、6、7）的另一种情况相关联地，使用

和

向量。

通过上述类型（类型-A、类型-B、类型-C和类型-D），也可以通过下面的表29来表示秩-3代码本产生矩阵。

[表29]

作为用于减小代码本指示所需的比特的大小的方法，可以使用子采样应用。

例如，可以将构成秩-3代码本的2个指示比特减小为在表30中所示的示例性比特。

[表30]

为了允许用于代码本指示的整个比特大小由4个比特构成，可以在必要时使用三种方案（即，i1+i2=0+4、1+3、2+2）。从该三种方案之中，如果“i1”由0比特构成，即，如果“i1”由一个元素构成，则波束分辨率劣化，导致性能和吞吐量的降低。接下来，以下将详细描述除了使用由0比特构成的“i1”的方案之外的剩余方案。

首先，以下将描述用于在下述条件下构造i1子集和i2子集的各种方法：向“i1”指派一个比特（1比特），以及向“i2”指派3个比特。

在从i1和i2的所有索引之中选择/使用子集的情况下，能够根据选择了哪个索引而产生的代码本的元素被改变为另一个元素，使得优选的是，适当地选择索引以构造高性能代码本。

如果i1由1比特构成，则可以从由1比特构成的i1的几个索引（0、1、2、3）之中选择两个索引。根据从i1的（0、1、2、3）索引之中选择哪个索引而将能够被用作代码本的构成元素的向量的数量设置为12或16。例如，如果可以从i1的索引（0、1、2、3）之中选择（0、1），则可以使用的12个向量（m=0、2、4、6、8、10、12、14、16、18、20、22）。在另一个示例中，如果可以从i1的索引（0、1、2、3）之中选择（0、2），则可以使用

（m=0、2、4、6、8、10、12、14、16、18、20、22、24、26、28、30）的16个向量。即，如果i1被设置为（0、1）[即，i1=（0、1）]，则可以向i1=0和i1=1中的每一个应用复制或重叠的向量。如果i1被设置为（0、2）[即，i1=（0、2）]，则可以向i1=0和i1=2中的每一个应用不同的向量。因此，优选的是，可以从波束分辨率的视点来使用i1=（0、2）。

另一方面，如果i2被指派3个比特，则可以从自0至15的16个i2索引之中选择8个索引。用于选择8个索引的第一方法被设计来选择包括各种向量的i2索引，以便增大波束分辨率。用于选择8个索引的第二方法执行索引选择以包括构造秩-3元素的所有四种类型（类型-A、类型-B、类型-C、类型-D）。

例如，第一方法从四个i2索引组[（0、1、2、3）、（4、5、6、7）、（8、9、10、11）、（12、13、14、15）]之中选择两组，使得它可以使用8个索引。例如，如果将8个索引[（0、2）、（4、6）、（8、10）、（12、14）]选择为i2索引，则可以使用8个向量来产生基于类型-A和类型-C的秩-3代码本元素。在另一个示例中，如果将8个索引[（1、3）、（5、7）、（9、11）、（13、15）]选择为i2索引，则可以使用8个向量来产生基于类型-B和类型-D的秩-3代码本元素。

例如，第二方法可以从四个组[（0、1、2、3）、（4、5、6、7）、（8、9、10、11）、（12、13、14、15）]之中选择两个组，使得它可以使用8个索引。在构造秩-3代码本的矩阵的情况下，可以将+1和-1用作同相分量。另外，存在能够通过同相分量而形成8个Tx DFT向量的向量。例如，如果在编号为0、8、16和24的向量的情况下将（+1）用作同相元素，则可以形成8个Tx DFT向量。在另一个示例中，如果在编号为4、14、20和28的向量的情况下将（-1）用作同相元素，则可以形成8个Tx DFT向量。考虑到共极化的天线结构，8个Tx DFT向量的使用可以实现高吞吐量或性能。

因为在构造秩-3代码本的矩阵中使用的同相分量被设置为（+1）和（-1），优选的是，将i2索引选择成包括能够使用上述的同相分量形成8Tx DFT向量的第0、8、16、4、14、20和28个向量。例如，可以将（0、1、2、3）和（8、9、10、11）选择为i2索引。

接下来，在其中向“i1”指派2比特并且将2比特选择为“i2”的情况下，以下将详细描述用于构造i2子集的各种方法。因为i1包括第0、1、2和3个索引，所以可以通过2比特来表示所有的索引。

例如，为了当将i2索引0至15分类为四组[（0、1、2、3）、（4、5、6、7）、（8、9、10、11）、和（12、13、14、15）]时选择i2索引的子集，从四组之中选择一组，使得可以使用相应的组的四个元素。从四组的每一个之中选择一个索引，使得可以配置四个元素。可替选地，从四个组之中选择两组，以及可以从所选择的组之中选择两个索引，使得可以配置四个元素。

其中每一个可以选择性地使用构造秩-3代码本元素的四种类型（类型-A、类型-B、类型-C和类型-D）中的两个的情况的数量被设置为6，相应的情况是（A、B）、（A、C）、（A、D）、（B、C）、（B、D）和（C、D）。

另外，其中每一个可以选择性地使用i2索引的四组中的两个的情况的数量被设置为6。如果在i2索引组之中的最前的向量是指相应的组，则可以通过第0、4、8和12组来表示相应的组。其中每一个选择四个组中的两个的相应情况是（0、4）、（0、8）、（0、12）、（4、8）、（4、12）和（8、12）。

作为关于用于构造秩-3代码本元素的方法的六种情况和关于用于选择向量组的方法的六种情况的组合，实现用于构造总共36个i2索引的子集的方法。

根据上述示例，在其中与秩-3代码本相关联地向“i1”指派1个比特并向“i2”指派3个比特以及向“i1”指派2个比特并且向“i2”指派2个比特的情况下，可以通过下面的表31来表示构造i2和i2子集的示例。

[表31]

即使在其中配置秩-4代码本的情况下，可以使用下面的子采样。例如，可以如在下面的表32中所示减小构造上述的秩-3代码本的两个指示符（i1和i2）。

[表32]

