WO2014035101A1 - 무선 통신 시스템에서 코드북 기반 신호 전송 방법 및 장치 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 코드북 기반 신호 전송 방법 및 장치 Download PDF

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WO2014035101A1
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precoding
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김진민
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    • H04L5/0091—Signaling for the administration of the divided path

Definitions

  • the following description relates to a wireless communication system, and more particularly, to a codebook based signal transmission method and apparatus.
  • MIMO Multiple i-Input
  • the channel status information is fed back from the MIM0 receiver and used by the MIMO transmitter.
  • the receiver may determine the CSI by performing channel measurement using a predetermined reference signal (RS) from the transmitter.
  • RS reference signal
  • a method of transmitting channel state information in a terminal of a wireless communication system measuring a downlink channel from a downlink signal received from a base station; ; Determining a first precoding matrix indicator (PMI) and a second PMI for the downlink channel based on the measurements for the downlink channel; And transmitting the first PMI and the second PMI to the base station, wherein the first PMI comprises a first precoding vector comprising a first elevation angle component for the multiple antennas of the base station.
  • PMI precoding matrix indicator
  • the second PMI indicates a second precoding vector comprising a second elevation component and an azimuth angle component for the multiple antennas of the base station, wherein the second elevation component corresponds to the first elevation component of the first elevation component. Can be determined based on the value.
  • a terminal apparatus for transmitting channel state information in a wireless communication system includes: a receiver; A transmitter, comprising : and a processor, the processor measures a downlink channel from a downlink signal received through a receiver from a base station; Determine a first precoding matrix indicator (PMI) and a second PMI for the downlink channel based on the measurements for the downlink channel; The first is set up to use the PMI and the 'transmitter for the first 2 PMI transmission to the base station, the first PMI is the first free, including a first elevation angle (elevation angle) components of the multiple antennas of the base station Indicating a coding vector, wherein the second PMI indicates a second precoding vector including a second elevation component and an azimuth angle component for the multiplex antenna of the base station, wherein the second elevation component is the first elevation component; It can be determined based on the value of the elevation component.
  • PMI precoding matrix indicator
  • a method for receiving channel state information in a base station of a wireless communication system includes a downlink signal used for measuring a downlink channel of a terminal. Transmitting to; And receiving, from the terminal, a first precoding matrix indicator (PMI) and a second PMI determined based on the measurement for the downlink channel, wherein the first PMI is a first for multiple antennas of the base station; A first precoding vector comprising an elevation angle component, wherein the second PMI is a second elevation component and an azimuth for the multiple antennas of the base station; and a second precoding vector comprising a component, wherein the second elevation component may be determined based on the value of the first elevation component.
  • PMI precoding matrix indicator
  • a base station apparatus for receiving channel state information in a wireless communication system includes a receiver; transmitter; And a processor, wherein the processor transmits a downlink signal used for downlink channel measurement of the terminal to the terminal using the transmitter; A first precoding matrix indicator (PMI) and a second PMI determined based on the measurement for the downlink channel are configured to be received from the terminal using the receiver, and the first PMI is configured for multiple antennas of the base station.
  • PMI precoding matrix indicator
  • a first precoding vector comprising a first elevation angle component, wherein the second PMI includes a second elevation angle component and an azimuth angle component for the multiple antennas of the base station; Indicating a vector, the second elevation component may be determined based on the value of the first elevation component.
  • a 2 + b 2 l
  • a may be the first elevation component
  • b may be the second elevation component
  • a + b l
  • a may be the first elevation angle component
  • b may be the second elevation angle component
  • [14] and b may be the second elevation component.
  • a specific precoding matrix is indicated in a predefined codebook by the combination of the first PMI and the second PMI, and the predefined codebook includes candidates of the first precoding vector and the second. It may include a plurality of precoding matrices determined by a combination of candidates of the precoding vector.
  • Each of the elements of the precoding matrix determined by the combination of the first precoding vector and the second precoding vector may be mapped to each of the multiple antennas.
  • the combination of the first precoding vector and the second precoding vector may be defined by a dot product, a Kronecker product, or a product of the first precoding vector and the second precoding vector. .
  • a signal transmission method and apparatus using a codebook capable of efficiently supporting MIM0 transmission supporting a two-dimensional antenna configuration can be provided.
  • a signal transmission method and apparatus using a codebook that can reduce feedback overhead while maintaining system performance for MIM0 transmission through a two-dimensional transmission antenna can be provided.
  • 1 is a diagram for explaining the structure of a radio frame.
  • 2 illustrates a resource grid in a downlink slot.
  • 3 shows a structure of a downlink subframe.
  • FIG. 5 is a configuration diagram of a wireless communication system having multiple antennas.
  • FIG. 6 illustrates a basic concept of codebook based precoding.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating examples of beamforming according to a 2D antenna configuration.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating an example of a correlation between a first elevation component a of a z and a second elevation component b of.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating another example of the correlation between the first elevation component a of and the second elevation component b of. ⁇
  • FIG. 12 is a flowchart illustrating a method of transmitting and receiving channel state information according to the present invention.
  • FIG. 13 is a diagram showing the configuration of a preferred embodiment of a terminal apparatus and a base station apparatus according to the present invention.
  • each component or feature may be considered to be optional unless otherwise stated.
  • Each component or feature may be embodied in a form that is not combined with other components or features.
  • some components and / or features may be combined to form an embodiment of the present invention.
  • the order of the operations described in the embodiments of the present invention may be changed. Some configurations or features of one embodiment may be included in another embodiment or may be substituted for components or features of another embodiment.
  • Embodiments of the present invention will be described with reference to the relationship between data transmission and reception between a base station and a terminal.
  • the base station has a meaning as a terminal node of the network that directly communicates with the terminal.
  • Certain operations described as being performed by the base station in this document may be performed by an upper node of the base station in some cases. That is, it is obvious that various operations performed for communication with a terminal in a network including a plurality of network nodes including a base station may be performed by the base station or network nodes other than the base station.
  • a 'base station (BS)' may be replaced by terms such as a fixed station, a Node B, an eNode B (eNB), and an access point (AP).
  • the repeater may be replaced by terms such as relay node (RN) and relay station (RS).
  • RN relay node
  • RS relay station
  • 'terminal' may be replaced with terms such as a user equipment (UE), a mobile station (MS), a mobile subscriber station (MSS), and a subscriber station (SS).
  • UE user equipment
  • MS mobile station
  • MSS mobile subscriber station
  • SS subscriber station
  • Embodiments of the present invention may be supported by standard documents disclosed in at least one of wireless access systems IEEE 802 system, 3GPP system, 3GPP LTE and LTE-Advanced (LTE-A) system and 3GPP2 system. That is, steps or parts which are not described to clearly reveal the technical spirit of the present invention among the embodiments of the present invention may be supported by the above documents. In addition, all terms disclosed in the present document can be described by the above standard document.
  • CDMA code division multiple access
  • FDMA frequency division multiple access
  • TDMA time division multiple access
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • SC-FDMA single-carrier frequency division multiple
  • CDMA may be implemented with radio technologies such as UTRA Universai Terrestrial Radio Access) or CDMA2000.
  • TDMA may be implemented in a wireless technology such as Global System for Mobile Communications (GSM) / General Packet Radio Service (GPRS) / Enhanced Data Rates for GSM Evolution (EDGE).
  • GSM Global System for Mobile Communications
  • GPRS General Packet Radio Service
  • EDGE Enhanced Data Rates for GSM Evolution
  • 0FDMA may be implemented in a wireless technology such as IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, Evolved UTRA (E-UTRA).
  • UTRA is Universal Mobile It is part of Telecommunications System.
  • 3rd Generation Partnershi Project (3GPP) LTEdong term evolution (3GPP) is a part of E to UMTS (Evolved UMTS) using EHJTRA, and employs 0FDMA in downlink and SC-FDMA in uplink.
  • LTE-A Advanced is the evolution of 3GPP LTE.
  • WiMAX can be described by the IEEE 802.16e standard (WirelessMAN-OFDMA Reference System) and the advanced IEEE 802.16m standard (WirelessMAN-OFDMA Advanced system).
  • IEEE 802.16e WiMA-OFDMA Reference System
  • advanced IEEE 802.16m WiMA-OFDMA Advanced system
  • 1 is a diagram for explaining the structure of a radio frame.
  • uplink / downlink data packet transmission is performed in subframe units, and one subframe is defined as a predetermined time interval including a plurality of 0FDM symbols.
  • the 3GPP LTE standard supports a type 1 radio frame structure applicable to FDE Frequency Division Duplex) and a type 2 radio frame structure applicable to TDDCTime Division Duplex).
  • FIG. 1 (a) is a diagram illustrating a structure of a type 1 radio frame.
  • the downlink radio frame consists of 10 subframes, and one subframe consists of two slots in the time domain.
  • the time taken for one subframe to be transmitted is called a transmission time interval (TTI).
  • TTI transmission time interval
  • one subframe may have a length of 1 ms and one slot may have a length of 0.5 ms.
  • One slot includes a plurality of 0FDM symbols in the time domain and includes a plurality of resource blocks (RBs) in the frequency domain.
  • RBs resource blocks
  • the 0FDM symbol represents one symbol period.
  • the 0FOM symbol may also be referred to as an SC-FDMA symbol or symbol period.
  • a resource block (RB) is a resource allocation unit and may include a plurality of consecutive subcarriers in one slot.
  • the number of DM symbols included in one slot may vary according to the configuration of a cyclic prefix (CP).
  • the CP includes an extended CKextended CP and a normal CP normal CP.
  • the number of 0FDM symbols included in one slot may be seven.
  • the 0FDM symbol is configured by an extended CP, the length of one 0FDM symbol is increased,
  • the number of OFDM symbols included in the slot is smaller than that of the normal CP.
  • the number of OFDM symbols included in one slot may be six. If the channel state is unstable, such as when the terminal moves at a high speed, an extended CP may be used to further reduce intersymbol interference.
  • one slot When a normal CP is used, one slot includes 7 OFDM symbols, and thus, one subframe includes 14 OFDM symbols.
  • the first two or three OFDM symbols of each subframe may be allocated to a physical downlink control channel (PDCCH), and the remaining OFDM symbols may be allocated to a physical downlink shared channel (PDSCH).
  • PDCCH physical downlink control channel
  • PDSCH physical downlink shared channel
  • FIG. 1B is a diagram illustrating a structure of a type 2 radio frame.
  • FIG. Type 2 radio frames consist of two half frames, each of which has five subframes, a downlink pilot time slot (DwPTS), a guard period (GP), and an uplink pilot time slot (UpPTS).
  • DwPTS downlink pilot time slot
  • GP guard period
  • UpPTS uplink pilot time slot
  • One subframe consists of two slots.
  • DwPTS is used for initial cell search, synchronization, or channel estimation at the terminal.
  • UpPTS is used for channel estimation at the base station and synchronization of uplink transmission of the terminal.
  • the guard period is a period for removing interference generated in the uplink due to the multipath delay of the downlink signal between the uplink and the downlink.
  • one subframe consists of two slots regardless of the radio frame type.
  • the structure of the radio frame is merely an example, and the number of subframes included in the radio frame, the number of slots included in the subframe, and the number of symbols included in the slot may be variously changed.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a resource grid in a downlink slot.
  • one downlink slot includes seven 0FDM symbols in the time domain and one resource block (RB) includes 12 subcarriers in the frequency domain, the present invention is not limited thereto.
  • RB resource block
  • one slot includes 70 FDM symbols, but in the case of an extended CP, one slot may include 60 FDM symbols.
  • Each element on the resource grid is called a resource element.
  • One resource block includes 12 ⁇ 7 resource elements.
  • the number of N DLs depends on the downlink transmission bandwidth.
  • the structure of the uplink slot may be the same as the structure of the downlink slot.
  • 3 is a diagram illustrating a structure of a downlink subframe.
  • a maximum of three 0FOM symbols in the front part of the first slot in one subframe corresponds to a control region to which a control channel is allocated.
  • the remaining OFDM symbols correspond to data regions to which a physical downlink shared channel (PDSCH) is allocated.
  • PDSCH physical downlink shared channel
  • Downlink control channels used in the 3GPP LTE system include, for example, a physical control format indicator channel (PCFICH), a physical downlink control channel (PDCCH), and physical HARQ indicator channel (Physical Hybrid automatic repeat request Indicator Channel; PHICH).
  • the PCFICH is transmitted in the first OFDM symbol of a subframe and includes information on the number of OFDM symbols used for control channel transmission in the subframe.
  • the PHICH includes a HARQ ACK / NACK signal as a male answer for uplink transmission.
  • Control information transmitted through the PDCCH is referred to as downlink control information (DCI).
  • DCI includes uplink or downlink scheduling information or an uplink transmit power control command for a certain terminal group.
  • the PDCCH includes a resource allocation and transmission format of a DL shared channel (DL-SCH), resource allocation information of a UL shared channel (UL-SCH), paging information of a paging channel (PCH), system information on a DL-SCH, and a PDSCH.
  • Resource allocation of a higher layer control message such as a random access response transmitted to a mobile station, a set of transmit power control commands for individual terminals in an arbitrary terminal group, transmission power control information, and activation of VoIPCVoice over IP). It may include.
  • a plurality of PDCCHs may be transmitted in the control region, and the terminal may monitor the plurality of PDCCHs.
  • PDCCH is a control channel element to one or more continuous; is transmitted to the combination (aggregation) of the (Control Channel Element 'CCE).
  • CCE is a logical allocation unit used to provide a PDCCH at a coding rate based on the state of a radio channel.
  • the CCE processes multiple resource element groups.
  • the format of the PDCCH and the number of available bits are determined according to the correlation between the number of CCEs and the coding rate provided by the CCEs.
  • the base station determines the PDCCH format according to the DCI transmitted to the terminal and adds a Cyclic Redundancy Check (CRC) to the control information.
  • CRC Cyclic Redundancy Check
  • RNTI Radio Network Temporary Identifier
  • the PDCCH is for a specific terminal, the cell-RNTKC-RNTI) identifier of the terminal may be masked to the CRC.
  • P-RNTI paging indicator identifier
  • SI-RNTI system information identifier and system information RNTI
  • RA-RNTI Random Access-RNTI
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a structure of an uplink subframe.
  • the uplink subframe may be divided into a control region and a data region in the frequency domain.
  • a physical uplink control channel (PUCCH) including uplink control information is allocated to the control region.
  • a physical uplink shared channel (PUSCH) including user data is allocated.
  • PUCCH for one UE is allocated to an RB pair in a subframe. Resource blocks belonging to a resource block pair occupy different subcarriers for two slots. This is called that the resource block pair allocated to the PUCCH is frequency-hopped at the slot boundary.
  • FIG. 5 is a configuration diagram of a wireless communication system having multiple antennas.
  • the number of antennas is proportional to the number of antennas, unlike when only a plurality of antennas are used in a transmitter or a receiver.
  • Theoretical channel transmission capacity is increased. Therefore, the transmission rate can be improved and the frequency efficiency can be significantly improved.
  • the transmission rate is theoretically the maximum transmission rate with a single antenna. 0 ) may increase as the rate of increase () multiplied.
  • Equation 1 R t -min (N T , N R )
  • the research trends related to multi-antennas to date include the study of information theory aspects related to the calculation of multi-antenna communication capacity in various channel and multi-access environments, the measurement of radio channels and model derivation of multi-antenna systems, and the improvement of transmission reliability Research is being actively conducted from various viewpoints, such as research on space-time signal processing technology for improving data rate.
  • the transmission information may be expressed as follows.
  • each transmission information The transmit power may be different.
  • Each transmit power In this case, the transmission information whose transmission power is adjusted may be expressed as follows.
  • S may be expressed as follows using the diagonal matrix P of the transmission power.
  • a transmission signals actually transmitted by applying a weighting matrix W to the information vector S whose transmission power is adjusted Consider the case where ⁇ is configured.
  • the weighting matrix W plays a role in properly distributing transmission information to each antenna according to a transmission channel situation.
  • vector X can be expressed as:
  • 3 ⁇ 4 means a weight between the / th transmit antenna and the / th information.
  • W is also called a precoding matrix
  • the reception signal is a reception signal of each antenna when there are ⁇ ⁇ reception antennas. Can be expressed as a vector as
  • channels may be classified according to transmit / receive antenna indexes.
  • the channel passing from the transmitting antenna / to the receiving antenna / will be denoted by. Note that in the order of the index, the receive antenna index is first, and the index of the transmit antenna is later.
  • FIG. 5 (b) is a diagram illustrating a channel to the receiving antenna / in ⁇ ⁇ transmit antennas.
  • the channels may be bundled and displayed in the form of a vector and a matrix.
  • a channel arriving from a total of yVr transmit antennas to a receive antenna / may be represented as follows.
  • the real channel is added with Additive White Gaussian Noise (AWGN) after passing through the channel matrix H.
  • AWGN Additive White Gaussian Noise
  • the white noises " 1, " 2 , '&quot ;, &quot ; ⁇ &quot ; added to each of the R reception antennas can be expressed as follows.
  • the received signal may be expressed as follows.
  • the number of rows and columns of the channel matrix H indicating the channel state is determined by the number of transmit / receive antennas.
  • the number of rows in the channel matrix H is received.
  • the number of antennas is equal, and the number of columns is equal to the number N of transmitting antennas. That is, the channel matrix H is a matrix y ⁇ XyV?
  • the rank of a matrix is defined as the minimum number in increments of the number of rows or columns that are independent of each other. Thus, the tank of the matrix cannot be larger than the number of rows or columns.
  • the tank ra (H) of the channel matrix H is limited as follows.
  • rank (W) ⁇ min (N T , N R ) [92]
  • rank can be defined as the number of nonzero eigenvalues when the matrix is subjected to eigen value decomposition.
  • another definition of a tank might be singular value decomposition. At this time, it can be defined as the number of nonzero singular values.
  • rank in the channel matrix The physical meaning of is the maximum number of different information that can be sent on a given channel.
  • 'tank' for MIM0 transmission refers to the number of paths that can independently transmit a signal at a specific time point and a specific frequency resource, and 'number of layers' It represents the number of signal streams transmitted through each path.
  • the transmitting end since the transmitting end transmits a number of layers corresponding to the number of tanks used for signal transmission, unless otherwise specified, a tank has the same meaning as the number of layers.
  • the MIM0 method can be classified into an open loop and a closed loop.
  • the open loop MIM0 scheme means that the transmitter performs MIM0 transmission without feedback of the channel state information from the MIM0 receiver.
  • the closed-loop MIM0 scheme means that the MIM0 transmission is performed by the transmitter by receiving the channel state information from the MIM0 receiver.
  • each of the transmitting end and the receiving end may perform the bumping based on the channel state information in order to obtain a multiplexing gain of the MIM0 transmitting antenna.
  • the transmitting end eg, the base station
  • the UE estimates a downlink channel using a cell-specific reference signal (CRS) and / or a channel st information-reference signal (CSI-RS). And / or measurements can be performed.
  • the channel state information (CSI) fed back to the base station by the terminal may include a rank indicator (RI), a precoding matrix index (PMI), and a channel quality indicator (CQI). .
  • RI is information about a channel rank.
  • the rank of a channel refers to the maximum number of layers (or streams) that can send different information over the same time-frequency resource.
  • the tank value is mainly due to the long term fading of the channel. As such, it can be fed back over a generally longer period (ie less frequently) compared to PMI and CQI.
  • the PMI is information about a precoding matrix used for transmission from a transmitter and is a value reflecting spatial characteristics of a channel.
  • Precoding means mapping a transmission layer to a transmission antenna, and a layer-antenna mapping relationship can be determined by a precoding matrix.
  • the PMI corresponds to a precoding matrix index of a base station preferred by a terminal based on metrics such as Signal to Noise and Noise Ratio (SINR).
  • SINR Signal to Noise and Noise Ratio
  • a scheme in which the transmitter and the receiver share a codebook including various precoding matrices in advance, and a method of feeding back only an index indicating a specific precoding matrix in the corresponding codebook may be used.
  • the PMI may be determined based on the most recently reported RI.
  • the CQI is information indicating channel quality or channel strength.
  • CQI may be expressed as a predetermined MCS combination. That is, the fed back CQI index indicates a corresponding modulation scheme and code rate.
  • the CQI sets a specific resource region (eg, a region specified by a valid subframe and / or a physical resource block) as a CQI reference resource, and assumes that a PDSCH transmission exists in the corresponding CQI reference resource. It can be calculated assuming that the PDSCH can be received without exceeding the probability (eg, 0.1).
  • the CQI is a value that reflects the received SINR that can be obtained when the base station configures the spatial channel using the PMI.
  • the CQI may be calculated based on the most recently reported RI and / or PMI.
  • a system supporting an extended antenna configuration (eg, LTE-A system) is considering obtaining additional multi-user diversity using a multi-user-MIM0 (MU-MIM0) scheme.
  • MU-MIM0 multi-user-MIM0
  • since interference channels exist between terminals multiplexed in an antenna domain when a base station performs downlink transmission using channel state information fed back by one terminal among multiple users, the terminal is transmitted to another terminal. It is necessary to prevent interference from occurring. Therefore, in order for the MU-MIM0 operation to be performed correctly, channel state information with higher accuracy than the single user -MIM0 (SU-MIM0) method must be fed back.
  • SU-MIM0 single user -MIM0
  • a new CSI feedback scheme that improves the existing CSI composed of RI, PMI, and CQI may be applied.
  • precoding information fed back by the receiving end may be indicated by a combination of two PMIs (eg, il and i2).
  • PMIs eg, il and i2
  • more sophisticated PMIs can be fed back, and more sophisticated CQIs can be calculated and reported based on these sophisticated PMIs.
  • the CSI may be periodically transmitted through the PUCCH or aperiodically through the PUSCH. Also, which of the RI, the first PMI (eg, W1), the second PMI (eg, W2), CQI is fed back, whether the fed back PMI and / or CQI is for wideband (WB) or Depending on whether it is for a subband (SB), various reporting modes can be defined.
  • W1 wideband
  • W2 wideband
  • SB subband
  • precoding that appropriately distributes transmission information to each antenna may be applied.
  • Codebook-based precoding scheme predetermines a set of precoding matrixes at the transmitter and receiver, and determines the best precoding matrix (ie, PMI) by the receiver measuring channel information from the transmitter.
  • Feedback to the transmitter, and the transmitter refers to a technique for applying the appropriate precoding to the signal transmission based on the PMI. Since an appropriate precoding matrix is selected from a predetermined set of precoding matrices, the optimal precoding is not always applied, but the feedback is compared to explicitly feeding back the optimal precoding information to the actual channel information. This has the advantage of reducing overhead.
  • 6 illustrates a basic concept of codebook based precoding.
  • the transmitter and the receiver share codebook information including a predetermined number of precoding matrices according to a transmission rank, the number of antennas, and the like. That is, when the feedback information is finite, the precoding-based codebook method may be used.
  • the receiving end may measure the channel state through the received signal and feed back a finite number of preferred precoding matrix information (that is, an index of the corresponding precoding matrix) to the transmitting end based on the above-described codebook information.
  • the receiver can select the optimal precoding matrix by measuring the received signal in the MUMaximum Likelihood (MU) or Minimum Mean Square Error (SE) method. have.
  • MU MUMaximum Likelihood
  • SE Minimum Mean Square Error
  • the transmitting end receiving the feedback information from the receiving end may select a specific precoding matrix from the codebook based on the received information.
  • the transmitter that selects the precoding matrix performs precoding by multiplying the number of layer signals by the transmission rank with the selected precoding matrix, and transmits the precoded transmission signal through a plurality of antennas.
  • the number of rows in the precoding matrix is equal to the number of antennas, and the number of columns is equal to the tank value. Since the tank value is equal to the number of layers, the number of columns is equal to the number of layers.
  • the precoding matrix may be configured as a 4 ⁇ 2 matrix. Information transmitted through each layer may be mapped to each antenna through a precoding matrix.
  • the receiving end receiving the signal pre-coded and transmitted by the transmitting end may restore the received signal by performing reverse processing of the precoding performed by the transmitting end.
  • the inverse processing of the precoding described above is performed by the Hermit (P) of the precoding matrix P used for the precoding of the transmitter. Hermit) may be achieved by multiplying the received signal by the matrix (P H ).
  • Table 1 shows a codebook used for downlink transmission using 2 transmit antennas in 3GPP LTE release-8/9, and Table 2 shows 4 transmit antennas in 3GPP LTE release-8/9. This indicates a codebook used for downlink transmission using.
  • the codebook for two transmit antennas has a total of seven precoding vectors / matrix, where a single matrix is for an open-loop system, There are a total of six precoding vectors / matrixes for precoding loop systems.
  • the codebook for four transmission antennas as shown in Table 2 has a total of 64 precoding vectors / matrixes.
  • CSI-RS antenna ports may be represented by antenna port indexes 15 to 22.
  • Each of Tables 3 to 10, 1-layer, 2-layer, 3- using antenna ports 15-22 An example of a codebook for layer, 4-layer, 5-layer, 6-layer, 7-layer, and 8-layer CSI reporting is shown.
  • ⁇ ′ and may be given as Equation 12.
  • FIG. 7 (a) shows a case in which N antennas configure channels independent of each other without grouping, and is generally called a ULA Uniform Linear Array.
  • FIG. 7 (b) shows a ULA antenna structure (Paired ULA) in which two antennas are paired.
  • two pairs of antennas may have an associated channel and may have a channel independent of another pair of antennas.
  • a ULA antenna configuration as shown in FIGS. 7 (a) and 7 (b) may not be suitable. Therefore, it may be considered to apply a dual-pole (or cross-pole) antenna configuration as shown in FIG. 7 (c).
  • an independent channel can be formed by reducing the antenna correlation, thereby enabling high yield data transmission.
  • antenna 2 may be configured to have polarities orthogonal to each other.
  • the antennas of antenna group 1 may have the same polarity (eg vertical polarization) and the antennas of antenna group 2 may have another same polarity (eg horizontal polarization).
  • both antenna groups are co-located.
  • antennas 1 and ⁇ ⁇ / 2 + 1, antenna 2 and ⁇ ⁇ / 2 + 2, antenna 3 and ⁇ ⁇ / 2 + 3, the antenna ⁇ ⁇ / 2 and ⁇ ⁇ may be placed in the same position .
  • the antennas within an antenna group are the ULAOJniform Linear Array.
  • the correlation between antennas in one antenna group has a linear phase increment characteristic.
  • the correlation between antenna groups has a phase rotated characteristic.
  • the one-dimensional antenna arrangement may include a ULA or cross-polar antenna array configuration as shown in FIG. 7.
  • the reference signal transmission and the CSI feedback scheme as described above are applied. That is, for the purpose of estimating the channel between the transmitting end and the receiving end (or the base station and the terminal) in downlink transmission, the transmitting end transmits a reference signal (for example, CRS or CSI-RS) to the receiving end.
  • the channel state can be estimated from the reference signal.
  • the receiver may calculate a tank, a precoding weight, and a CQI based thereon that are expected to be appropriate for downlink data transmission based on channel information obtained through the reference signal.
  • Precoding information is required for MIMO transmission such as precoded spatial multiplexing, and the precoding weight may be configured in the form of a codebook.
  • CSI feedback for precoded spatial multiplexing (SM) using CRS in a MIM0 system using four transmit antennas may be described as follows.
  • SM spatial multiplexing
  • 4Tx transmit antennas
  • H may be expressed as a matrix (or vector) of Nr X Nt size. Where Nr is the number of receive antennas and Nt is the number of transmit antennas.
  • the terminal may assume that the base station transmits data using the precoding weight matrix (or vector) W ra (k).
  • W n (k) m denotes a transmission tank and k denotes an index of a precoding weight matrix (or vector) defined for Rank-m.
  • W m (k) [Wn W 12 W 13 W. W lm ; W 21 W 22 W 23 ... W 2ra ; W 3 i W32 W 33 ... Description ; It can be represented by W41 W 42 W 43- .. W 4 J. That is, W m (k) may be expressed as a matrix (or vector) of Nt X m size.
  • the terminal may calculate the equivalent channel 3 ⁇ 4.
  • the UE may select a tank and a precoding weight suitable for downlink transmission based on the equivalent channel H eq .
  • the terminal may calculate the expected CQI when applying the selected tank and the precoding weight.
  • CSI feedback for precoded spatial multiplication (SM) using CSI-RS in a ⁇ 0 system using eight transmit antennas may be described as follows.
  • 8Tx eight transmit antennas
  • ⁇ , 1 , ⁇ [Hii Hi2 Hi3 Hi4 H15 H 17 His-H21 H22 H23 H24 H25 H26 H27 H28; -; it can be expressed as r i H Hw Nr2 Nr3 H H H Nr4 Nr5 Nr6 H H H Nr7 Nr8] (wherein, Nr is the number of receive antennas).
  • the UE determines a rank and precoding weight suitable for downlink transmission. Select and apply the selected rank and precoding weights to calculate the expected CQI.
  • the UE may feed back the CSI (eg, RI, PMI, CQI) selected / calculated using the CRS or CSI ⁇ RS as described above to the base station.
  • the base station may determine a tank suitable for downlink transmission, precoding weights, modulation and coding techniques in consideration of the CSI reported by the UE.
  • the spatial information of the multi-antenna system may be determined according to the antenna shape.
  • the antenna shape may be classified into a linear array, a circular array, a planar array, a spherical array antenna, and the like according to an arrangement shape.
  • the existing wireless communication systems 3GPP LTE, IEEE 802.16 series, WiMAX, IEEE802.il series, WiFi, etc.
  • the research on the multi-antenna transmission method in the case of using a linear array antenna has been actively studied.
  • the linear array antenna is characterized by arranging the antennas in one column. As a result, it is possible to form azimuth angles, but not support beamforming for elevation angles. Beamforming with respect to azimuth is based on a principle of operation in which a plane wave compensates for a phase delay caused by a time difference in reaching each antenna position according to an azimuth. That is, when using a linear array antenna, only two-dimensional bump forming (that is, bump forming in the azimuth direction) may be supported.
  • the phase delay according to the relative distances of the antennas arranged in three dimensions and the resulting phase shift of the spatial channel can be expressed as follows.
  • the azimuth angle of the plane wave with respect to the transmission signal (or the reception signal) may be expressed as, and the elevation angle may be expressed as ⁇ .
  • Equation 13 ⁇ represents a wave length, ⁇ represents an azimuth angle, and ⁇ represents an elevation angle.
  • dx, dy, and dz represent the distance change amount on x, y, z axis, respectively.
  • phase delay is represented by the phase change of the spatial channel, which can be expressed as Equation 14 below.
  • FIG. 8 (a) shows ULA, which is an example of a one-dimensional antenna configuration
  • FIG. 8 (b) shows URAOJniform Rectangular Array, which is an example of a two-dimensional antenna configuration.
  • Equation 15 it is assumed that the linear array antenna has a change amount only in the X axis and no change amount in the y axis and the z axis.
  • Equation 15 In order to convert Equation 15 into an N-point Discrete Fourier Transform (DFT) form, substituting ⁇ in Equation 15 with admir, the following Equation
  • Equation 16 k has one of values from 0 to N-1 (that is, N. values), and N has a meaning as a unit for decomposing a phase. That is, the larger the value of N, the more the number of phases are decomposed, so that the phase change of the spatial channel can be represented more precisely. On the contrary, the smaller the value of N is, the smaller the number of phases are decomposed, so that the phase change of the spatial channel can be coarse.
  • ⁇ has one of values from 0 to N antenna -1, and ⁇ ⁇ denotes the number of antennas.
  • N orthogonal beams may be formed from N antenna transmission antennas. Also, as in an FDD system, channels of a transmitting end and a receiving end may be formed on different frequencies. If defined, it is necessary to report the spatial channel information estimated by the receiver in order to support beamforming at the transmitter, and the DFT-based vector as described above (for example, 3GPP LTE release as shown in Tables 3 to 10 above).
  • a precoding matrix (or vector) defined in the 8Tx feedback codebook of -10 or release -11) can be used as a reference value of spatial channel information.
  • N antennas are arranged at intervals of.
  • the wave for ULA can be expressed as vector k.
  • ⁇ represents the direction of the vector k and corresponds to the azimuth angle in the x-y plane.