与秩-4代码本相关联地，可以以与用于从上述的秩-3代码本之中选择子集的方案类似的方式来选择i1和i2索引的子集。为了说明的方便和清楚，可以在此省略相同的部分。

在秩-4代码本中，在向“i1”指派1个比特并且向“i2”指派3个比特的情况下，并且在向“i1”指派2个比特并且向“i2”指派2个比特的另一种情况下，可以通过下面的表33来表示用于构造i2子集和i2子集的示例。

[表33]

另一方面，可以使用所选择的代码本子集来报告PUSCH。例如，在如在PUSCH报告模式1-2中所示的用于报告用于每一个子带的PMI的模式期间，i1和i2子集可以用于减小PMI反馈开销。在该情况下，与“i1”相关联地，可以在WB处报告一个索引，并且与“i2”相关联地，可以报告用于每一个SB的索引。

另外，3GPP LTE版本10系统可以使用用于报告作为新的PUSCH报告模式的SB CQI和SB PMI的特定模式。甚至在上述的报告模式中，可以使用代码本子集来减少用于指示代码本的报告比特的数量。在该情况下，与“i1”相关联地，可以在WB处报告一个索引，并且与“i2”相关联地，可以报告用于每一个SB的索引。

示例性PUCCH报告模式

首先，在周期CQI/PMI/RI发射期间，可以基于最后报告的周期RI来计算CQI、CQI/PMI、优选子带选择和CQI信息，以及可以基于最后报告的周期WB PMI和RI来计算子带选择和CQI值。另外，可以在不同的时间点或同一时间点处报告两个预编码器索引（I1和I2）。考虑到上述情况，例如，可以对于反馈信息发射考虑在表34中所示的报告模式。

[表34]

在表34中，I1和I2可以指示由预编码器元素构成的代码本的索引，并且PTI可以指示预编码器类型指示比特。

在表34中所述的模式1-1-1中，预编码器索引I1可以指示基于在当前子帧中发射的RI来计算/选择的预编码器索引。预编码器索引I2可以指示基于最后报告的RI和最后报告的I1而计算/选择的预编码器索引。CQI可以指示基于最后报告的RI、最后报告的I1和当前报告的I2而计算的值。

在表34中所示的模式1-1-2中，预编码器索引I1和I2可以指示基于最后报告的RI而计算/选择的预编码器索引。CQI可以指示基于最后报告的RI与当前报告的I1和I2计算的值。

在表34中所示的模式2-1（1）中，预编码器索引I1可以指示基于最后报告的RI所计算/选择的预编码器索引。预编码器索引I2可以指示基于最后报告的RI和最后报告的I1而计算/选择的预编码器索引。CQI可以指示基于最后报告的RI、最后报告的I1和当前报告的I2而计算的值。当在（RI+PTI）发射循环之间报告（I1）和（I2+CQI）时，可以仅报告一次（I1），并且可以报告几次（I2+CQI）。可替选地，当在（RI+PTI）发射循环之间报告（I1）和（I2+CQI）时，可以仅报告2次（I1），并且可以报告几次（I2+CQI）。在另一个示例中，可以在必要时连续地报告（I1），或者，可以交替地报告（I1）和（I2+CQI）。否则，可以仅在（RI+PTI）报告时间之后报告（I1），或者可以仅在下一个（RI+PTI）报告时间之前报告（I1）。

在表34中所示的模式2-1（2）中，预编码器索引I2可以指示基于最后报告的RI计算/选择的预编码器索引。预编码器索引I2可以指示基于最后报告的RI和最后报告的I1而计算/选择的预编码器索引。SB CQI和SB I2可以指示基于最后报告的RI和最后报告的I1而计算/选择的值和索引。

以下将详细描述在表34中所示的模式2-1。

在表34中所示的模式2-1[模式2-1（1）和模式2-1（2）]可以对应于以在表5中所述的PUCCH报告模式2-1的扩展形式配置的报告模式。在表5中所示的PUCCH报告模式201可以是在3GPP LTE版本8/9系统中定义的PUCCH报告模式，并且被定义为用于报告WBPMI/CQI和SB CQI的模式。在该情况下，SB CQI可以是从BP之中选择的SB的CQI。术语“BP”可以指示系统带宽的子集。以时间的顺序来循环地选择在系统带宽中定义的BP，使得可以报告BP的CQI，并且也可以报告多个SB CQI。换句话说，可以以相同的时间顺序（RI）→（WB PMI/CQI）→（在第一BP的SB CQI）→（在第二BP的SBCQI）→…→（在第n BP处的SB CQI）来报告RI/PMI/CQI。在该情况下，如果通过RRC信令来确定PMI/CQI的报告循环和偏移，则可以响应于所设置的报告循环来报告WB PMI/CQI和SB CQI。可以基于WB PMI/CQI的报告循环来建立RI以具有与整数倍相对应的循环。与WB PMI/CQI发射时间相比较，可以使用偏移指示符、在与设置的偏移相对应的子帧之前报告RI。

对于在支持扩展的天线结构的系统（例如，3GPP LTE版本9系统）中使用的PUCCH报告模式，可以定义在表5中所示的PUCCH报告模式2-1的扩展报告模式。

作为用于在3GPP LTE版本8/9系统中使用的PUCCH报告模式的CQI/PMI/RI反馈类型，可以定义四种反馈类型（类型-1、类型-2、类型-3、类型-4）。类型-1是用于UE选择的子带的CQI反馈，类型-2是WB CQI反馈和WB PMI反馈，类型-3是RI反馈，以及类型-4是WB CQI反馈。类似于上述的四种类型，可以定义在3GPP LTE版本10系统的PUCCH报告模式中使用的四种CQI/PMI/RI反馈类型。例如，报告类型1是RI/PTI反馈，报告类型2是WB I1反馈，报告类型3是WB I1/CQI反馈，并且报告类型4是SB I2/CQI反馈。根据类型-1PTI设置，可以决定报告类型。例如，如果类型-1PTI被设置为零（PTI＝0），则类型-1、类型-2和类型-3可以用于这样的报告。如果类型-1PTI被设置为1（PTI＝1），则类型-1、类型-3和类型-4可以用于这样的报告。因此，可以定义在表34中所示的模式2-1（1）和模式2-1（2）。