  • a steering vector represents a set of phase delays experienced by the wave, determined by the antennas belonging to the antenna array. If the steering vector is a , it can be expressed as the following equation.
  • ⁇ (1 6- ⁇ ⁇ 6- ) 2 ⁇ 2 ⁇ . 6- ) 2 ⁇ ( ⁇ - ⁇ ) ⁇
  • ⁇ represents a wavelength.
  • the steering vector a is defined as a complex vector of size NX 1, and each of the N elements of a represents a relative phase in each antenna of the ULA.
  • three-dimensional bump forming that is, beamforming in the azimuth direction and the elevation direction
  • the phase delay of the plane wave and the phase change of the spatial channel according to the relative distances of the antennas arranged in two dimensions should be considered.
  • URA In the example of URA of FIG. 8 (b), the antennas are arranged in two dimensions on an xz plane ′ .
  • URA can also be called UPAOJniform Planar Array. This two-dimensional antenna structure has been proposed as a method for arranging a very large number of antennas, and can be applied for a massive MIM0 to maximize the advantages of the existing MIM0 technology.
  • the phase delay at which the plane wave reaches each antenna in the planar antenna and the amount of phase change in the spatial channel can be expressed as follows.
  • URA of FIG. 8 (b) includes N x M antennas.
  • N x M antennas are arranged with d x spacing on the x axis and d z spacing on the z axis.
  • the direction of the wave vector k of UM can be expressed by the azimuth angle ⁇ in the xy plane and the elevation angle in the yz plane.
  • the steering matrix for URA can be expressed as the following equation.
  • ⁇ ⁇ ⁇ , ⁇ denotes a steering matrix.
  • the steering matrix A ⁇ ⁇ , ⁇ is defined as a complex matrix of size ⁇ , each of the ⁇ elements representing the relative phase at each of the antennas of U A.
  • Equation 18 e) T (sin 9) COS ⁇ + COS 9) dz) may be represented by two vectors sin (, 9) cos ⁇ ) the product of d and x, where "the ⁇ in cos in Equation 18 corresponds to ⁇ ( ⁇ ) in Equation 19 , and e ⁇ cos ⁇ ) d z in Equation 18 corresponds to a z (0) in Equation 19 .
  • a range formed by a one-dimensional antenna structure such as a conventional ULA is specified only by an azimuth angle (eg, a horizontal domain), and cannot be specified by an elevation angle (eg, a vertical domain). Only beamforming is supported.
  • a one-dimensional antenna structure e.g., ULA or cross-polar array configuration
  • the range formed by the two-dimensional antenna structure is in the azimuth direction and the elevation angle direction. Since it is possible to specify the direction of, three-dimensional panforming is possible.
  • 9 is a diagram illustrating examples of beamforming according to a 2D antenna configuration.
  • 9A shows examples of sector specific beamforming formed by limiting a predetermined range of azimuth angle and a predetermined range of elevation angle.
  • 9 (b) shows examples of UE-specific bump forming, which are formed with different elevation angles on the same azimuth angle.
  • sector-specific elevation beamforming for example, by vertical pattern beamwidth and / or downtilt
  • New beamforming such as redundancy control, improved sectorization in the vertical domain, and user (or UE) -specific high and low beamforming.
  • Vertical sectorization can increase the average system performance through the gain of the vertical sector pattern and generally does not require additional standard technical support.
  • UE-specific high and low bumping may improve SINR for the corresponding UE by designating a vertical antenna pattern in the direction of the UE.
  • UE-specific high and low beamforming requires additional standard technical support. For example, in order to correctly support a two-dimensional port structure, a UE's CSI measurement and feedback method for UE-specific high and low bump forming is required.
  • Downlink MIM0 improvement schemes include, for example, the UE's CSI feedback scheme (eg, support for new codebook designs, codebook selection / updates / modifications, minimization of increase in CSI payload size, etc.), UE—specific high and low Changes in CSI-RS configuration for beamforming, definition of additional antenna ports for UE-specific high and low beamforming, and improvements in downlink control operation to support UE-specific high and low beamforming (e.g., number of antenna ports In the case of increasing, common channel coverage and / or radio resource management (RM) measurement reliability, etc. may be included.
  • CSI feedback scheme eg, support for new codebook designs, codebook selection / updates / modifications, minimization of increase in CSI payload size, etc.
  • UE—specific high and low Changes in CSI-RS configuration for beamforming definition of additional antenna ports for UE-specific high and low beamforming
  • improvements in downlink control operation to support UE-specific high and low beamforming e.g., number of antenna ports In the case
  • the present invention proposes a method of designing a codebook composed of values representing spatial information for multi-dimensional multi-antenna transmission. Specifically, the present invention proposes a method for designing a codebook suitable for multi-dimensional antenna arrangement, which is required to configure spatial information including not only azimuth but also elevation.
  • the precoding weight for 3D beamforming may be expressed as a combination of a vector / matrix including an elevation angle and a vector / matrix including an elevation angle and an azimuth angle.
  • a that is, the first elevation component
  • a a function of the elevation component
  • b ie, the second elevation component
  • the azimuth component c a x (b, c).
  • the precoding weight for three-dimensional bump forming may be expressed by a combination of and a x , and the combination method is dot product (Example 1-1), Kronecker product (Example 1-2) or product can be a (example 1-3) .7 •
  • the precoding weight for 3D beamforming may be expressed in the form of an inner product of 3 ⁇ 4 and a x , as shown in the following equation.
  • a (a, b, c) a z (). a x (b, c) T
  • a z () [1 ei a eJ '2a e ' a (Ml)-
  • T st x (b, c) [1 ej b'c e ⁇ b'c ... ⁇ ⁇ ⁇ - ⁇
  • a (a, b, c) may be expressed by Equation 21 below.
  • the precoding weight for 3D beamforming may be expressed in an inner form of ⁇ and as shown in the following equation.
  • Precoding weights for three-dimensional beamforming may be expressed in the form of a Kronecker product of 3 ⁇ 4 with the following equation.
  • a (, b, c) a z () ® a x (i ?, c)
  • a (a, b, c) may be expressed as in Equation 25 below.
  • the precoding weight for 3D beamforming may be expressed in the form of a Kronecker product with ⁇ as in the following equation.
  • a z (a) [1 eJ a e ⁇ 2a ... ⁇ " ( ⁇ )] 7 ⁇ ⁇ ⁇ - ⁇
  • N 4
  • a x may be defined as a 1 ⁇ 4 vector.
  • a (a, b, c) may be expressed by Equation 27 below.
  • a (a, b, c) a x (?, C) ® a z ()
  • the precoding weight for three-dimensional bump forming may be expressed in the form of a product of elements of and elements of.
  • the first embodiment relate to a method of expressing a precoding weight for 3D bump forming.
  • one matrix A determined by a value of a specific ⁇ a, b, c ⁇ that is, a set of a ⁇ second elevation component b, which is the first elevation component, and c, which is an azimuth component
  • sixteen elements of the matrix A of Equation 21, 23, 25, or 27 are It can be understood to represent a phase value mapped to each of the sixteen antennas.
  • the codebook for 3D beamforming may be configured to include a plurality of precoding matrices A corresponding to a plurality of ⁇ a, b, c ⁇ values.
  • the precoding matrix A may be configured in the form of a combination with two precoding vectors / matrix.
  • the three-dimensional precoding matrix includes an indicator indicating the precoding matrix in the z-axis direction (for example, the first PMI or PMIz) and an indicator indicating the precoding matrix in the X-axis direction (for example, 2 PMI, or PMIx) can be defined in the form of a combination (inner product, Kronecker product, or product).
  • the CSI feedback on the spatial channel information for 3D wideforming may include feedback on the first and second PMIs (or PMIz and PMIx).
  • the second embodiment relates to a method of defining a relationship between a, which is the first elevation component, and b, which is the second elevation component, described in the first embodiment.
  • the precoding weight for three-dimensional beamforming is a vector / matrix containing a first elevation angle component, and a vector including a second elevation angle component (b) and an azimuth component (c). It can be expressed as a combination of / matrix.
  • the first elevation component a of a z and the second elevation component b of may be designed to have correlation with each other.
  • the first elevation component a and the second elevation component b may be defined to have a relationship as in the following equation.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating an example of a correlation between a first elevation component a of and a second elevation component b of.
  • a which is the first elevation component of a z
  • b which is the second elevation component of a x
  • the points on the semicircular arc mean candidates of values of a predetermined elevation angle in order to determine the precoding weight. That is, when the number of points on the semi-circular arc (that is, the number of candidates of the elevation angles) increases, the interval between the points becomes narrow, which means that the elevation angle component can be expressed with more precise resolution.
  • the number of points on the semicircular arc that is, "the number of candidates of the value of the elevation angle
  • a reduced spacing between points is widened, which all may express the elevation component in a less accurate resolution than it means.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating another example of a correlation between a first elevation component a of and a second elevation component b of a x .
  • the points on the sides of the triangle mean candidates of predetermined elevation angles in order to determine the precoding weight. That is, when the number of points on the triangular edge (that is, the number of candidates of the elevation angles) increases, the interval between the points becomes narrow, which means that the elevation angle component can be expressed with more precise resolution. In addition, in the example of FIG. 11, when the number of points on the triangular edge (that is, the number of candidates of the elevation angles) decreases, the interval between the points becomes wider, which means that the elevation angle component can be expressed with a less precise resolution. do.
  • the three-dimensional beamforming In determining / selecting an appropriate precoding weight, an elevation angle I? Must first be determined, and an appropriate azimuth angle ⁇ can be determined based on the determined elevation angle ⁇ .
  • the present embodiment relates to a method for setting granularity of an elevation component and / or an azimuth component.
  • the precoding weight A is expressed in combination with and, the method for setting granularity for the elevation component of the vector / matrix including the elevation angle (for example, the first elevation component described above) is described.
  • the elevation angle for example, the first elevation component described above
  • the element responsible for elevation angle is defined to have one of several predetermined decimal values between 0 and 1.
  • the increment (ie, difference value) between the plurality of predetermined decimal values may be equally given as 1 / N e .
  • the plurality of predetermined decimal values may be expressed as n e / N e .
  • a z can be expressed as the following equation.
  • N e orthogonal beams in the elevation direction may be configured.
  • N e the larger the value of N e (that is, the smaller the value of 1 / N e ), the more narrowly divided the candidates of the value of the elevation component are, and the characteristics of the elevation channel of the spatial channel are further divided. Can express precisely.
  • the element responsible for the azimuth angle of a x is defined to have one of several predetermined decimal values between 0 and 1.
  • an increment ie, a difference value
  • the plurality of predetermined decimal values may be equally given as 1 / N a .
  • the plurality of predetermined decimal values may be expressed as n a / N a .
  • N a orthogonal beams in the azimuth direction may be configured.
  • N a that is, the smaller the value of 1 / N a
  • the element responsible for the elevation angle of is determined as a decimal value between 0 and 1, and may be determined based on the correlation with the value of the element responsible for the elevation angle of a z .
  • the value of the element e.g., the second elevation component described above
  • the value of the element that is responsible for the elevation angle of the element (e.g., the first elevation angle component described above) that is responsible for the elevation angle described in the second embodiment. It can be determined based on the association with the value of.
  • a x may be expressed as the following equation.
  • n a 0, 1, ..., N a -1
  • n e 0, l, ..., N e -1
  • n e 0, l, ..., N e -1
  • Equation 31 is an example corresponding to the correlation in Example 2-1
  • Equation 32 is an example corresponding to the correlation in Example 2-2.
  • the precoding weight for 3D beamforming has a structure in which the azimuth angle is determined according to the elevation angle.
  • determining an appropriate precoding weight in a codebook comprising the precoding weights calculated according to the method proposed in the present invention firstly determines an appropriate precoding matrix (e.g., Or determine a first PMI, or PMIx, that indicates a particular a z , and take into account the determined precoding matrix in the elevation direction (i.e., the X-axis direction) with an appropriate precoding matrix (e.g. Or a second PMI, or PMIz) indicating a particular.
  • an appropriate precoding matrix e.g., Or determine a first PMI, or PMIx, that indicates a particular a z
  • an appropriate precoding matrix e.g. Or a second PMI, or PMIz
  • the burden of determining / selecting a precoding weight for 3D beamforming can be greatly reduced.
  • the burden of determining / selecting a precoding weight for 3D beamforming can be greatly reduced.
  • the granularity of the elevation component of a z and the granularity of the azimuth component of a x is precisely or genital. Can decide.
  • This embodiment proposes a method of defining an association between the resolution of an azimuth component and the value of an elevation component.
  • 3 ⁇ 4 which is a vector / matrix containing a first elevation angle component
  • a vector / matrix which includes a second elevation angle component and an azimuth component.
  • the resolution of the azimuth component constituting the is an elevation angle component (for example, the first elevation angle component) Or designed to correlate with the value of an elevation component (eg, a second elevation component) constituting a x .
  • the beam direction may be expressed as an elevation angle and an azimuth angle.
  • the elevation angle determines the direction of the warp in the vertical direction (or vertical direction) on the spatial coordinates. Assume that an elevation of 0 ° is equal to a vertical upward angular direction, an elevation of 90 ° is equal to a horizontal beam direction, and an elevation of 180 ° is equal to a vertical downward angular direction. See b). In this case, since most of the users using the wireless communication are located near the ground surface, the elevation angle can be determined between 90 ° and 180 ° .
  • a heading beam is formed. Assuming that the beam is formed in a fan shape, the longer the distance from the center (or the radial length of the fan), the larger the range covered by the beam (i.e., the arc length of the fan). In other words, the farther the distance from the antenna (i.e., the distance in the horizontal direction) is, the smaller the beam direction is, the more difficult the beam is to reach in the desired direction.
  • the present invention proposes to set the resolution of the azimuth angle as the elevation angle is closer to 90 ° , and to set the resolution of the azimuth angle as the elevation angle is closer to 180 ° .
  • This embodiment relates to the manner in which the resolution of the azimuth component constituting ⁇ is determined according to the value of the elevation component (eg, the second elevation component) of.
  • the value of the elevation component eg, the second elevation component
  • c representing azimuth component of may be quantized according to a value of b representing an elevation angle of.
  • N a orthogonal bands in the azimuth direction may be configured.
  • the denser the denser ie, the higher resolution
  • the smaller the value of N a the more sparsely (ie, lower resolution) the feature is formed in the azimuthal direction. can do.
  • b which is an elevation component constituting a x may correspond to sin (9) in Equation 19. Therefore, as the elevation angle is closer to 90 ° , b has a value closer to 1, and as the elevation angle is closer to 180 ° , b has a value closer to zero.
  • This embodiment relates to a method in which the resolution of the azimuth component constituting 3 ⁇ 4 is determined according to the value of the elevation component (eg, the first elevation component) of 3 ⁇ 4.
  • c representing azimuth component of 3 ⁇ 4 may be quantized according to a value representing a elevation angle of 3 ⁇ 4 to have a variable beam resolution.
  • the 3D precoding matrix A may be expressed as the following equation.
  • n e , n a ) a z (n e ) a x (n a ) T
  • a n e / N e
  • a n e / N e
  • n e which determines the elevation angle component of (a, for example, the first elevation angle component of)
  • the value of ⁇ is set higher, and the value of n e is equal to N e -1.
  • FIG. 12 is a flowchart illustrating a method of transmitting and receiving channel state information according to the present invention.
  • the UE may receive a downlink signal (for example, a downlink reference signal) from the base station.
  • a downlink signal for example, a downlink reference signal
  • the UE may measure a downlink channel using the downlink signal.
  • the UE may determine channel state information based on the measurement for the downlink channel.
  • the channel state information may include a first PMI and a second PMI.
  • the first and second PMIs may be for 3D wideforming of the base station.
  • the first and second PMIs may indicate a precoding matrix suitable for (or preferred red by) the spatial channel generated by the two-dimensional antenna arrangement of the base station.
  • the first PMI may indicate a precoding vector (eg,) including the first elevation component described in the above embodiments.
  • the second PMI may indicate a precoding vector (eg,) including the second elevation component and the azimuth component described in the above embodiments.
  • the second elevation component (eg, b) may be determined based on the first elevation component (eg, a).
  • the resolution of the azimuth component may be determined based on the first relief component or the second relief component.
  • the resolution of the azimuth component may be set higher as the elevation angle is closer to horizontal, and lower as the elevation angle is closer to vertical.
  • the first PMI may indicate one of the candidates of the first precoding vector
  • the second PMI may indicate one of the candidates of the second precoding vector.
  • a codebook may be defined that includes precoding matrices determined by a combination of candidates of the first precoding vector and candidates of the second precoding vector. That is, the first PMI and the second PMI may indicate a specific precoding matrix within a predetermined codebook.
  • FIG. 13 is a diagram showing the configuration of a preferred embodiment of a terminal apparatus and a base station apparatus according to the present invention.
  • the base station apparatus 10 may include a transmitter 11, a receiver 12, a processor 13, a memory 14, and a plurality of antennas 15. .
  • the transmitter 11 may transmit various signals, data, and information to an external device (eg, a terminal).
  • the receiver 12 may receive various signals, data, and information from an external device (eg, a terminal).
  • the processor 13 may control the operation of the base station apparatus 10 as a whole.
  • the plurality of antennas 15 may be configured according to, for example, a two-dimensional antenna arrangement.
  • the processor 13 of the base station apparatus 10 may be configured to receive channel state information according to examples proposed by the present invention.
  • the processor 13 of the base station apparatus 10 performs a function of processing information and the like to be transmitted to the outside of the information received by the base station apparatus 10, and the memory 14 stores the processed information and the like for a predetermined time. It can be stored and replaced with a component such as a buffer (not shown).
  • the terminal device 20 may include a transmitter 21, a receiver 22, a processor 23, a memory 24, and a plurality of antennas 25.
  • the plurality of antennas 25 refers to a terminal device that supports MIM0 transmission and reception.
  • the transmitter 21 can transmit various signals, data, and information to an external device (e.g., base station).
  • Receiver 22 can receive various signals, data, and information from an external device (e.g., base station).
  • the processor 23 may control operations of the entire terminal device 20.
  • the processor 23 of the terminal device 20 may be envisioned to transmit channel state information according to examples proposed by the present invention.
  • the processor 23 of the terminal device 20 performs a function of processing the information received by the terminal device 20, information to be transmitted to the outside, and the like, and the memory 24 stores the calculated information and the like for a predetermined time. Can be stored and replaced by components such as buffers (not shown).
  • the specific configuration of the terminal device 10 as described above may be implemented so that the above-described matters described in various embodiments of the present invention may be independently applied or two or more embodiments may be simultaneously applied. The description is omitted for the sake of brevity. '
  • a downlink transmission entity or an uplink reception entity has been described mainly using an example of a base station, and a downlink reception entity or an uplink transmission entity mainly uses a terminal.
  • a base station is cell, antenna port, antenna port group, The same may be applied when the transmission point, the reception point, the access point, the repeater, etc. become the downlink transmission entity to the terminal or the uplink reception entity from the terminal.
  • the repeater when the repeater becomes a downlink transmission entity to the terminal or an uplink reception entity from the terminal, or when the repeater becomes an uplink transmission entity to the base station or a downlink reception entity from the base station,
  • the principles of the present invention described through various embodiments may be equally applied.
  • embodiments of the present invention may be implemented through various means.
  • embodiments of the present invention may be implemented by hardware, firmware (firelli are), software or a combination thereof.
  • the method according to the embodiments of the present invention may include one or more Application Specific Integrated Circuits (ASICs), Digital Signal Processors (DSPs), Digital Signal Processing Devices (DSPDs), and Programmable PLDs.
  • ASICs Application Specific Integrated Circuits
  • DSPs Digital Signal Processors
  • DSPDs Digital Signal Processing Devices
  • Programmable PLDs Programmable PLDs.
  • Logic Devices Field Programmable Gate Arrays (FPGAs), processors, controllers, microcontrollers, microprocessors, and the like.
  • the method according to the embodiments of the present invention may be implemented in the form of modules, procedures, or functions that perform the functions or operations described above.
  • the software code may be stored in a memory unit and driven by a processor.
  • the memory unit may be located inside or outside the processor, and may exchange data with the processor by various known means.
  • Embodiments of the present invention as described above can be applied to various mobile communication systems.

Abstract

본 발명은 무선 통신 시스템에 대한 것으로, 보다 상세하게는 코드북 기반 신호 전송 방법 및 장치가 개시된다. 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 시스템의 단말에서 채널상태정보를 전송하는 방법은, 기지국으로부터의 수신되는 하향링크 신호로부터 하향링크 채널을 측정하는 단계; 상기 하향링크 채널에 대한 측정에 기초하여, 상기 하향링크 채널에 대한 제 1 프리코딩행렬지시자(PMI) 및 제 2 PMI를 결정하는 단계; 및 상기 제 1 PMI 및 상기 제 2 PMI를 상기 기지국으로 전송하는 단계를 포함하고, 상기 제 1 PMI는 상기 기지국의 다중 안테나에 대한 제 1 앙각(elevation angle) 성분을 포함하는 제 1 프리코딩 벡터를 지시하고, 상기 제 2 PMI는 상기 기지국의 다중 안테나에 대한 제 2 앙각 성분 및 방위각(azimuth angle) 성분을 포함하는 제 2 프리코딩 벡터를 지시하며, 상기 제 2 앙각 성분은 상기 제 1 앙각 성분의 값에 기초하여 결정될 수 있다.

Description

【명세서】
【발명의 명칭】
무선 통신 시스템에서 코드북 기반 신호 전송 방법 및 장치
【기술분야】
[1] 이하의 설명은 무선 통신 시스템에 대한 것으로， 보다 상세하게는 코드북 기반 신호 전송 방법 및 장치에 대한 것이다.
【배경기술】
[2] 다중 입출력 (Mult i -Input Mult i -Out put； MIMO) 기술은 한 개의 송신 안테나와 한 개의 수신 안테나를 사용했던 것에서 탈피하여 다중 송신 안테나와 다중 수신 안테나를 사용하여 데이터의 송수신 효율을 향상시키는 기술이다. 단일 안테나를 사용하면 수신단은 데이터를 단일 안테나 경로 (path)를 통해 수신하지만， 다중 안테나를 사용하면 수신단은 여러 경로를 통해 데이터를 수신한다. 따라서， 데이터 전송 속도와 전송량을 향상시킬 수 있고, 커버리지 (coverage)를 증대시킬 수 있다ᅳ
[3] MIM0 동작의 다증화 이득을 높이기 위해서 MIM0 수신단으로부터 채널상태정보 (Channel Status Information; CSI)를 피드백 받아 MIMO 송신단에서 이용할 수 있다. 수신단에서는 송신단으로부터의 소정의 참조신호 (Reference Signal； RS)를 이용하여 채널 측정을 수행함으로써 CSI를 결정할 수 있다.
[발명의 상세한 설명]
【기술적 과제】
[4] 본 발명에서는 2 차원 안테나 구조를 올바르고 효율적으로 지원하기 위한 코드북을 이용한 신호 전송 방법 및 장치를 제공하는 것을 기술적 과제로 한다. 또한， 2 차원 안테나 구조를 이용하는 MIM0 전송에 대하여 시스템 성능을 유지하면서 피드백 오버헤드를 줄일 수 있는 코드북을 이용한 신호 전송 방법 및 장치를 제공하는 것을 기술적 과제로 한다.
[5] 본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며， 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【기술적 해결방법】 [6] 상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 시스템의 단말에서 채널상태정보를 전송하는 방법은， 기지국으로부터의 수신되는 하향링크 신호로부터 하향링크 채널을 측정하는 단계; 상기 하향링크 채널에 대한 측정에 기초하여， 상기 하향링크 채널에 대한 제 1 프리코딩행렬지시자 (PMI) 및 제 2 PMI를 결정하는 단계; 및 상기 제 1 PMI 및 상기 제 2 PMI를 상기 기지국으로 전송하는 단계를 포함하고, 상기 제 1 PMI는 상기 기지국의 다중 안테나에 대한 제 1 앙각 (elevation angle) 성분을 포함하는 제 1 프리코딩 백터를 지시하고， 상기 제 2 PMI는 상기 기지국의 다중 안테나에 대한 제 2 앙각 성분 및 방위각 (azimuth angle) 성분을 포함하는 제 2 프리코딩 백터를 지시하며, 상기 제 2 앙각 성분은 상기 제 1 앙각 성분의 값에 기초하여 결정될 수 있다.
[7] 상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 다른 실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 채널상태정보를 전송하는 단말 장치는， 수신기; 송신기 :； 및 프로세서를 포함하고, 상기 프로세서는, 기지국으로부터 상기 수신기를 통해서 수신되는 하향링크 신호로부터 하향링크 채널을 측정하고; 상기 하향링크 채널에 대한 측정에 기초하여 , 상기 하향링크 채널에 대한 제 1 프리코딩행렬지시자 (PMI) 및 제 2 PMI를 결정하고; 상기 제 1 PMI 및 상기 제 2 PMI를 상기 '송신기를 이용하여 상기 기지국으로 전송하도록 설정되며， 상기 제 1 PMI는 상기 기지국의 다중 안테나에 대한 제 1 앙각 (elevation angle) 성분을 포함하는 제 1 프리코딩 백터를 지시하고, 상기 제 2 PMI는 상기 기지국의 다증 안테나에 대한 제 2 앙각 성분 및 방위각 (azimuth angle) 성분을 포함하는 제 2프리코딩 백터를 지시하며， 상기 제 2 앙각 성분은 상기 제 1 앙각 성분의 값에 기초하여 결정될 수 있다.
[8] 상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 무선 통신 시스템의 기지국에서 채널상태정보를 수신하는 방법은， 단말의 하향링크 채널 측정에 이용되는 하향링크 신호를 상기 단말에게 전송하는 단계; 및 상기 하향링크 채널에 대한 측정에 기초하여 결정된 제 1 프리코딩행렬지시자 (PMI) 및 제 2 PMI를 상기 단말로부터 수신하는 단계를 포함하고， 상기 제 1 PMI는 상기 기지국의 다중 안테나에 대한 제 1 앙각 (elevation angle) 성분을 포함하는 제 1 프리코딩 백터를 지시하고， 상기 제 2 PMI는 상기 기지국의 다중 안테나에 대한 제 2 앙각 성분 및 방위각 (azimuth angle) 성분을 포함하는 제 2 프리코딩 백터를 지시하며, 상기 제 2 앙각 성분은 상기 제 1 앙각 성분의 값에 기초하여 결정될 수 있다.
[9] 상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 채널상태정보를 수신하는 기지국 장치는, 수신기; 송신기; 및 프로세서를 포함하고， 상기 프로세서는， 단말의 하향링크 채널 측정에 이용되는 하향링크 신호를 상기 송신기를 이용하여 상기 단말에게 전송하고 ; 상기 하향링크 채널에 대한 측정에 기초하여 결정된 제 1 프리코딩행렬지시자 (PMI) 및 제 2 PMI를 상기 단말로부터 상기 수신기를 이용하여 수신하도록 설정되며， 상기 제 1 PMI는 상기 기지국의 다중 안테나에 대한 제 1 앙각 (elevation angle) 성분을 포함하는 제 1 프리코딩 백터를 지시하고， 상기 제 2 PMI는 상기 기지국의 다중 안테나에 대한 제 2 앙각 성분 및 방위각 (azimuth angle) 성분을 포함하는 제 2 프리코딩 백터를 지시하며， 상기 제 2 앙각 성분은 상기 제 1 앙각 성분의 값에 기초하여 결정될 수 있다.
[10] 상기 본 발명에 따른 실시예들에 있어서 이하의 사항이 공통으로 적용될 수 있다.
[11] a2 + b2 = l 이고， a는 상기 제 1 앙각 성분이고， b는 상기 제 2 앙각 성분일 수 있다.
[12] a + b = l 이고, a는 상기 게 1 앙각 성분이고， b는 상기 제 2 앙각 성분일 수 있다.
[13] 상기 제 1 앙각 성분은 ne/Ne 이고， Ne는 앙각 방향으로 직교하는 (orthogonal) 빔의 개수이고， ne = 0, 1， 2， ...， Ne-1 일 수 있다.
[14] 이고， b는 상기 제 2 앙각 성분 수 있다.
Figure imgf000004_0001
[15] b = l-— 이고， b는 상기 제 2 앙각 성분일 수 있다.
Ne .
[16] 상기 방위각 성분은 na/Na 이고， ^는 방위각 방향으로 직교하는 (orthogonal) 빔의 개수이고 na = 0, 1， 2 Na-1 일 수 있다.
[17] 상기 제 1 프리코딩 백터는 az 이고， az(a) = [1 e^a ej2a … e)a(M-i)]T 이고' a는 상기 제 i 앙각 성분이고, M은 수직 방향 안테나의 개수일 수 있다. [18] 상기 제 2 프리코딩 백터는 ax 이고， ax¾c) = [1 eJ'bᅳ c eJ'2b-c ... eXN-i)]T 이고 b는 상기 제 2 앙각 성분이고， c는 상기 방위각 성분이고， N은 수평 방향 안테나의 개수일 수 있다.
[19] 상기 제 1 PMI 및 상기 제 2 PMI의 조합에 의해서， 미리 정의된 코드북 내에서 특정 프리코딩 행렬이 지시되며， 상기 미리 정의된 코드북은， 상기 제 1 프리코딩 백터의 후보들 및 상기 제 2 프리코딩 백터의 후보들의 조합에 의해서 결정되는 복수개의 프리코딩 행렬들을 포함할 수 있다.
[20] 상기 제 1 프리코딩 백터 및 상기 제 2 프리코딩 백터의 조합에 의해서 결정되는 프리코딩 행렬의 요소들의 각각은 상기 다중 안테나의 각각에 매핑될 수 있다.
[21] 상기 제 1 프리코딩 백터 및 상기 제 2 프리코딩 백터의 조합은， 상기 제 1 프리코딩 백터와 상기 제 2 프리코딩 백터의 내적， 크로네커 곱， 또는 곱 중의 하나에 의해서 정의될 수 있다.
[22] 본 발명에 대하여 전술한 일반적인 설명과 후술하는 상세한 설명은 예시적인 것이며， 청구항 기재 발명에 대한 추가적인 설명을 위한 것이다.
【유리한 효과】
[23] 본 발명에 따르면， 2 차원 안테나 구성을 지원하는 MIM0 전송을 효율적으로 지원할 수 있는 코드북을 이용한 신호 전송 방법 및 장치가 제공될 수 있다. 또한, 본 발명에 따르면， 2 차원 전송 안테나를 통한 MIM0 전송에 대하여 시스템 성능을 유지하면서 피드백 오버헤드를 줄일 수 있는 코드북을 이용한 신호 전송 방법 및 장치가 제공될 수 있다.
[24] 본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【도면의 간단한 설명】
[25] 본 명세서에 첨부되는 도면은 본 발명에 대한 이해를 제공하기 위한 것으로서 본 발명의 다양한 실시형태들을 나타내고 명세서의 기재와 함께 본 발명의 원리를 설명하기 위한 것이다.
[26] 도 1은 무선 프레임의 구조에 대하여 설명하기 위한 도면이다. [27] 도 2는 하향링크 슬롯에서의 자원 그리드 (resource grid)를 나타내는 도면이다.
[28] 도 3은 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
[29] 도 4는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
[30] 도 5는 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템의 구성도이다.
[31] 도 6은 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.
[32] 도 7은 8 전송안테나를 구성하는 예시들을 나타낸 것이다.
[33] 도 8은 ULA 및 URA를 나타내는 도면이다.
[34] 도 9는 2 차원 안테나 구성에 따른 빔포밍의 예시들을 나타내는 도면이다.
[35] 도 10은 az의 제 1 앙각 성분 a와 의 제 2 앙각 성분 b의 연관관계의 일례를 나타내는 도면이다.
[36] 도 11은 의 제 1 앙각 성분 a와 의 제 2 앙각 성분 b의 연관관계의 다른 일례를 나타내는 도면아다. ·
[37] 도 12는 본 발명에 따른 채널상태정보 송수신 방법을 설명하기 위한 흐름도이다.
[38] 도 13은 본 발명에 따른 단말 장치 및 기지국 장치의 바람직한 실시예의 구성을 도시한 도면이다.