如果以与在2Tx天线发射或4Tx天线发射相同的方式来使用一个预编码器索引来指示预编码器元件，则PTI总是被设置为1，使得类型-1、类型-3和类型-4可以用于报告。与在3GPP LTE版本8/9系统中使用的报告方案不同，可以在类型-4处发射SB PMI/CQI。为了使得用于3GPP LTE版本10系统的类型-4发射与3GPP LTE版本8/9类似地操作，可以循环地报告在系统带宽内的一个或多个BP，以及可以报告用于在（一个或多个）BP内的优选的SB的PMI/CQI。在该情况下，可以以与在3GPP LTE版本8/9系统的PMI/CQI循环设置中相同的方式来确定类型-3和类型-4报告循环。例如，可以根据对于PMI/CQI设置的循环来报告类型-3和类型-4。另外，也可以以与在用于3GPP LTE版本8/9系统的RI循环设置中相同的方式来确定用于类型-1的循环。例如，可以通过类型-3报告循环的整数倍来表示类型-1报告循环。另外，可以以下述方式来建立偏移值：可以在位于类型-3报告子帧之前的、与预定数量的子帧相对应的预定距离的子帧处发射类型-1。

另一方面，当象在8Tx天线发射中那样使用两个预编码器索引来指示预编码器元件时，可以根据PTI值来报告（类型1-类型2-类型3）或（类型1-类型3-类型4）。当根据PTI值来选择两个反馈类型的集合时，必须决定用于各个反馈类型的报告循环。

以下将详细描述PUCCH报告模式的子采样。以下将描述与PUCCH报告模式1-1的扩展版本相对应的PUCCH报告模式-A和PUCCH报告模式-B。

在其中不向PUCCH报告模式-A和PUCCH报告模式-B应用代码本采样的情况下，可以根据如在表35中所示的秩值来总结用于报告类型的反馈开销（即，所请求的比特的数量）。

[表35]

在表35中，用于PUCCH模式-B的一些类型-2报告超过11个比特，使得它们也超过PUCCH发射比特的限制。因此，可以向在PUCCH模式-B处的类型-2报告应用代码本子采样，如在表36中所示。

[表36]

可以从表35看出，类型-2a报告不超过11比特，使得不必使用子采样，并且类型-5报告可以需要其数量是类型-3报告的两倍的比特。因为类型-5和类型-3报告携带秩信息，所以类型-5和类型-3类型应当具有鲁棒可靠性。在其中秩信息具有用于PUCCH报告的高优先级并且需要在同一子帧中报告几种类型的情况下，CQI和PMI可以从RI发射子帧下降。考虑到上述问题，也可以向类型-3报告应用代码本子采样，以便增大秩反馈的可靠性。

可以例如通过表37至40来表示向类型-5报告应用子采样。表37和38示出最大秩2的示例性情况。表39示出最大秩4的示例性情况。表40示出最大秩8的示例性情况。

[表37]

[表38]

[表39]

[表40]

在表37的示例中，用于RI的类型5比特可以被固定到5比特，以及W1可以被用作全集，导致增大的系统性能或吞吐量。

在表38的示例中，用于RI的类型-5比特可以被用作4个比特，使得可以比表36的示例更鲁棒得多地发射RI。另一方面，因为使用子采样的W1而不是W1的全集，所以表38的系统性能或吞吐量小于表36的系统性能或吞吐量。其间，可以从表38、39和40看出，在不考虑最大秩的情况下，秩1的W1和W2与秩2的那些相同，导致嵌套特性的实现。

与上述的PUCCH模式-A和PUCCH模式-B作比较，可以通过用于PUCCH模式-A的代码本子采样来保持同相属性，并且同时，可以减小波束粒度。另一方面，虽然通过用于PUCCH模式-B的代码本子采样来提供比PUCCH模式-A更精确的波束粒度，但是同相属性不可避免地劣化。

以下将详细描述与传统PUCCH报告模式2-1的扩展版本相对应的PUCCH报告模式-C。

可以通过下面的表41来表示对于PUCCH模式-C请求的反馈开销（反馈比特的数量）。

[表41]

可以从表41看出，如果对于类型-6报告将PTI设置为1（即，PTI＝1），则对于在秩2至4处的类型-8报告所需的比特超过11比特，使得可以向超过的比特应用代码本子采样。与用于上述PUCCH模式-B的代码本子采样的原理类似的原理可以被应用到类型-8的W2。另外，如在表41中所示，因为一个比特的PTI指示，所以PUCCH模式-C的RI反馈可靠性可以低于上述的PUCCH模式-B的RI反馈可靠性。此外，W1报告的占空比长于RI的占空比。考虑到该属性，可以确定所报告的类型的报告时间点和优先级。

实施例3

实施例3示出能够被应用到PUCCH报告模式的代码本子采样方法。作为支持扩展的天线结构的系统（例如，3GPP LTE版本10系统）的传统PUCCH报告模式的扩展版本，可以应用在表39中所示的三种PUCCH报告模式[（模式1-1-1、模式1-1-2、模式2-1）或（模式-A、模式-B、模式-C）]。

模式1-1-1报告联合编译的RI和I1，并且报告宽带CQI和宽带I2。模式1-1-2是用于发射（RI）_WB和（I1+I2+CQI）_WB的模式。模式2-1可以发射不同的反馈信息。如果PTI被设置为零（PTI＝0），则可以发射（RI+PTI（0））、（I1）_WB和（I2+CQI）_WB。如果PTI被设置为1（PTI＝1），则可以发射（RI+PTI（1））、（I2+CQI）_WB和（I2+CQI）_SB。另一方面，在本实施例中，也可以分别通过W1和W2来表示两个预编码器索引I1和I2。