【발명의 실시를 위한 형태】
[39] 이하의 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들을 소정 형태로 결합한 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려될 수 있다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한， 일부 구성요소들 및 /또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성할 수도 있다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고， 또는 다른 실시예의 대웅하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다.
[40] 본 명세서에서 본 발명의 실시예들을 기지국과 단말 간의 데이터 송신 및 수신의 관계를 중심으로 설명한다. 여기서， 기지국은 단말과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드 (terminal node)로서의 의미를 갖는다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드 (upper node)에 의해 수행될 수도 있다. [41] 즉， 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들 (network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. '기지국 (BS: Base Station)'은 고정국 (fixed station), Node B, eNode B(eNB), 액세스 포인트 (AP: Access Point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 중계기는 Relay Node(RN), Relay Station(RS) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한， '단말 (Terminal)'은 UE(User Equipment), MS(Mobile Station), MSS (Mobile Subscriber Station), SS(Subscriber Station) 등의 용어로 대체될 수 있다.
[42] 이하의 설명에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며， 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.
[43] 몇몇 경우， 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나， 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한， 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.
[44] 본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802 시스템, 3GPP 시스템, 3GPP LTE 및 LTE-A(LTE-Advanced)시스템 및 3GPP2 시스템 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉， 본 발명의 실시예들 중 본 발명의 기술적 사상을 명확히 드러내기 위해 설명하지 않은 단계들 또는 부분들은 상기 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.
[45] 이하의 기술은 CDMA(Code Division Multiple Access), FDMA( Frequency Division Multiple Access) , TDMA(Time Division Multiple Access) , 0FDMA( Orthogonal Frequency Division Multiple Access) , SC-FDMA(S ingle Carrier Frequency Division Multiple Access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 사용될 수 있다. CDMA는 UTRA Universai Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술 (radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobi le communicat ions)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. 0FDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20， E-UTRA( Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)의 일부이다 . 3GPP(3rd Generation Partnershi Project) LTEdong term evolution)는 EHJTRA를 사용하는 E~UMTS( Evolved UMTS)의 일부로써， 하향링크에서 0FDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A(Advanced)는 3GPP LTE의 진화이다. WiMAX는 IEEE 802.16e 규격 (WirelessMAN-OFDMA Reference System) 및 발전된 IEEE 802.16m 규격 (WirelessMAN-OFDMA Advanced system)에 의하여 설명될 수 있다. 명확성을 위하여 이하에서는 3GPP LTE 및 3GPP LTE-A 시스템올 위주로 설명하지만 본 발명의 기술적 사상이 이에 제한되는 것은 아니다.
[46] 도 1은 무선 프레임의 구조에 대하여 설명하기 위한 도면이다.
[47] 셀롤라 0FDM무선 패킷 통신 시스템에서, 상 /하향링크 데이터 패킷 전송은 서브프레임 (subframe) 단위로 이루어지며， 한 서브프레임은 다수의 0FDM 심볼을 포함하는 일정 시간 구간으로 정의된다. 3GPP LTE 표준에서는 FDE Frequency Division Duplex)에 적용 가능한 타입 1 무선 프레임 (radio frame) 구조와 TDDCTime Division Duplex)에 적용 가능한 타입 2의 무선 프레임 구조를 지원한다.
[48] 도 1(a)는 타입 1 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 하향링크 무선 프레임 (radio frame)은 10개의 서브프레임 (subframe)으로 구성되고， 하나의 서브프레임은 시간 영역 (time domain)에서 2개의 슬롯 (slot)으로 구성된다. 하나의 서브프레임이 전송되는 데 걸리는 시간을 TTI (transmission time interval)이라 하고， 예를 들어 하나의 서브프레임의 길이는 1ms이고， 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms 일 수 있다. 하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 0FDM 심볼을 포함하고， 주파수 영역에서 다수의 자원블록 (Resource Block; RB)을 포함한다. 3GPP LTE 시스템에서는 하향링크에서 0FDMA를 사용하므로， 0FDM 심볼이 하나의 심볼 구간을 나타낸다. 0FOM 심볼은 또한 SC-FDMA 심볼 또는 심볼 구간으로 칭하여질 수도 있다. 자원 블록 (Resource Block; RB)은 자원 할당 단위이고， 하나의 슬롯에서 복수개의 연속적인 부반송파 (subcarrier)를 포함할 수 있다.
[49] 하나의 슬롯에 포함되는 ( DM 심볼의 수는 CP(Cyclic Prefix)의 구성 (configuration)에 따라 달라질 수 있다. CP에는 확장된 CKextended CP)와 일반 CP normal CP)가 있다. 예를 들어， 0FDM 심볼이 일반 CP에 의해 구성된 경우, 하나의 슬롯에 포함되는 0FDM 심볼의 수는 7개일 수 있다. 0FDM 심볼이 확장된 CP에 의해 구성된 경우에는 하나의 0FDM 심볼의 길이가 늘어나므로， 하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 일반 CP인 경우보다 적다. 확장된 CP의 경우에， 예를 들어, 하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 6개일 수 있다. 단말이 빠른 속도로 이동하는 등의 경우와 같이 채널상태가 불안정한 경우， 심볼간 간섭을 더욱 줄이기 위해 확장된 CP가사용될 수 있다.
[50] 일반 CP가 사용되는 경우 하나의 슬롯은 7개의 OFDM 심볼을 포함하므로, 하나의 서브프레임은 14개의 OFDM 심볼을 포함한다. 이때， 각 서브프레임의 처음 2개 또는 3개의 OFDM 심볼은 PDCCH(physical downlink control channel)에 할당되고， 나머지 OFDM 심볼은 PDSCH(physical downlink shared channel)에 할당될 수 있다.
[51] 도 1(b)는 타입 2 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 타입 2 무선 프레임은 2개의 하프 프레임 (half frame)으로 구성되며， 각 하프 프레임은 5개의 서브프레임과 DwPTS (Downlink Pilot Time Slot), 보호구간 (Guard Period; GP) , UpPTS (Uplink Pilot Time Slot)로 구성되며， 이 중 1개의 서브프레임은 2개의 슬롯으로 구성된다. DwPTS는 단말에서의 초기 셀 탐색 , 동기화 또는 채널 추정에 사용된다. UpPTS는 기지국에서의 채널 추정과 단말의 상향 전송 동기를 맞추는 데 사용된다. 보호구간은 상향링크와 하향링크 사이에 하향링크 신호의 다중경로 지연으로 인해 상향링크에서 생기는 간섭을 제거하기 위한 구간이다. 한편， 무선 프레임의 타입에 관계 없이 1개의 서브프레임은 2개의 슬롯으로 구성된다.
[52] 무선 프레임의 구조는 예시에 불과하고， 무선 프레임에 포함되는 서브프레임의 수 또는 서브프레임에 포함되는 슬롯의 수， 슬롯에 포함되는 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.
[53] 도 2는 하향링크 슬롯에서의 자원 그리드 (resource grid)를 나타내는 도면이다.
[54] 하나의 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 7 개의 0FDM 심볼을 포함하고， 하나의 자원블록 (RB)은 주파수 영역에서 12 개의 부반송파를 포함하는 것으로 도시되어 있지만， 본 발명이 이에 제한되는 것은 아니다. 예를 들어， 일반
CP(Cyclic Prefix)의 경우에는 하나의 슬롯이 7 0FDM 심볼을 포함하지만， 확장된 CP (extended-CP)의 경우에는 하나의 슬롯이 6 0FDM 심볼을 포함할 수 있다. 자원 그리드 상의 각각의 요소는 자원 요소 (resource element)라 한다. 하나의 자원블록은 12X7 자원 요소를 포함한다. 하향링크 슬롯에 포함되는 자원블록들의 NDL의 개수는 하향링크 전송 대역폭에 따른다. 상향링크 슬롯의 구조는 하향링크 슬롯의 구조와 동일할 수 있다.
[55] 도 3은 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
[56] 하나의 서브프레임 내에서 첫 번째 슬롯의 앞 부분의 최대 3 개의 0FOM 심볼은 제어 채널이 할당되는 제어 영역에 해당한다. 나머지 OFDM 심볼들은 물리하향링크공유채널 (Physical Downlink Shared Chancel; PDSCH)이 할당되는 데이터 영역에 해당한다.
[57] 3GPP LTE 시스템에서 사용되는 하향링크 제어 채널들에는， 예를 들어， 물리제어포맷지시자채널 (Physical Control Format Indicator Channel; PCFICH), 물리하향링크제어채널 (Physical Downlink Control Channel; PDCCH) , 물리 HARQ지시자채널 (Physical Hybrid automatic repeat request Indicator Channel; PHICH) 등이 있다. PCFICH는 서브프레임의 첫 번째 OFDM 심볼에서 전송되고 서브프레임 내의 제어 채널 전송에 사용되는 OFDM 심볼의 개수에 대한 정보를 포함한다. PHICH는 상향링크 전송의 웅답으로서 HARQ ACK/NACK 신호를 포함한다. PDCCH를 통하여 전송되는 제어 정보를 하향링크제어정보 (Downlink Control Information; DCI)라 한다. DCI는 상향링크 또는 하향링크 스케줄링 정보를 포함하거나 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송 전력 제어 명령을 포함한다. PDCCH는 하향링크공유채널 (DL-SCH)의 자원 할당 및 전송 포맷， 상향링크공유채널 (UL-SCH)의 자원 할당 정보, 페이징채널 (PCH)의 페이징 정보， DL-SCH 상의 시스템 정보, PDSCH 상으로 전송되는 임의접속응답 (Random Access Response)과 같은 상위계층 제어 메시지의 자원 할당, 임의의 단말 그룹 내의 개별 단말에 대한 전송 전력 제어 명령의 세트， 전송 전력 제어 정보， VoIPCVoice over IP)의 활성화 등을 포함할 수 있다. -복수의 PDCCH가 제어 영역 내에서 전송될 수 있고， 단말은 복수의 PDCCH를 모니터링할 수 있다.
[58] PDCCH는 하나 이상의 연속하는 제어채널요소 (Control Channel Element; ' CCE)의 조합 (aggregation)으로 전송된다. CCE는 무선 채널의 상태에 기초한 코딩 레이트로 PDCCH를 제공하기 위해 사용되는 논리 할당 단위이다. CCE는 복수개의 자원 요소 그룹에 대웅한다. PDCCH의 포맷과 이용가능한 비트 수는 CCE의 개수와 CCE에 의해 제공되는 코딩 레이트 간의 상관관계에 따라서 결정된다.
[59] 기지국은 단말에게 전송되는 DCI에 따라서 PDCCH 포맷을 결정하고， 제어 정보에 순환잉여검사 (Cyclic Redundancy Check; CRC)를 부가한다. CRC는 PDCCH의 소유자 또는 용도에 따라 무선 네트워크 임시 식별자 (Radio Network Temporary Identifier; RNTI)라 하는 식별자로 마스킹된다. PDCCH가 특정 단말에 대한 것이면， 단말의 cell-RNTKC-RNTI) 식별자가 CRC에 마스킹될 수 있다. 또는, PDCCH가 페이징 메시지에 대한 것이면, 페이징 지시자 식별자 (Paging Indicator Identifier; P-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. PDCCH가 시스템 정보 (보다 구체적으로， 시스템 정보 블록 (SIB))에 대한 것이면， 시스템 정보 식별자 및 시스템 정보 RNTI(SI-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 단말의 임의 접속 프리앰블의 전송에 대한 웅답인 임의접속응답을 나타내기 위해， 임의접속- RNTI(RA-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다.
[60] 도 4는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
[61] 상향링크 서브프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 분할될 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 포함하는 물리상향링크제어채널 (Physical Uplink Control Channel; PUCCH)이 할당된다. 데이터 영역에는 사용자 데이터를 포함하는 물리상향링크공유채널 (Physical uplink shared channel; PUSCH)이 할당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해서 하나의 단말은 PUCCH와 PUSCH를 동시에 전송하지 않는다. 하나의 단말에 대한 PUCCH는 서브프레임에서 자원블록 쌍 (RB pair)에 할당된다. 자원블록 쌍에 속하는 자원블록들은 2 슬롯에 대하여 상이한 부반송파를 차지한다. 이를 PUCCH에 할당되는 자원블록 쌍이 슬롯 경계에서 주파수 -호핑 (frequency-hopped)된다고 한다.
[62] 다중안테나 (MIM0) 시스템의 모델링
[63] 도 5는 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템의 구성도이다.
[64] 도 5(a)에 도시된 바와 같이 송신 안테나의 수를 ^개로, 수신 안테나의 수를 NR 개로 늘리면， 송신기나 수신기에서만 다수의 안테나를 사용하게 되는 경우와 달리 안테나 수에 비례하여 이론적인 채널 전송 용량이 증가한다. 따라서， 전송 레이트를 향상시키고 주파수 효율을 획기적으로 향상시킬 수 있다. 채널 전송 용량이 증가함에 따라， 전송 레이트는 이론적으로 단일 안테나 이용시의 최대 전송 레이트 ?0)에 레이트 증가율 ( )이 곱해진 만큼 증가할 수 있다.
[65] 【수학식 1】 Rt― min {NT,NR) [66] 예를 들어， 4개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 이용하는 MIM0 통신 시스템에서는 단일 안테나 시스템에 비해 이론상 4배의 전송 레이트를 획득할 수 있다. 다중안테나 시스템의 이론적 용량 증가가 90 년대 중반에 증명된 이후 이를 실질적인 데이터 전송률 향상으로 이끌어 내기 위한 다양한 기술들이 현재까지 활발히 연구되고 있다. 또한 몇몇 기술들은 이미 3 세대 이동 통신과 차세대 무선랜 등의 다양한 무선 통신의 표준에 반영되고 있다.
[67] 현재까지의 다중안테나 관련 연구 동향을 살펴보면 다양한 채널 환경 및 다중접속 환경에서의 다중안테나 통신 용량 계산 등과 관련된 정보 이론 측면 연구， 다중안테나 시스템의 무선 채널 측정 및 모형 도출 연구， 전송 신뢰도 향상 및 전송률 향상을 위한 시공간 신호 처리 기술 연구 등 다양한 관점에서 활발히 연구가 진행되고 있다.
[68] 다중안테나 시스템에서의 통신 방법을 수학적 모델링을 이용하여 보다 구체적으로 설명한다. 상기 시스템에는 vVr개의 송신 안테나와 ^개의 수신 안테나가 존재한다고 가정한다.
[69] 송신 신호를 살펴보면， 개의 송신 안테나가 있는 경우 전송 가능한 최대 정보는 ^개이다. 전송 정보는 다음과 같이 표현될 수 있다.
[70] 【수학식 2】
Figure imgf000012_0001
[71] 각각의 전송 정보
Figure imgf000012_0002
전송 전력이 다를 수 있다. 각각의 전송 전력을
Figure imgf000012_0003
라고 하면， 전송 전력이 조정된 전송 정보는 다음과 같이 표현될 수 있다.
[72] 【수학식 3】
Figure imgf000012_0004
[73] 또한， S 는 전송 전력의 대각행렬 P 를 이용해 다음과 같이 표현될 수 있다.
[74] 【수학식 4】
Figure imgf000012_0005
[75] 전송전력이 조정된 정보 백터 S 에 가중치 행렬 W가 적용되어 실제 전송되는 A개의 송신신호
Figure imgf000013_0001
Ντ 가 구성되는 경우를 고려해 보자. 가중치 행렬 W는 전송 정보를 전송 채널 상황 등에 따라 각 안테나에 적절히 분배해 주는 역할을 한다.
Figure imgf000013_0002
백터 X를 이용하여 다음과 같이 표현될 수 있다.
[76] 【수학식 5】
X二 = Ws = WPs
Figure imgf000013_0006
[77] 여기에서， ¾는 /번째 송신 안테나와 /번째 정보간의 가중치를 의미한다. W는 프리코딩 행렬이라고도 불린다ᅳ
[78] 수신신호는 Νβ 개의 수신 안테나가 있는 경우 각 안테나의 수신신호
Figure imgf000013_0003
은 백터로 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure imgf000013_0004
[80] 다중안테나 무선 통신 시스템에서 채널을 모델링하는 경우， 채널은 송수신 안테나 인덱스에 따라 구분될 수 있다. 송신 안테나 /로부터 수신 안테나 /를 거치는 채널을 로 표시하기로 한다. 에서， 인덱스의 순서가 수신 안테나 인텍스가 먼저， 송신 안테나의 인덱스가 나중임에 유의한다.
[81] 한편， 도 5(b)은 Ντ 개의 송신 안테나에서 수신 안테나 /로의 채널을 도시한 도면이다. 상기 채널을 묶어서 백터 및 행렬 형태로 표시할 수 있다. 도 5(b)에서, 총 yVr 개의 송신 안테나로부터 수신 안테나 /로 도착하는 채널은 다음과 같이 나타낼 수 있다.
[82] 【수학식 7】
Figure imgf000013_0005
[83] 따라서， . 개의 송신 안테나로부터 Νβ개의 수신 안테나로 도착하는 모 ^ 채널은 다음과 같이 표현될 수 있다.
[84] 【수학식 8】
Figure imgf000014_0001
[85] 실제 채널에는 채널 행렬 H 를 거친 후에 백색잡음 (AWGN; Additive White Gaussian Noise)이 더해진다. NR 개의 수신 안테나 각각에 더해지는 백색잡음 «1，"2，'"，«^은 다음과 같이 표현될 수 있다.
[86] 【수학식 9】 η = [η1,«2,-··,¾]Γ
[87] 상술한 수식 모델링을 통해 수신신호는 다음과 같이 표현될 수 있다.
[88] [수학식 10】
Figure imgf000014_0002
[89] 한편, 채널 상태를 나타내는 채널 행렬 H의 행과 열의 수는 송수신 안테나의 수에 의해 결정된다. 채널 행렬 H에서 행의 수는 수신. 안테나의 수 같고， 열의 수는 송신 안테나의 수 N 같다. 즉， 채널 행렬 H는 행렬이 y^XyV?된다.
[90] 행렬의 랭크 (rank)는 서로 독립인 ( i ndependent ) 행 또는 열의 개수 증에서 최소 개수로 정의된다. 따라서， 행렬의 탱크는 행 또는 열의 개수 보다 클 수 없다. 채널 행렬 H의 탱크 (ra (H))는 다음과 같이 제한된다.
[91] 【수학식 11】
rank(W)≤ min (NT,NR) [92] 랭크의 다른 정의는 행렬을 고유치 분해 (Eigen value decomposition) 하였을 때, 0이 아닌 고유치들의 개수로 정의할 수 있다ᅳ 유사하게， 탱크의 또 다른 정의는 특이치 분해 (singular value decomposition) 하였을 때， 0이 아닌 특이치들의 개수로 정의할 수 있다. 따라서， 채널 행렬에서 랭크. 의 물리적인 의미는 주어진 채널에서 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수라고 할 수 있다.
[93] 본 문서의 설명에 있어서， MIM0 전송에 대한 '탱크 (Rank)' 는 특정 시점 및 특정 주파수 자원에서 독립적으로 신호를 전송할 수 있는 경로의 수를 나타내며， '레이어 (layer)의 개수' 는 각 경로를 통해 전송되는 신호 스트림의 개수를 나타낸다. 일반적으로 송신단은 신호 전송에 이용되는 탱크 수에 대웅하는 개수의 레이어를 전송하기 때문에 특별한 언급이 없는 한 탱크는 레이어 개수와 동일한 의미를 가진다.
[94] 채널상태정보 (CSI)
[95] MIM0 방식은 개ᅳ루프 (open— loop) 방식과 폐 -루프 (closedᅳ loop) 방식으로 구분될 수 있다. 개ᅳ루프 MIM0 방식은 MIM0 수신단으로부터의 채널상태정보의 피드백이 없이 송신단에서 MIM0 전송을 수행하는 것을 의미한다. 폐 -루프 MIM0 방식은 MIM0 수신단으로부터의 채널상태정보를 피드백 받아 송신단에서 MIM0 전송을 수행하는 것을 의미한다. 폐ᅳ루프 MIM0 방식에서는 MIM0 송신 안테나의 다중화 이득 (multiplexing gain)을 얻기 위해서 송신단과 수신단의 각각이 채널 상태정보를 바탕으로 범포밍을 수행할 수 있다ᅳ 수신단 (예를 들어， 단말)이 채널상태정보를 피드백할 수 있도록 송신단 (예를 들어， 기지국)은 수신단 (예를 들어， 단말)에게 상향링크 제어 채널 또는 상향링크 공유 채널을 할당할 수 있다.
[96] 단말은 셀 -특정 참조신호 (Cell-specific Reference Signal； CRS) 및 /또는 채널상태정보-참조신호 (Channel St te Information-Reference Signal; CSI-RS)를 이용하여 하향링크 채널에 대한 추정 및 /또는 측정을 수행할 수 있다. 단말에 의해서 기지국으로 피드백되는 채널상태정보 (CSI)는 랭크 지시자 (Rank Indicator; RI), 프리코딩 행렬 인덱스 (Precoding Matrix Index; PMI) 및 채널품질지시자 (Channel Quality Indicator; CQI)를 포함할 수 있다.
[97] RI는 채널 랭크에 대한 정보이다. 채널의 랭크는 동일한 시간-주파수 자원을 통해서 서¾ 다른 정보를 보낼 수 있는 레이어 (또는 스트림)의 최대 개수를 의미한다. 탱크 값은 채널의 장기간 (long term) 페이딩에 의해서 주로 결정되므로， PMI 및 CQI 에 비하여 일반적으로 더 긴 주기에 따라 (즉， 덜 빈번하게) 피드백될 수 있다.
[98] PMI는 송신단으로부터의 전송에 이용되는 프리코딩 행렬에 대한 정보이며， 채널의 공간 특성을 반영하는 값이다. 프리코딩이란 전송 레이어를 송신 안테나에 매핑시키는 것을 의미하며， 프리코딩 행렬에 의해 레이어ᅳ안테나 매핑 관계가 결정될 수 있다. PMI 는 신호대잡음및간섭비 (Signa卜 to-Interference plus Noise Ratio; SINR) 등의 측정값 (metric)을 기준으로 단말이 선호하는 (preferred) 기지국의 프리코딩 행렬 인덱스에 해당한다. 프리코딩 정보의 피드백 오버헤드를 줄이기 위해서， 송신단과 수신단이 여러 가지 프리코딩 행렬올 포함하는 코드북을 미리 공유하고 있고， 해당 코드북에서 특정 프리코딩 행렬을 지시하는 인덱스만을 피드백하는 방식이 사용될 수 있다. 예를 들어, PMI는 가장 최근에 보고된 RI에 기초하여 결정될 수 있다.
[99] CQI는 채널 품질 또는 채널 세기를 나타내는 정보이다. CQI는 미리 결정된 MCS 조합으로서 표현될 수 있다. 즉， 피드백되는 CQI 인텍스는 해당하는 변조기법 (modulation scheme) 및 코드 레이트 (code rate)를 나타낸다. CQI는 특정 자원 영역 (예를 들어， 유효한 서브프레임 및 /또는 물리자원블록에 의해 특정되는 영역)을 CQI 레퍼런스 자원으로 설정하고， 해당 CQI 레퍼런스 자원에서 PDSCH 전송이 존재하는 것으로 가정하여， 소정의 에러확률 (예를 들어， 0.1)을 넘지 않고 PDSCH가 수신될 수 있는 경우를 가정하여 계산될 수 있다. 일반적으로, CQI 는 기지국이 PMI 를 이용하여 공간 채널을 구성하는 경우에 얻을 수 있는 수신 SINR 을 반영하는 값이 된다. 예를 들어， CQI는 가장 최근에 보고된 RI 및 /또는 PMI에 기초하여 계산될 수 있다.
[100] 확장된 안테나 구성윷 지원하는 시스템 (예를 들어, LTE-A 시스템)에서는 다중사용자— MIM0 (MU-MIM0) 방식을 이용하여 추가적인 다중사용자 다이버시티를 획득하는 것을 고려하고 있다. MU-MIM0 방식에서는 안테나 영역 (domain)에서 다중화되는 단말들 간의 간섭 채널이 존재하므로， 다중사용자 중 하나의 단말이 피드백하는 채널상태정보를 기지국에서 이용하여 하향링크 전송을 수행하는 경우에 다른 단말에 대해서 간섭이 발생하지 않도록 하는 것이 필요하다. 따라서， MU-MIM0 동작이 올바르게 수행되기 위해서는 단일사용자 -MIM0 (SU-MIM0) 방식에 비하여 보다 높은 정확도의 채널상태정보가 피드백되어야 한다. [101] 이와 같이 보다 정확한 채널상태정보를 측정 및 보고할 수 있도록， 기존의 RI, PMI 및 CQI 로 구성되는 CSI 를 개선한 새로운 CSI 피드백 방안이 적용될 수 있다. 예를 들어， 수신단이 피드백하는 프리코딩 정보가 2 개의 PMI (예를 들어, il 및 i2)의 조합에 의해서 지시될 수 있다. 이에 따라 보다 정교한 PMI가 피드백될 수 있으며, 이러한 정교한 PMI에 기초하여 보다 정교한 CQI가 계산 및 보고될 수 있다.
[102] 한편, CSI는 주기적으로 PUCCH를 통하여 전송되거나， 비주기적으로 PUSCH를 통하여 전송될 수 있다. 또한, RI, 제 1 PMI (예를 들어， W1), 제 2 PMI (예를 들어, W2), CQI 중에서 어느 것이 피드백되는지와， 피드백되는 PMI 및 /또는 CQI가 광대역 (WB)에 대한 것인지 또는 서브대역 (SB)에 대한 것인지에 따라， 다양한보고 모드가 정의될 수 있다.
[103] 코드북 기반 프리코딩 기법
[104] 다중 안테나 전송을 지원하기 위하여 전송 정보를 각각의 안테나에 채널 상황 등에 따라 적절하게 분배해주는 프리코딩 (precoding)을 적용할 수 있다. 코드북 (Codebook) 기반의 프리코딩 기법은， 송신단과 수신단에서 프리코딩 .행렬의 집합을 미리 정하여 두고， 수신단이 송신단으로부터의 채널정보를 측정하여 가장 알맞은 프리코딩 행렬이 무엇인지 (즉， PMI)를 송신단에게 피드백하여 주고， 송신단은 PMI에 기초하여 적절한 프리코딩을 신호 전송에 적용하는 기법을 말한다. 미리 정해둔 프리코딩 행렬 집합 중에서 적절한 프리코딩 행렬을 선택하는 방식이므로， 항상 최적의 프리코딩이 적용되는 것은 아니지만， 실제 채널 정보에 최적의 프리코딩 정보를 명시적으로 (explicitly) 피드백하는 것에 비하여 피드백 오버헤드를 줄일 수 있는 장점이 있다.
[105] 도 6은 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.
[106] 코드북 기반 프리코딩 방식에 따를 경우， 송신단과 수신단은 전송 랭크， 안테나 개수 등에 따라 미리 정해진 소정 개수의 프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북 정보를 공유하게 된다. 즉， 피드백 정보가 유한한 (finite) 경우에 프리코딩 기반 코드북 방식이 사용될 수 있다. 수신단은 수신 신호를 통해 채널 상태를 측정하여， 상술한 코드북 정보를 기반으로 유한한 개수의 선호하는 프리코딩 행렬 정보 (즉， 해당 프리코딩 행렬의 인덱스)를 송신단에 피드백할 수 있다. 예를 들에， 수신단에서는 MUMaximum Likelihood) 또는 讓 SE(Minimum Mean Square Error) 방식으로 수신 신호를 측정하여 최적의 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 도 6에서는 수신단이 송신단에 프리코딩 행렬 정보를 코드워드별로 전송하는 것을 도시하고 있으나， 이에 한정될 필요는 없다.
[107] 수신단으로부터 피드백 정보를 수신한 송신단은 수신된 정보에 기반하여 코드북으로부터 특정 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 프리코딩 행렬을 선택한 송신단은 전송 랭크에 대웅하는 개수의 레이어 신호에 선택된 프리코딩 행렬을 곱하는 방식으로 프리코딩을 수행하며， 프리코딩이 수행된 전송 신호를 복수의 안테나를 통해 전송할 수 있다. 프리코딩 행렬에서 행 (row)의 개수는 안테나의 개수와 동일하며， 열 (column)의 개수는 탱크 값과 동일하다. 탱크 값은 레이어의 개수와 동일하므로， 열 (column)의 개수는 레이어 개수와 동일하다. 예를 들어， 전송 안테나의 개수가 4 이고 전송 레이어의 개수가 2 인 경우에는 프리코딩 행렬이 4X2 행렬로 구성될 수 있다. 프리코딩 행렬을 통하여 각각의 레이어를 통해 전송되는 정보가 각각의 안테나에 매핑될 수 있다.
[108] 송신단에서 프리코딩되어 전송된 신호를 수신한 수신단은 송신단에서 이루어진 프리코딩의 역처리를 수행하여 수신 신호를 복원할 수 있다. 일반적으로 프리코딩 행렬은 1 UH = I와 같은 유니터리 행렬 (U) 조건을 만족하는바， 상술한 프리코딩의 역처리는 송신단의 프리코딩에 이용된 프리코딩 행렬 (P)의 에르미트 (Hermit) 행렬 (PH)을 수신 신호에 곱하는 방식으로 이루어질 수 있다.
[109] 예를 들어， 다음의 표 1은 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 에서 2 전송 안테나를 사용한 하향링크 전송에 사용되는 코드북을 나타내는 것이고， 표 2는 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 에서 4 전송 안테나를 사용한 하향링크 전송에 사용되는 코드북을 나타내는 것이다.
[110] 【표 1]
Figure imgf000018_0001
[111] 【표 2】
Figure imgf000019_0001
[112] 상기 표 2에서， WnW 는 „=/— 2w„0 „ 와 같이 표현되는 수학식으로부터 구성되는 세트 { ^로 얻어진다. 이 때， /는 4X4 단일행렬을 나타내고 ^는 표 2에서 주어지는 값이다.
[113] 상기 표 1에서 나타내는 바와 같이， 2 개의 송신안테나에 대한 코드북의 경우 총 7개의 프리코딩 백터 /행렬을 가지고 있으며 여기서, 단일 행렬은 개- 루프 (open-loop) 시스템을 위한 것이므로， 폐 -루프 (loop) 시스템의 프리코딩을 위한 프리코딩 백터 /행렬은 총 6개가 된다. 또한， 상기 표 2와 같은 4개의 송신안테나에 대한 코드북의 경우 총 64개의 프리코딩 백터 /행렬을 가지고 있다.
[114] 추가적으로, 확장된 안테나 구성을 지원하는 시스템 (예를 들어， 3GPP LTE 릴리즈 -10 또는 후속 시스템)에서는, 예를 들어 8 개의 전송 안테나를 이용한 MIM0 전송이 수행될 수 있으며, 이를 지원하기 위한 코드북 설계가 요구된다.
[115] 8 개의 안테나 포트를 통하여 전송되는 채널에 대한 CSI 보고를 위해서, 아래의 표 3 내지 10과 같은 코드북을 사용하는 것을 고려할 수 있다. 8 개의 CSI-RS 안테나 포트는， 안테나 포트 인텍스 15 내지 22로 표현할 수 있다. 표 3 내지 10의 각각은， 안테나 포트 15 내지 22 를 이용한 1-레이어, 2-레이어, 3- 레이어， 4-레이어, 5-레이어， 6ᅳ레이어， 7-레이어 및 8ᅳ레이어 CSI 보고에 대한 코드북의 일례를 나타낸다.
[116] 표 3 내지 10에 있어서， φ„ 및 은 수학식 12와 같이 주어질 수 있다.
[117] 【수학식 12】
二 eiH2
Ψη
Vm 二
Figure imgf000020_0001
118] 【표 3】
Figure imgf000020_0002
[119] 【표 4】
Figure imgf000020_0003
[120] 【표 5] //:/ O ϊ9/-00202χΙ2 TssssAV
Figure imgf000021_0002
Figure imgf000021_0003
Figure imgf000021_0004
Figure imgf000021_0001
Figure imgf000022_0001
[125] 【표 10】
Figure imgf000022_0002
[126] 다중 안테나 배치 및 CSI 피드백
[127] 도 7은 8 전송안테나를 구성하는 예시들을 나타낸 것이다.