以下将详细描述通过下述方式来实现报告带宽优化的方法：向每个PUCCH报告模式应用代码本子采样，并且同时象在传统3GPP LTE版本8/9中那样保持PUCCH反馈覆盖。

在表35中示出对于PUCCH报告模式1-1-1和1-1-2请求的信令开销。在表35中，模式-A对应于PUCCH报告模式1-1-1，并且模式-B对应于PUCCH报告模式1-1-2。

可以从表35看出，对于在PUCCH报告模式1-1-1处的类型-5（联合编译的RI和WI）需要6比特。因为由于联合编译的RI和WI而向RI和WI分配6比特，所以用于RI发射的覆盖大大地小于传统3GPPLTE版本8系统。结果，会遇到RI检测失败或性能劣化。因此，可以使用WI子采样来增大RI覆盖。在模式1-1-1中，可以比类型-5报告更频繁地更新类型-2a（W2和CQI）报告，使得可以认识到不必总是保护类型-2a。因此，就所报告的带宽不超过一比特的大小的限度的情况，不必使用W2采样。

在PUCCH报告模式1-1-2中，不与其他CSI信息一起联合编译RI，使得可以与在传统3GPP LTE版本8系统中相同的方式来保持RI覆盖。然而，如在表39中所示，在秩-1、秩-2、秩-3和秩-4的情况下，对于类型-2b（W1+W2+CQI）报告需要超过11比特的信令开销。因此，为了重新使用3GPP LTE版本8系统的PUCCH格式2，需要代码本采样。

首先，以下将详细描述能够被应用到PUCCH报告模式1-1-1的子采样方法。

W1候选者可以根据发射秩而在数量上不同。即，如在表11至18中所示，可以分别对于秩1至8将W1候选者的数量设置为16、16、4、4、4、4、4和1。如果联合编译和报告RI和W1，则通过6比特（=ceiling(log2(53))）来表示所请求的信令开销。为了扩展RI覆盖，可以通过W1子采样将信令开销减小为4或5比特。在下面的表42中示出W1子采样的示例。

[表42]

在双级代码本结构中，在波束组之间存在重叠的波束。可以从表42的Alt-1方案看出，虽然通过从代码本仅排除奇数W1值来向W1应用子采样，但是可以保持代码本的所有波束。然而，从其他子帧发射用于构造整个代码本的W1和W2，使得与未被应用子采样的整个代码本的使用相比较，会出现性能劣化。同时，可以从表42的Alt-2方案看出，如果应用能够从代码本排除更多的波束的子采样，则不可能与其中可以保持代码本的所有波束的Alt-1方案不同地使用代码本的一些波束，导致性能劣化的出现。

表43示出在8×2SU-MIMO发射中的基于代码本子采样应用的PUCCH报告模式1-1-1的系统水平性能。表43示出在（4+4）被用作用于秩-1和秩-2的W1和W2比特并且向其应用Alt-1和Alt-2方案的条件下的用于交叉极化的天线结构和共极化的天线结构的平均频谱效率（SE）和小区边缘SE。表43的Alt-1方案在所有平均SE和小区边缘SE中产生边界性能劣化。而Alt-2方案在小区边缘SE中产生相对高的性能劣化。

[表43]

可以从表43看出，5比特的子采样代码本保持系统性能，而另一个4比特的子采样代码本将系统性能减小与最大7%相对应的预定数量。因此，虽然Alt-1方案的RI覆盖相对低于Alt-2方案的RI覆盖，但是从系统性能的视点看，Alt-1方案比Alt-2方案更优选。

以下，将详细描述能够被应用到PUCCH报告模式1-1-2的子采样方法。

在PUCCH报告模式1-1-2的（W1+W2+CQI）报告中，在同一子帧中报告W1和W2。因此，可以使用子采样来保持11比特或更小的报告带宽。如上所述，在用于将W1值减小1比特的子采样的情况下（例如，在其中从16个索引之中选择8个索引子集的情况下），可以保持代码本的所有波束，使得可以最小化系统性能劣化。然而，如果通过超过1比特的比特来子采样W1值，则从代码本排除特定方向的波束组，使得系统性能会被大大劣化。因此，可能优选的是，与秩-2至秩-4相关联地，在W1处执行1-比特子采样，并且在W2处排除更多的比特。

下面的表44示出能够被应用到PUCCH报告模式1-1-2的示例性子采样方法。

[表44]

参见表44，根据Alt-1方案和Alt-2方案，仅在用于秩-1至秩-4的W1处减小1比特，以便防止丢失所有的波束组。因此，根据所请求的带宽来子采样W2。

表45示出在8×2SU-MIMO发射中的基于代码本子采样应用的PUCCH报告模式1-1-1的系统水平性能。表45示出在（4+4）被用作用于秩-1和秩-2的W1和W2比特并且向其应用Alt-1和Alt-2方案的条件下的用于交叉极化的天线结构和共极化的天线结构的平均频谱效率（SE）和小区边缘SE。

[表45]

可以从表45看出，从W2子采样排除8个Tx天线的一些导向向量（steering vector），使得共极化的天线结构的性能劣化相对大于交叉极化的天线结构的性能劣化。另一方面，在交叉极化的天线结构中产生的边界性能劣化。

因此，可以认识到，可以适应于通过在使用由3比特子采样的W1的条件下使用子采样代码本而引起的性能劣化。因此，优选的是，Alt-1方案被应用到PUCCH报告模式1-1-2。

以下，将详细描述能够被应用到PUCCH报告模式2-1的子采样方案。

在PUCCH报告模式2-1中，可以反馈四种报告类型[（RI+PTI）、（W1）_WB、（W2+CQI）_WB、（W2+CQI）_SB]。可以根据PTI选择来改变每一个报告类型。表41示出在PUCCH模式2-1（由在表45中的模式-C表示）的情况下每一个报告类型所需的信令开销。假定在PTI＝1处的（W2+CQI）_SB报告的情况下，在表41中包含用于UE选择的子带的L-比特指示符。