[128] 도 7(a) 는 N 개의 안테나가 그룹화 없이 서로 독립적인 채널을 구성하는 경우를 도시한 것이며， 일반적으로 ULA Uniform Linear Array)라고 칭한다.
[129] 도 7(b)에서는 2 개의 안테나가 쌍을 이루는 ULA 방식의 안테나 구성 (Paired ULA)을 나타낸다. 이러한 경우 쌍을 이루는 2 개의 안테나 사이에는 연관된 채널을 가지고， 다른 쌍의 안테나와는 독립적인 채널을 가질 수 있다.
[130] 부족한 공간에 많은 개수의 송신안테나를 설치해야 하는 경우에는 도 7(a) 및 도 7(b) 와 같은 ULA 안테나 구성은 적합하지 않을 수 있다. 따라서， 도 7(c) 와 같이 이중—극성 (dual-pole) (또는 크로스 -극성 (cross— pole)) 안테나 구성을 적용하는 것을 고려할 수 있다. 이와 같이 전송 안테나를 구성하는 경우에는， 안테나간의 거리 가 상대적으로 짧더라도 안테나 상관도를 낮춰 독립적인 채널을 구성할 수 있으므로, 높은 수율의 데이터 전송이 가능해진다.
[131] 도 7(c)의 예시에서는 총 Ντ개의 송신 안테나를 배치함에 있어서, 인덱스 1， 2, ...， Ντ/2 까지의 그룹 1과， 인덱스 Ντ/2+1, Ντ/2+2, Ντ 까지의 그룹
2는 서로 직교하는 극성을 가지도록 구성될 수 있다. 안테나 그룹 1의 안테나들은 동일한 극성 (예를 들어 수직 극성 (vertical polarization))을 가지고 안테나 그룹 2의 안테나들은 또 다른 동일한 극성 (예를 들어 수평 . 극성 (horizontal polarization))을 가질 수 있다. 또한， 두 안테나 그룹은 동일한 위치에 위치한다 (co-located). 예를 들어， 안테나 1과 Ντ/2+1, 안테나 2와 Ντ/2+2, 안테나 3과 Ντ/2+3, 안테나 Ντ/2와 Ντ는 동일한 위치에 배치될 수 있다. 달리 표현하자면， 하나의 안테나 그룹 내의 안테나들은 ULAOJniform Linear Array)와 같이 동일한 극성을 가지고， 하나의 안테나 그룹 내의 안테나 간의 상관 (correlation)은 선형 위상 증가 (linear phase increment) 특성을 가진다. 또한， 안테나 그룹 간의 상관은 위상 회전 (phase rotation)된 특성을 갖는다.
[132] 1 차원 안테나 배치는 도 7과 같은 ULA 또는 크로스 -극성 안테나 어레이 구성을 포함할 수 있다. 이러한 1차원 안테나 배치가 적용되는 경우， 전술한 바와 같은 참조신호 전송 및 CSI 피드백 방안이 적용된다. 즉， 하향링크 전송에 있어서의 송신단과 수신단 (또는 기지국과 단말) 사이의 채널을 추정하기 위한 목적으로， 송신단은 참조신호 (예를 들어， CRS 또는 CSI-RS)를 수신단으로 전송하고, 수신단은 참조신호로부터 채널 상태를 추정할 수 있다. 수신단은 참조신호를 통해 획득된 채널 정보를 바탕으로 하향링크 데이터 전송에 적절할 것으로 예상되는 탱크， 프리코딩 가중치， 및 이에 기초한 CQI를산출할 수 있다.
[133] 프리코딩된 공간 다중화 (Precoded Spatial Mult iplexing)와 같은 MIMO 전송을 위해서는 프리코딩 정보가 요구되는데， 프리코딩 가중치는 코드북 형태로 구성될 수 있다.
[134] 예를 들어， 4 개의 전송 안테나 (이하에서는， 4Tx로 표현함)를 이용하는 MIM0 시스템에서 CRS를 이용한 프리코딩된 공간 다중화 (SM)를 위한 CSI 피드백은 다음과 같이 설명할 수 있다. 4 개의 송신 안테나를 갖는 기지국에서 CRS를 전송할 때, 각각의 RS에 매핑되는 안테나 포트 (ΑΡ)의 인덱스를 AP0, 1， 2, 3이라고 하면， 단말은 CRS를 이용하여 ΑΡ0, 1， 2， 3으로부터의 채널을 추정할 수 있다.
[135] 이 경우， 단말에 의해서 추정된 채널을 표현하는 행렬 (또는 백터)를 Η라고 하면， Η = [Ηη Η12 Η13 Η14; Η21 Η22 Η23 Η24; ...； HNrl HNr2 HNr3 HNr4] 라고 나타낼 수 있다. 즉， H는 Nr X Nt 크기의 행렬 (또는 백터)로 표현될 수 있다. 여기서， Nr은 수신 안테나의 개수이고， Nt는 송신 안테나의 개수이다.
[136] 또한， 단말은 기지국이 프리코딩 가중치 행렬 (또는 백터) Wra(k)를 사용하여 데이터를 전송한다고 가정할 수 있다. Wn(k)에서， m은 전송 탱크를 의미하고， k는 Rank-m을 위해 정의된 프리코딩 가중치 행렬 (또는 백터)의 인덱스를 의미한다. Wm(k) = [Wn W12 W13 ᅳ.. Wlm; W21 W22 W23 ... W2ra; W3i W32 W33 ... 3m; ...； W41 W42 W43 -.. W4J 으로 나타낼 수 있다. 즉， Wm(k)는 Nt X m 크기의 행렬 (또는 백터)로 표현될 수 있다. [137] 또한, 단말은 등가채널 ¾。을 산출할 수 있다. 등가채널 Heq는， 추정된 채널 H와 프리코딩 가중치 Wn(k)의 합성 (즉， Heq = HWra(k))에 의해서 계산되거나, 추정된 채널의 공분산 행렬 (Covariance Matrix) R과 프리코딩 가중치 Wm(k)의 합성 (즉， HeQ = RWra(k))에 의해서 계산될 수 있다. 등가채널 Heq에 기초하여 단말은 하향링크 전송에 적합한 탱크 및 프리코딩 가중치를 선택할 수 있다. 또한， 단말은 선택된 탱크 및 프리코딩 가중치를 적용하였을 때의 예상되는 CQI를 계산할 수 있다.
[138] 다른 예시로서， 8 개의 전송 안테나 (이하에서는, 8Tx로 표현함)를 이용하는 ΜΙΜ0 시스템에서 CSI-RS를 이용한 프리코딩된 공간 다증화 (SM)를 위한 CSI 피드백은 다음과 같이 설명할 수 있다. 8 개의 송신 안테나를 갖는 기지국에서 CSI-RS를 전송할 때， 각각의 RS에 매핑되는 안테나 포트 (ΑΡ)의 인텍스를 AP15, 16, 17, 18， 19, 20， 21, 22라고 하면， 단말은 CSI— RS를 이용하여 AP15, 16， 17， 18， 19， 20, 21, 22으로부터의 채널을 추정할 수 있다.
[139] 이 경우, 단말에 의해서 추정된 채널을 표현하는 행렬 (또는 백터)를 Η라고 히"1 ， Η = [Hii Hi2 Hi3 Hi4 H15 H17 His - H21 H22 H23 H24 H25 H26 H27 H28; · . · ; Hwri HNr2 HNr3 HNr4 HNr5 HNr6 HNr7 HNr8] (여기서， Nr은 수신 안테나의 개수) 라고 나타낼 수 있다.
[140] 또한， 단말은 기지국이 프리코딩 가중치 행렬 (또는 백터) Wn(k)를 사용하여 데이터를 전송한다고 가정할 수 있으며， ¾(k) = [Wn W12 W13 ... Wlm； W21 W22 W23 -.. ff2m: W31 W32 W33 ... W3ra； ..·; W8i 82 W83 ... W8J 으로 나타낼 수 있다.
[141] 또한, 등가채널 Heq (여기서， Heq = HWm(k) 또는 Heq = RWm(k) 에 의해서 계산됨)에 기초하여 단말은 하향링크 전송에 적합한 랭크 및 프리코딩 가중치를 선택하고， 선택된 랭크 및 프리코딩 가중치를 적용하였을 때의 예상되는 CQI를 계산할 수 있다.
[142] 이에 따라， Nt개의 전송 안테나를 지원하는 MIM0시스템에서， 단말은 위와 같이 CRS 또는 CSIᅳ RS를 이용하여 선택 /계산된 CSI (예를 들어， RI, PMI， CQI)를 기지국으로 피드백할 수 있다. 기지국은 단말이 보고하는 CSI를 고려하여 하향링크 전송에 적합한 탱크, 프리코딩 가중치, 변조및코딩기법 등을 결정할 수 있다ᅳ
[143] 다차원 안테나 배치 [144] 다중안테나 시스템의 공간 정보는 안테나 형상에 따라 그 특성이 결정될 수 있다. 안테나 형상은 배치 형상에 따라 선형 어레이 (Linear Array), 원형 어레이 (Circular Array), 평면 어레이 (Planar Array), 구형 어레이 (Spherical array) 안테나 등으로 구분될 수 있다. 기존의 무선 통신 시스템 (3GPP LTE, IEEE 802.16 계열, WiMAX, IEEE802.il 계열， WiFi 등)에서는 선형 어레이 안테나를 사용하는 경우에서의 다중 안테나 전송 방법에 대한 연구가 활발히 이루어졌다.
[145] 전술한 바와 같이 선형 어레이 안테나는 안테나를 하나의 열에 배치하는 것을 특징으로 한다. 이에 따라， 방위각 (azimuth angle)에 대한 범포밍은 가능하지만， 앙각 (elevation angle)에 대한 빔포밍은 지원할 수 없었다. 방위각에 대한 빔포밍은 평면파 (plane wave)가 방위각에 따라서 각각의 안테나 위치에 도달하는 시간 차이에 의한 위상 지연을 보상하는 것을 기본적인 동작 원리로 한다. 즉， 선형 어레이 안테나를 이용하는 경우에는 2차원적인 범포밍 (즉， 방위각 방향으로의 범포밍)만이 지원될 수 있다.
[146] 평면파의 방위각 및 앙각을 고려하는 경우， 3 차원으로 배열된 안테나들의 상대적인 거리에 따론 위상 지연과 그에 따른 공간채널의 위상 변화는 다음과 같이 표현할 수 있다. 3 차원 공간 좌표계에서 전송 신호 (또는 수신 신호)에 대하여 평면파가 갖는 방위각을 라고 표현하고， 앙각을 Θ로 표현할 수 있다.
3 차원 공간 좌표계에서 특정 지점 (point)를 기준으로 각각의 안테나까지의 거리를 직교 좌표로 (dx, dy, dz)라고 표현할 때， 상기 특정 지점을 기준으로 (dx, dy, dz)에 위치한 안테나에서 평면파의 위상 지연은 다음의 수학식 13과 같이 표현된다.
[147] 【수학식 13】
Figure imgf000025_0001
[148] 상기 수학식 13에서 Λ는 파장 (wave length)을 나타내고， ψ는 방위각을 나타내고, Θ 는 앙각을 나타낸다. 또한， dx, dy, dz 는 각각 x, y, z 축 상에서의 거리 변화량을 나타낸다.
[149] 또한， 위상 지연은 공간 채널의 위상 변화로 나타나는데， 이는 아래의 수학식 14와 같이 표현될 수 있다.
[150] 【수학식 14】 ^cosi^-i^+sm^siii^-^+cos^-^
Figure imgf000026_0001
k二 sin S cos ψ sin» sin¾ coSi ]5
ᄀ 7·
P = d X dy dz
[151] 상기 수학식 14에서 살펴본 3 차원 안테나 배치의 경우의 공간 채널의 위상 변화를 표현하는 방법에 기초하여， 1 차원 (또는 선형) 안테나 배치 및 2 차원 (또는 평면) 안테나 배치의 경우에서의 공간 채널 위상 변화를 표현하는 방법에 대해서 이하에서 설명한다.
[152] 도 8(a)는 1 차원 안테나 구성의 일례인 ULA를 나타내고， 도 8(b)는 2 차원 안테나 구성의 일례인 URAOJniform Rectangular Array)를 나타낸다.
[153] 도 8(a)와 같은 선형 배치 안테나 형상의 경우에는, 특정 지점에서 각각의 안테나까지의 거리가 직교좌표의 특정 하나의 축에서만 차이나므로， 특정 축에서의 위상 변화만을 고려하면 된다. 예를 들어， 방위각에 대해 빔포밍을 수행하는 경우에는， 방위각은 가변적이지만 앙각은 고정된 것으로 가정하고， X축 또는 y축 방향의 좌표 변화량을 가정한다. 이러한 가정을 바탕으로 선형 배치 안테나 형상에서 평면파가 각 안테나에 도달하는 위상 지연에 따른 공간 채널의 위상 변화는 아래의 수학식 15와 같이 표현할 수 있다.
[154] 【수학식 15】
e λ
= 90°, dy =dz =θ)
[155] 상기 수학식 15에서는 선형 어레이 안테나에서:， X 축에서만 변화량이 존재하고， y축 및 z 축에서는 변화량이 없는 경우를 가정한다.
[156] 상기 수학식 15를 N-point DFT(Discrete Fourier Transform) 형태로 변환하기 위해서， 상기 수학식 15의 ^를 „로 치환하면， 아래의 수학식
N
16과 같이 표현할 수 있다.
[157] 【수학식 16】
Figure imgf000027_0001
二 0,..., - l, "二 o,... v 麵 -1)
[158] 상기 수학식 16에서 k는 0 부터 N— 1의 값 (즉， N.개의 값) 중의 하나의 값을 가지며， N은 위상을 분해하는 단위로서의 의미를 가진다. 즉， N의 값이 클수록 보다 많은 개수로 위상을 분해하게 되므로， 공간 채널의 위상 변화를 보다 정밀하게 (fine) 표현할 수 있다. 반대로, N의 값이 작을수록 보다 적은 개수로 위상을 분해하게 되므로, 공간 채널의 위상 변화를 성기게 (coarse) 표현할 수 있다.
[159] 상기 수학식 16에서 ίΐ은 0 부터 Nantenna-1의 값 중의 하나의 값을 가지며， ^皿는 안테나의 개수를 의미한다.
[160] 상기 수학식 16을 기반으로 생성된 백터를 사용하면， Nantenna 개의 전송 안테나에서 N개의 직교하는 빔을 형성할 수 있다.. 또한, FDD 시스템과 같이 송신단과 수신단의 채널이 상이한 주파수 상에서 정의되는 경우， 송신단에서의 빔포밍을 지원하기 위하여 수신단에서 추정한 공간 채널 정보를 보고할 필요가 있는데， 전술한 바와 같은 DFT 기반의 백터 (예를 들어， 상기 표 3 내지 10과 같은 3GPP LTE 릴리즈 -10 또는 릴리즈 -11의 8Tx 피드백 코드북에서 정의하는 프리코딩 행렬 (또는 벡터))를 공간 채널 정보의 기준 값으로서 이용할 수 있다.
[161] 도 8(a)의 ULA의 예시에서는 Ν 개의 안테나가 의 간격을 가지고 배치된다. ULA에 대한 파 (wave)는 백터 k로 표현할 수 있다. ψ는 백터 k의 방향을 나타내며, x-y평면에서의 방위각 (azimuth angle)에 해당한다.
[162] 스티어링 백터 (steering vector)는 안테나 어레이에 속한 안테나들에 의해 결정되는， 파가 겪는 위상 지연 (phase delay)의 세트를 나타낸다. 스티어링 백터를 a라고 하면， 다음의 수학식과 같이 나타낼 수 있다.
[163] 【수학식 17】 φ = cos (ι
Λ
Ά[φ) = [1 6-^πφ 6-)2π2ψ ··. 6-)2π{Ν-\)φγ [164] 상기 수학식 17에서 Λ는 파장 (wavelength)을 나타낸다ᅳ 스티어링 백터 a는 NX 1 크기의 복소 백터로 정의되고， a의 N개의 요소들의 각각은 ULA의 안테나 각각에서의 상대적인 위상을 나타낸다.