在表41中，在指示PTI＝1的条件下的秩-2、秩-3和秩-4的情况下，用于报告用于（W2+CQI）_SB和SB中的每一个的L-比特指示符所需的开销超过11比特。可以减小相关联的信令开销使得可以重新使用3GPP LTE版本8的PUCCH格式2。为了减小信令开销，可以使用下面两种方法（选项1和选项2）。选项1可以新定义不使用L比特的所选择带指示符的预定SB循环。选项2执行W2子采样，使得可以重新使用L-比特选择的带指示符。

在选项1的情况下，可以通过PUCCH格式2来报告SB CQI和SB W2。然而，根据选项1，增大用于每一个子带的CQI报告循环，使得可以使用预定义的SB时段、在时间选择信道处更灵敏地产生性能劣化。另外，应当在BP（带宽部分）报告持续时间的时段之间报告WB CQI和WB W2，使得可以大大地增大在每一个子带处的CQI报告循环，导致增大的性能劣化。

在选项2的情况下，与L-比特选择的带宽指示符一起报告SB CQI和SB W2，使得用于执行在秩-2、秩-3和秩-4处执行这样的报告所需的比特的数量超过11的特定值。因此，可以应用W2子采样，并且表46示出W2子采样的示例。

[表46]

表47示出在8×2SU-MIMO发射中的在选项2和选项2中使用的PUCCH报告模式2-1的系统水平性能。表47示出在两种方法（选项1和选项2）的情况下用于交叉极化天线结构和共极化的天线结构的平均频谱效率（SE）和小区边缘SE。假定为了测量系统性能，在5ms的每一个报告循环处报告SB CQI和SB W2，并且在45ms的间隔处更新WB W1。另外，假定向选项2应用2-比特子采样的W2。

[表47]

可以从表47看出，选项1的平均SE比选项2的平均SE低3%至4%的系统性能劣化，因为用于选项1的WB CQI/WB W2的报告操作时段大于选项2的WB CQI/WB W2的报告操作时段。例如，以与在5MHz的系统带宽处的预定义SB循环中相同的方式，选项1报告所有子带的CSI，使得WB CQI/WB W2的报告循环大于选项2。

如上所述，选项2具有比选项1高的性能，使得在系统性能上优选的是，包括用于UE选择的带的L-比特指示符，以及向选项2应用W2子采样。另外，已经在传统系统（3GPP LTE版本8系统）中使用UE带选择功能，使得也减小用于选项2实现方式的复杂度。

因此，根据被应用到每一个PUCCH模式的创新的代码本子采样方案，重新使用传统PUCCH格式2，以及可以最小化系统性能劣化。

另一方面，表48示出被应用到在表43、45和47中所示的系统性能的仿真的参数。另外，表49、50和51示出被应用到PUCCH格式1-1-1、PUCCH格式1-1-2和PUCCH格式2-1的系统性能的仿真的参数。

[表48]

[表49]

[表50]

[表51]

实施例4

以下将详细描述能够被应用到其中联合编译W1和W2的情况的W1和W2子采样方法。

在表34的PUCCH报告模式1-1-2中，与WB CQI一起发射W1和W2。在表34中，分别通过I1和I2来表示W1和W2。为了建立可以提供与传统3GPP LTE版本8PUCCH报告方案相同的误差产生概率的反馈模式，可以将用于每一个秩的预编码器所需的比特的数量设置为4。

例如，可以如在表52中所示确定根据每一个秩的W1或W2的比特的数量。在表52中公开的W1和W2索引可以与表11至14中所示的代码本的索引（i1和i2）分别相对应。表52示出W1和W2子采样方法的四个示例。

[表52]

	W1	W2
			秩-1	3比特：{0、2、4、6、8、10、12、14}	1比特：{0、2}
秩-2	3比特：{0、2、4、6、8、10、12、14}	1比特：{0、1}
			秩-3	1比特：{0、2}	3比特：{0、2、4、6、8、10、12、14}
秩-4	1比特：{0、2}	3比特：{0、1、2、3、4、5、6、7}

	W1	W2
			秩-1	3比特：{0、2、4、6、8、10、12、14}	1比特：{0、2}
秩-2	3比特：{0、2、4、6、8、10、12、14}	1比特：{0、1}
			秩-3	1比特：{0、2}	3比特：{2、3、6、7、10、11、14、15}
秩-4	1比特：{0、2}	3比特：{0、1、2、3、4、5、6、7}

	W1	W2
			秩-1	3比特：{0、2、4、6、8、10、12、14}	1比特：{0、2}
秩-2	3比特：{0、2、4、6、8、10、12、14}	1比特：{0、1}
			秩-3	1比特：{0、2}	3比特：{0、1、2、3、8、9、10、11}
秩-4	1比特：{0、2}	3比特：{0、1、2、3、4、5、6、7}

	W1	W2
			秩-1	3比特：{0、2、4、6、8、10、12、14}	1比特：{0、2}
秩-2	3比特：{0、2、4、6、8、10、12、14}	1比特：{0、1}
			秩-3	1比特：{0、2}	3比特：{2、3、4、5、10、11、12、13}
秩-4	1比特：{0、2}	3比特：{0、1、2、3、4、5、6、7}

实施例5

实施例5示出能够被应用到PUCCH报告模式2-1的W2子采样方法。

在表34的PUCCH报告模式2-1中，如果PTI被设置为1（PTI＝1）并且发射SB CQI，则可以在带宽部分（BP）中选择SB CQI。即，在第一报告时间处报告WB CQI和WB W2，以及在第二报告时间的特定BP内来报告所选择的SB CQI与所选择的带索引和SB W2。在表38中，分别通过I1和I2来表示W1和W2。在第三报告时间处，与第二报告时间的SB CQI不同的BP中选择的SB CQI、所选择的带索引和SB W2被报告。

在该情况下，通过4比特或7比特来表示SB CQI。通过2比特来表示所选择的带索引，以及通过4比特来表示SB W2。结果，要在一个报告时间（即，一个子帧）中发射的比特的总和被设置为10或13比特。然而，考虑到能够通过PUCCH被发射的反馈信息的比特的数量（例如，在使用PUCCH格式2的情况下）被限制为11，必须在秩-2或更高处将比特的总数减少2比特。

为了在W2处减少2比特，可以使用表53的W2子带报告。表53示出其中在8Tx天线发射下向秩-2、秩-3和秩-4应用W2子采样的两个示例。

[表53]

	W2
		秩-2	2比特：{0,2,4,6}
秩-3	2比特：{0,4,8,12}
		秩-4	2比特：{0,2,4,6}

	W2
		秩-2	2比特：{0,2,4,6}
秩-3	2比特：{2,3,10,11}
		秩-4	2比特：{0,2,4,6}

在W2子采样的情况下，通过W1和W2来指定预编码器，使得可以不向W1应用子采样，以便防止丢失预编码器元件。

作为根据实施例5的用于通过2比特将W2子采样的详细方法，可以使用在本发明的各种实施例中公开的方法。

以下将参考图22来描述根据本发明实施例的用于报告信道状态信息（CSI）的方法。

与从BS（或eNB）向UE的DL发射相关联地，UE测量DL信道状态，并且通过上行链路来反馈测量结果。例如，如果向BS的DL发射应用8个Tx天线，则BS可以通过8个天线端口（天线端口索引15-22）来发射CSI-RS（信道状态信息-参考信号）。UE可以通过CSI-RS来发射DL信道状态测量结果（RI、PMI、CQI等）。本发明的上述各个示例可以被应用到用于选择/计算RI/PMI/CQI的详细方法。BS可以根据接收的信道状态信息（RI/PMI/CQI）来确定DL发射层的数量、预编码器和MCS（调制编译方案）水平等，使得它可以发射DL信号。

在图22的步骤S2210中，UE可以在第一子帧处发射RI。在步骤S220处，UE可以在第二子帧处发射第一PMI、第二PMI和宽带（WB）CQI。通过第一PMI和第二PMI的组合，可以指示UE优选的预编码矩阵。例如，第一PMI可以指示向上述的UL发射应用的预编码矩阵的候选者，以及第二PMI可以指示来自上述的候选者之中的一个预编码矩阵。

可以向第一PMI（i1或W1）和第二PMI（i2或W2）应用子采样代码本。该子采样代码本可以表示仅由在表11至18中所示的代码本的一些索引构成的代码本。

在子采样应用之前获取的代码本下的秩-1和秩-2的情况下，对于第一PMI需要4比特，以及对于第二PMI需要4比特。另一方面，在根据本实施例的在子采样代码本下的秩-2至秩-4的情况下，通过4比特的长度来表示第一PMI和第二PMI的和。在秩-1或秩-2的情况下，第一PMI可以具有3比特的长度，并且第二PMI可以具有1比特的长度。在秩-1的情况下，第一PMI可以具有0、2、4、6、8、10、12和14中的任何一个，并且第二PMI可以具有0和2中的一个。在秩-2的情况下，第一PMI可以具有0、2、4、6、8、10、12和14中的任何一个，并且第二PMI可以具有0和1中的一个。

在秩-3或秩-4中，第一PMI可以具有1比特的长度，并且第二PMI可以具有3比特的长度。在秩-3中，第一PMI可以具有0和2中的任何一个，并且第二PMI可以具有0、1、2、3、8、9、10和11中的任何一个。在秩-4中，第一PMI可以具有0和2中的任何一个，并且第二PMI可以具有0、1、2、3、4、5、6和7中的任何一个。

可以在每一个UL子帧内通过PUCCH来发射信道状态信息（CSI）（即，RI、第一PMI、第二PMI和CQI）。换句话说，可以周期地发射CSI，并且可以响应于每个报告循环来发射每一个CSI（联合编译的RI、第一PMI/CQI和第二PMI）。可以根据本发明的上述各种示例来确定CSI报告循环。

根据在图22中所示的CSI发射方法，可以独立地应用在本发明的各种实施例中公开的每一个项目，或者可以同时应用两个或更多实施例。为了说明的方便和清楚，可以在此省略相同的部分。

由本发明提出的相同原理可以不仅被应用到用于在基站（BS）和中继节点（RN）之间的一个MIMO发射（即，在回程上行链路和回程下行链路之间的MIMO发射）的CSI反馈，而且被应用到用于在RN和UE之间的另一个MIMO发射（即，在接入上行链路和接入下行链路之间的MIMO发射）的CSI反馈。

图23是图示根据本发明实施例的eNB设备和用户装置（UE）设备的框图。

参见图23，eNB设备2310可以包括接收（Rx）模块2311、发射（Tx）模块2312、处理器2313、存储器2314和多个天线2315。可以在支持MIMO发射和接收的eNB设备中包含多个天线2315。接收（Rx）模块2311可以在从UE开始的上行链路上接收各种信号、数据和信息。发射（Tx）模块2312可以在用于UE的下行链路上发射各种信号、数据和信息。处理器2313可以向eNB设备2310提供整体控制。

根据本发明的一个实施例的eNB设备2310可以被配置来通过最多8个Tx天线来发射DL发射，以及从UE设备2320接收DL发射的CSI。eNB设备2310的处理器2313可以通过Rx模块2311在第一子帧处接收秩指示符（RI），以及可以在第二子帧接收第一PMI、第二PMI和WB CQI。在该情况下，可以通过第一PMI和第二PMI的组合来指示UE优选的预编码矩阵。另外，向第一PMI和第二PMI应用子采样代码本，以及在该子采样代码本中，用于秩-1至秩-4中的每一个的第一PMI和第二PMI的和可以由4比特构成。

此外，eNB设备2310的处理器2313处理在eNB设备2310处接收的信息和发射信息。存储器2314可以将所处理的信息存储预定时间。存储器2314可以被替换为诸如缓冲器（未示出）的部件。

参见图23，UE设备2320可以包括接收（Rx）模块2321、发射（Tx）模块2322、处理器2323、存储器2324和多个天线2325。可以在支持MIMO发射和接收的UE设备中包含多个天线2325。接收（Rx）模块2321可以在从eNB开始的下行链路上接收各种信号、数据和信息。发射（Tx）模块2322可以在用于eNB的上行链路上发射各种信号、数据和信息。处理器2323可以向eNB设备2310提供整体控制。

根据本发明的一个实施例的UE设备2320可以被配置来通过最多8个Tx天线来发射DL发射，并且向eNB设备2310反馈DL发射的CSI。UE设备2320的处理器2323可以通过Tx模块2322在第一子帧处发射秩指示符（RI），以及可以在第二子帧处发射第一PMI、第二PMI和WB CQI。在该情况下，可以通过第一PMI和第二PMI的组合来指示UE优选的预编码矩阵。另外，向第一PMI和第二PMI应用子采样代码本，以及在该子采样代码本中，用于秩-1至秩-4中的每一个的第一PMI和第二PMI的和可以由4比特构成。

此外，UE设备2320的处理器2323处理在UE设备2320处接收的信息以及发射信息。存储器2324可以将所处理的信息存储预定时间。存储器2324可以被替换为诸如缓冲器（未示出）的组件。

与上述的eNB和UE设备相关联地，可以独立于彼此地使用在上述实施例中描述的内容，或者可以同时应用两个或更多实施例，并且为了说明的方便和清楚，可以在此省略相同的部分。

在图23中所示的eNB设备2310也可以被应用到作为DL发射实体或UL接收实体的中继节点（RN），以及在图23中所示的UE设备2320也可以被应用到作为DL接收实体或UL发射实体的中继节点（RN）。

可以通过诸如硬件、固件、软件或它们的组合的各种方式来实现本发明的上述实施例。

在通过硬件实现本发明的情况下，可以利用专用集成电路（ASIC）、数字信号处理器（DSP）、数字信号处理装置（DSPD）、可编程逻辑器件（PLD）、现场可编程门阵列（FPGA）、处理器、控制器、微控制器、微处理器等来实现本发明。

如果通过固件或软件来实现本发明的操作或功能，则可以以例如模块、过程、函数等的各种格式的形式来实现本发明。可以在存储器单元中存储软件代码，使得可以通过处理器来驱动它。存储器单元位于处理器内部或外部，使得它可以经由各种公知部件来与上述处理器进行通信。

已经给出了本发明的示例性实施例的详细说明以使得本领域内的技术人员能够实现和实施本发明。虽然已经参考示例性实施例而描述了本发明，但是本领域内的技术人员可以明白，在不偏离所附的权利要求中描述的本发明的精神或范围的情况下，可以在本发明中进行各种修改和改变。例如，本领域内的技术人员可以彼此组合地使用在上面的实施例中描述的每种构造。因此，本发明应当不限于在此所述的特定实施例，但是应当符合与在此公开的原理和新颖特征一致的最宽范围。

本领域内的技术人员可以明白，在不偏离本发明的精神和必要特性的情况下，可以以除了在此给出的方式之外的其他特定方式来执行本发明。因此，在所有方面将上面的示例性实施例解释为说明性的，而不是限制性的。应当通过所附的权利要求和它们的合法等同内容而不是通过上面的说明来确定本发明的范围，并且在所附的权利要求的含义和等同范围内的所有改变意欲被涵盖在其中。此外，对于本领域内的技术人员显然的是，在所附的权利要求中未明确引用的权利要求可以作为本发明的示例性实施例组合地呈现或通过在提交申请之后的随后修改作为新的权利要求被包括。

【工业应用性】

本发明的实施例可应用于各种移动通信系统（例如，基于多址技术的_OFDMA、SC-FDMA、CDMA和TDMA通信系统）。

Claims

1.一种用于在无线通信系统中经由上行链路来发射下行链路发射的信道状态信息（CSI）的方法，所述方法包括：

在第一子帧发射秩指示符（RI）；以及

在第二子帧发射第一预编码矩阵指示符（PMI）、第二PMI和宽带（WB）信道质量指示符（CQI），

其中，通过所述第一PMI和所述第二PMI的组合来指示用户设备（UE）优选的预编码矩阵，以及

向所述第一PMI和所述第二PMI应用用于来自秩-1至秩-4的秩的每个预编码代码本的子采样代码本，以及用于秩-1至秩-4中的每一个的第一PMI和第二PMI的和由4个比特构成。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，与所述秩-1和所述秩-2中的每个相关联地，所述第一PMI由在所述子采样代码本中的3比特构成，以及所述第二PMI由1个比特构成。

3.根据权利要求2所述的方法，其中，通过下面的表来表示用于所述秩-1的预编码代码本：

[表]

其中，通过来表示，以及通过

v_{m} = {[\begin{matrix} 1 & e^{j 2 πm / 32} & e^{j 4 πm / 32} & e^{j 6 πm / 32} \end{matrix}]}^{T}

来表示v_m，以及

在所述秩-1的情况下，所述第一PMI被设置为0、2、4、6、8、10、12和14中的任何一个，以及所述第二PMI被设置为0和2中的任何一个。

4.根据权利要求2所述的方法，其中，通过下面的表来表示用于所述秩-2的预编码代码本：

[表]

其中，通过

来表示

，以及通过

v_{m} = {[\begin{matrix} 1 & e^{j 2 πm / 32} & e^{j 4 πm / 32} & e^{j 6 πm / 32} \end{matrix}]}^{T}

来表示v_m，以及

在所述秩-2的情况下，所述第一PMI被设置为0、2、4、6、8、10、12和14中的任何一个，以及所述第二PMI被设置为0和1中的任何一个。

5.根据权利要求1所述的方法，其中，与所述秩-3和所述秩-4中的每个相关联地，所述第一PMI由在所述子采样代码本中的1个比特构成，以及所述第二PMI由3个比特构成。

6.根据权利要求5所述的方法，其中，通过下面的表来表示用于所述秩-3的预编码代码本：

[表]

其中，通过

来表示

，以及通过

v_{m} = {[\begin{matrix} 1 & e^{j 2 πm / 32} & e^{j 4 πm / 32} & e^{j 6 πm / 32} \end{matrix}]}^{T}

来表示v_m，以及

在所述秩-3的情况下，所述第一PMI被设置为0和2中的任何一个，以及所述第二PMI被设置为0、1、2、3、8、9、10和11中的任何一个。

7.根据权利要求5所述的方法，其中，通过下面的表来表示用于所述秩-4的预编码代码本：

[表]

其中，通过

来表示，以及通过

v_{m} = {[\begin{matrix} 1 & e^{j 2 πm / 32} & e^{j 4 πm / 32} & e^{j 6 πm / 32} \end{matrix}]}^{T}

来表示v_m，以及

在所述秩-4的情况下，所述第一PMI被设置为0和2中的任何一个，以及所述第二PMI被设置为0、1、2、3、4、5、6和7中的任何一个。

8.根据权利要求1所述的方法，其中：

通过所述第一子帧的物理上行链路控制信道（PUCCH）来发射所述RI，以及

通过所述第二子帧的PUCCH来发射所述第一PMI、所述第二PMI和所述CQI。

9.根据权利要求1所述的方法，其中，在下行链路8个发射（Tx）天线的信道状态信息（CSI）中包含所述RI、所述第一PMI、所述第二PMI和所述CQI。

10.根据权利要求1所述的方法，其中：

根据第一报告循环来发射所述RI，以及

根据第二报告循环来发射所述第一PMI、所述第二PMI和所述CQI。

11.一种用于在无线通信系统中经由上行链路来接收下行链路发射的信道状态信息（CSI）的方法，所述方法包括：

在第一子帧接收秩指示符（RI）；以及

在第二子帧接收第一预编码矩阵指示符（PMI）、第二PMI和宽带（WB）信道质量指示符（CQI），

12.根据权利要求11所述的方法，其中，与所述秩-1和所述秩-2中的每个相关联地，所述第一PMI由在所述子采样代码本中的3比特构成，以及所述第二PMI由1个比特构成。

13.根据权利要求12所述的方法，其中，通过下面的表来表示用于所述秩-1的预编码代码本：

[表]

其中，通过

来表示

，以及通过

v_{m} = {[\begin{matrix} 1 & e^{j 2 πm / 32} & e^{j 4 πm / 32} & e^{j 6 πm / 32} \end{matrix}]}^{T}

来表示v_m，以及

14.根据权利要求12所述的方法，其中，通过下面的表来表示用于所述秩-2的预编码代码本：

[表]

其中，通过

来表示

，以及通过

v_{m} = {[\begin{matrix} 1 & e^{j 2 πm / 32} & e^{j 4 πm / 32} & e^{j 6 πm / 32} \end{matrix}]}^{T}

来表示v_m，以及

15.根据权利要求11所述的方法，其中，与所述秩-3和所述秩-4中的每个相关联地，所述第一PMI由在所述子采样代码本中的1个比特构成，以及所述第二PMI由3个比特构成。

16.根据权利要求15所述的方法，其中，通过下面的表来表示用于所述秩-3的预编码代码本：

[表]

其中，通过

来表示，以及通过

v_{m} = {[\begin{matrix} 1 & e^{j 2 πm / 32} & e^{j 4 πm / 32} & e^{j 6 πm / 32} \end{matrix}]}^{T}

来表示v_m，以及

17.根据权利要求15所述的方法，其中，通过下面的表来表示用于所述秩-4的预编码代码本：

[表]

其中，通过

来表示

，以及通过

v_{m} = {[\begin{matrix} 1 & e^{j 2 πm / 32} & e^{j 4 πm / 32} & e^{j 6 πm / 32} \end{matrix}]}^{T}

来表示v_m，以及

18.根据权利要求11所述的方法，其中：

通过所述第一子帧的物理上行链路控制信道（PUCCH）来接收所述RI，以及

通过所述第二子帧的PUCCH来接收所述第一PMI、所述第二PMI和所述CQI。

19.根据权利要求11所述的方法，其中，在下行链路8个发射（Tx）天线的信道状态信息（CSI）中包含所述RI、所述第一PMI、所述第二PMI和所述CQI。

20.根据权利要求11所述的方法，其中：

根据第一报告循环来接收所述RI，以及

根据第二报告循环来接收所述第一PMI、所述第二PMI和所述CQI。

21.一种在无线通信系统中经由上行链路来发射下行链路发射的信道状态信息（CSI）的用户设备（UE），包括：

接收模块，所述接收模块用于从基站（BS）接收下行链路信号；

发射模块，所述发射模块用于向所述基站（BS）发射上行链路信号；以及

处理器，所述处理器用于控制包括所述接收模块和所述发射模块的用户设备（UE），

其中，所述处理器通过所述发射模块来在第一子帧发射秩指示符（RI），以及在第二子帧发射第一预编码矩阵指示符（PMI）、第二PMI和宽带（WB）信道质量指示符（CQI），

通过所述第一PMI和所述第二PMI的组合来指示UE优选的预编码矩阵，以及

22.一种在无线通信系统中经由上行链路来接收下行链路发射的信道状态信息（CSI）的基站（BS），包括：

接收模块，所述接收模块用于从用户设备（UE）接收上行链路信号；

发射模块，所述发射模块用于向所述用户设备（UE）发射下行链路信号；以及

处理器，所述处理器用于控制包括所述接收模块和所述发射模块的基站（BS），

其中，所述处理器通过所述接收模块来在第一子帧接收秩指示符（RI），以及在第二子帧接收第一预编码矩阵指示符（PMI）、第二PMI和宽带（WB）信道质量指示符（CQI），

通过所述第一PMI和所述第二PMI的组合来指示UE优选的预编码矩阵，以及向所述第一PMI和所述第二PMI应用用于来自秩-1至秩-4的秩的每个预编码代码本的子采样代码本，以及用于秩-1至秩-4中的每一个的第一PMI和第二PMI的和由4个比特构成。