[165] 도 8(b)와 같은 2 차원 안테나 배치 (예를 들어， 평면 어레이 안테나)를 이용하는 경우에， 3 차원 범포밍 (즉, 방위각 방향 및 앙각 방향으로의 빔포밍)이 지원될 수 있다. 이 경우， 방위각 및 앙각을 모두 고려한 범포밍을 위해서는， 2차원으로 배치된 안테나들의 상대적인 거리에 따른 평면파의 위상 지연 및 그에 따른 공간 채널의 위상 변화가 고려되어야 한다.
[166] 도 8(b)의 URA의 예시에서는 x-z 평면 (plane)' 상에서 안테나들이 2차원으로 배치된다. URA는 UPAOJniform Planar Array)라고도 할 수 있다. 이러한 2 차원 안테나 구조는 매우 많은 개수의 안테나를 배치하기 위한 방안으로서 제안되고 있으며， 기존의 MIM0 기술의 이점을 최대화하기 위한 대규모 (massive) MIM0를 위해서 적용될 수 있다.
[167] 평면 배치 안테나 형상은 직교좌표의 안테나간 거리 변화가 두 축 상에서 존재하며， 방위각이 가변적이고 또한 앙각이 가변적인 것으로 가정한다. X축과 Z축에 걸쳐 평면 배치 안테나가 배치되는 경우， 평면 배치 안테나에서 평면파가 각 안테나에 도달하는 위상 지연 및 이에 따른 공간채널의 위상 변화량은 아래와 같이 표현할 수 있다.
[168] 【수학식 18】
Figure imgf000028_0001
dy =
[169] 도 8(b)의 URA는 N x M 개의 안테나를 포함한다. N x M 개의 안테나는 x 축 상에서 dx 간격을 가지고， z 축 상에서 dz 간격을 가지고 배치된다. UM의 웨이브 백터 k의 방향은， x-y 평면에서의 방위각 ψ 및 y-z 평면에서의 앙각 로 표현될 수 있다. 또한, URA에 대한 스티어링 행렬 (steering matrix)은 다음의 수학식과 같이 나타낼 수 있다.
[170] 【수학식 19】
Α(θ/φ) = ^ζ(θ) ^χ(φ)τ az(6) = [1 ^2πθ ^2π2θ ... 6]2π(Μ-1)θ
Figure imgf000029_0001
φ =— sin(i9) cos (^
A
Figure imgf000029_0002
[171] 상기 수학식 19에서 Ρ^θ,φ)는 스티어링 행렬을 나타낸다 . 스티어링 행렬 Α^θ,φ 는 ΝΧΜ 크기의 복소 행렬로 정의되고， ΝΧΜ 개의 요소들의 각각은 U A의 안테나 각각에서의 상대적인 위상을 나타낸다.
27Γ
[172] 상기 수학식 18에서 e)T(sin 9)COS ^+COS 9)dz) 는 2 개의 백터 sin(,9)cos^)dx 및 의 곱으로 표현될 수 있다 여기서' 상기
Figure imgf000029_0003
수학식 18의 ^ ^in cos 는 수학식 19의 χ(φ) 에 대응하고， 수학식 18의 e ^cos^)dz 는 수학식 19의 az(0) 에 대웅한다.
[173] 상기 수학식 19에서 알 수 있는 바와 같이， z=0인 경우의 X 축에서의 위상 증분 관계가， z=l에서의 X 축에서의 위상 증분 관계에 그대로 적용될 수 없다.
[174] 다차원 안테나 배치를 위한 코드북 설계
[175] 기존의 ULA와 같은 1차원 안테나 구조에 의해서 형성되는 범은 방위각 (예를 들어， 수평 도메인)으로만 특정되고, 앙각 (예를 들어， 수직 도메인)으로는 특정될 수 없으므로, 2차원 빔포밍만이 지원된다. 이러한 1 차원 안테나 구조 (예를 들어， ULA 또는 크로스 -극성 어레이 구성)는 방위각 방향의 적웅적 빔포밍 또는 공간 다중화를 지원할 수 있고， 기존의 무선 통신 시스템 (예를 들어， 3GPP LTE 릴리즈 -8， 9, 10， 11에 따르는 시스템)에서는 이를 위한 MIM0 송수신 기법만이 설계되어 있다.
[176] 한편， 시스템 성능의 향상을 목적으로 하는 2 차원 안테나 구조 (예를 들어， URA) 기반의 MIM0 송수신 기법을 지원하는 경우， 2 차원 안테나 구조에 의해서 형성되는 범은 방위각 방향 및 앙각 방향으로의 방향 특정이 가능하므로， 3차원 범포밍이 가능해진다.
[177] 도 9는 2 차원 안테나 구성에 따른 빔포밍의 예시들을 나타내는 도면이다. [178] 도 9(a)에서는 방위각의 일정 범위와 앙각의 일정 범위를 제한함으로써 형성되는 섹터 특정 빔포밍의 예시들을 나타낸다. 도 9(b)에서는 동일한 방위각 상에서 앙각을 달리하여 형성되는, UE—특정 범포밍의 예시들을 나타낸다.
[179] 이와 같이 방위각 및 앙각을 특정하여 범을 형성하는 기능에 의하면， 섹터 특정 고저 (elevation) 빔포밍 (예를 들어， 수직 패턴 빔폭 (bea丽 idth) 및 /또는 다운틸트 (downtilt)에 의한 적웅적 제어)， 수직 도메인에서의 개선된 섹터화， 사용자 (또는 UE)ᅳ특정 고저 빔포밍 등의 새로운 빔포밍을 지원할 수 있게 된다.
[180] 수직 섹터화 (Vertical Sector izat ion)는 수직 섹터 패턴의 이득을 통해 평균 시스템 성능을 높일 수 있으며， 일반적으로 추가적인 표준기술 지원이 요구되지 않는다.
[181] UE-특정 고저 범포밍은， UE 방향으로 수직 안테나 패턴을 지정함으로써， 해당 UE에 대한 SINR을 향상 시킬 수 있다. 반면, 수직 섹터화 또는 섹터 -특정 수직 빔포밍과 달리， UE-특정 고저 빔포밍은 추가적인 표준기술 지원이 요구된다. 예를 들어， 2차원 포트 구조를 을바르게 지원하기 위해서는， UE-특정 고저 범포밍을 위한 UE의 CSI 측정과 피드백 방법이 요구된다.
[182] UE-특정 고저 빔포밍을 지원하기 위해서는 하향링크 MIM0 개선 방안이 요구된다. 하향링크 MIM0 개선 방안은， 예를 들어, UE의 CSI 피드백 방식 (예를 들어， 새로운 코드북 설계, 코드북 선택 /업데이트 /변형을 지원하는 방안, CSI 페이로드 크기 증가의 최소화 등), UE—특정 고저 빔포밍을 위한 CSI-RS 설정의 변경， UE-특정 고저 빔포밍을 위한 추가적인 안테나 포트의 정의， UE—특정 고저 빔포밍을 지원하기 위한 하향링크 제어 동작의 개선 (예를 들어， 안테나 포트의 개수가 증가하는 경우에 공통 채널 커버리지 및 /또는 R M(Radio Resource Management) 측정 신뢰도 (reliabi lity)를 확보하기 위한 방안 등) 등의 측면을 포함할 수 있다.
[183] 특히 다차원 다중안테나 전송을 위해 공간 채널에 대한 정보를 표현하는 것이 필요하다. 본 발명에서는 다차원 다중 안테나 전송에 대한 공간 정보를 대표하는 값들로 구성되는 코드북을 설계하는 방안에 대해서 제안한다. 구체적으로， 본 발명에서는 방위각뿐만 아니라 앙각을 포함하여 공간 정보를 구성하는 것이 요구되는， 다차원 안테나 배치에 적합한 코드북을 설계하는 방안에 대해서 제안한다.
[184] 실시예 1 [185]. 3차원 빔포밍을 위한 프리코딩 가중치는, 앙각을 포함하는 백터 /행렬인 와， 앙각 및 방위.각을 포함하는 백터 /행렬인 의 조합으로 표현될 수 있다. 여기서， 는 앙각 성분 a (즉, 제 1 앙각 성분)의 함수이고， az(a) 라고 표현된다. 또한， 는 앙각 성분 b (즉， 제 2 앙각 성분) 및 방위각 성분 c의 함수이고， ax(b, c)로 표현된다.
[186] 3차원 범포밍을 위한 프리코딩 가중치는， 와 ax의 조합으로 표현될 수 있으며， 조합의 방식은 내적 (실시예 1-1)， 크로네커 곱 (실시예 1-2) 또는 곱 (실시예 1-3)이 될 수 있다.7 •
2
a
[187] 실시예 1-1
[188] 3차원 빔포밍을 위한 프리코딩 가중치는， 다음의 수학식과 같이 ¾와 ax의 내적 (inner product) 형태로 표현될 수 있다.
[189] 【수학식 20】
A(a, b, c) = az( ) . ax(b, c)T
az( ) = [1 eia eJ'2a e 'a(M-l)-|T stx(b, c) = [1 ejb'c e^b'c ... β^ Ν-ι
[190] 예를 들어， URA가 16 개의 안테나로 구성되는 경우 (예를 들어， M=4, N=4인 경우), 는 4X1 크기의 백터로 정의되고, 는 1X4 크기의 백터로 정의될 수 있다. 이 경우， A(a, b, c)는 다음의 수학식 21과 같이 표현될 수 있다.
[191] 【수학식 21】
az( ) = [1 e^2a ej3a] T
Figure imgf000031_0001
ax(^c)T = [1 eJ'b-c ej2b'c e j3b-c
]
A ( , b, c)― az( ) · ax(/?, c)T
a T . [丄 e jb'c ej2b-c e j3b-c]
= [1 e j e e ;'3 j
Figure imgf000031_0002
[192] 또는， 3차원 빔포밍을 위한 프리코딩 가중치는， 다음의 수학식과 같이 ¬와 의 내적 형태로 표현될 수도 있다.
[193] 【수학식 22】
A(a, b, c) = ax(b, c) · az( ) T az( ) = [1 ;2 a e;a(M-l)-|T
eJ'a e¬송
.
Figure imgf000032_0001
[196] 실시예 1-2
[197] 3차원 빔포밍을 위한 프리코딩 가중치는， 다음의 수학식과 같이 ¾와 의 크로네커 곱 (Kronecker product) 형태로 표현될 수 있다.
[198] 【수학식 24】
A( , b, c) = az( )®ax(i?, c)
Figure imgf000032_0002
ax(?,c) = [1 ejb.c ej2b'c ... e)b'c(N-i)]T
[199] 예를 들어， URA가 16 개의 안테나로 구성되는 경우 (예를 들어， M=4, Ν=4인 경우)， 는 4X1 크기의 백터로 정의되고， 는 1X4 크기의 백터로 정의될 수 있다. 이 경우, A(a, b, c)는 다음의 수학식 25와 같이 표현될 수 있다.
[200] 【수학식 25】
A( , b, c) = az(a)®ax (ᅀ, c)
Figure imgf000032_0003
= [1 eJb'c e^2b'c e^3b'c
eja eja . ejb-c eja . e)2b-c eja . ej3b-c
Q]2a eJ2a · ejb-c eJ'2a · e)2b-c ej2a · eJ3b-c
ej3a ej3a . e)b-c ej3a . eJ2b-c ej3a . e '3i -C]T
[201] 또는， 3차원 빔포밍을 위한 프리코딩 가중치는， 다음의 수학식과 같이 ¬와 의 크로네커 곱 형태로 표현될 수 있다.
[202] 【수학식 261
A( , b, c) = ax(6, c)®az(a)
az(a) = [1 eJa e^2a … ^"(Χ)]7
Figure imgf000033_0001
β^ Ν-ι
[203] 예를 들어， URA가 16 개의 안테나로 구성되는 경우 (예를 들어， M=4,
N=4인 경우)， 는 4X1 크기의 백터로 정의되고， ax는 1X4 크기의 백터로 정의될 수 있다. 이 경우, A(a, b, c)는 다음의 수학식 27과 같이 표현될 수 있다.
[204] 【수학식 27】
A(a, b, c) = ax(?, c)®az( )
= [1 eJb'c e]2b'c ... e)b'c( _1)]T®[l e a e^2a e;3a]T = [l eJ'a eJ2a e/3
e)b-c ejb-c . eja ejb-c . e)2a eJb-c . e;'3
e)2b-c ej2b-c , eJa e)2b-c . Q)2 e)2b-c . ej3a
ejSb-c e)3b-c . eja £j3b-c · e;'2a ej3b-c , e 3a]T
[205] 실시예 1-3
[206] 3차원 범포밍을 위한 프리코딩 가중치는， 의 요소들과 의 요소들의 곱의 형태로 표현될 수 있다.
[207] 상기 .실시예 1의 다양한 예시들은 3차원 범포밍을 위한 프리코딩 가중치를 표현하는 방식에 대한 것이다. 상기 실시예 1에 따르는 경우， 특정 {a, b, c} (즉， 제 1 앙각 성분인 aᅳ제 2 앙각 성분인 b, 및 방위각 성분인 c의 세트) 값에 의해서 결정되는 하나의 행렬 A는 3차원 범포밍을 위한 프리코딩 가중치의 하나에 해당한다. 예를 들어， 상기 수학식 21, 23, 25 또는 27의 행렬 A의 16개의 요소는 16개의 안테나의 각각에 매핑되는 위상값을 나타내는 것으로 이해될 수 있다. 3 차원 빔포밍을 위한 코드북은， 복수개의 {a, b, c} 값에 대응하는 복수개의 프리코딩 행렬 A를 포함하는 형태로 구성될 수 있다.
[208] 또한, 상기 프리코딩 행렬 A는 2 개의 프리코딩 백터 /행렬 와 의 조합의 형태로 구성될 수 있다. 이에 따라， 3차원 프리코딩 행렬은 z 축 방향의 프리코딩 행렬을 지시하는 지시자 (예를 들어， 제 1 PMI, 또는 PMIz)와 X 축 방향의 프리코딩 행렬을 지시하는 지시자 (예를 들어， 제 2 PMI, 또는 PMIx)의 조합 (내적， 크로네커 곱， 또는 곱)의 형태로 정의될 수 있다. 이에 따라, 3 차원 범포밍을 위한 공간 채널 정보에 대한 CSI 피드백은 제 1 및 제 2 PMI (또는 PMIz 및 PMIx)에 대한 피드백을 포함할 수 있다.
[209] 실시예 2
[210] 본 실시예 2는 상기 실시예 1에서 설명한 제 1 앙각 성분인 a와 제 2 앙각 성분인 b의 관계를 정의하는 방안에 대한 것이다.
[211] 전술한 바와 같이， 3차원 빔포밍을 위한 프리코딩 가중치는， 제 1 앙각 성분 )을 포함하는 백터 /행렬인 와， 제 2 앙각 성분 (b) 및 방위각 성분 (c)을 포함하는 백터 /행렬인 의 조합으로 표현될 수 있다. 여기서, az의 제 1 앙각 성분 a와， 의 제 2앙각 성분 b가 상호 연관성을 가지도록 설계할 수 있다.
[212] 실시예 2一 1
[213] 본 실시예에 따르면 제 1 앙각 성분 a와 제 2 앙각 성분 b가 다음의 수학식과 같은 관계를 가지도록 정의될 수 있다.
[214] 【수학식 28】
az(a) = [1 ei e^2a … e Ai-i)]T ax(b, c) = [l ejb'c ej2b'c ...
Figure imgf000034_0001
a2 + b2 = 1
[215] 상기 수학식 28에서 정의하는 제 1 앙각 성분 a와 제 2 앙각 성분 b의 관계 (즉， α 2 + ό 2 = 1)는, a가 상기 수학식 19에서의 cos ?)에 대웅하고, b가 상기 수학식 19에서의 sin09) 에 대응한다는 점에서 원칙적인 관계 (즉， COS(T9)2 + sin ?)2 = l)에 대한 변형이 없이 정의하는 것으로 이해될 수 있다.
[216] 도 10은 의 제 1 앙각 성분 a와 의 제 2 앙각 성분 b의 연관관계의 일례를 나타내는 도면이다. [217] az의 제 1 앙각 성분인 a와 ax의 제 2 앙각 성분인 b 사이의 연관관계가 a2+b2 = l로 정의되는 경우에 도 10과 같이 표현할 수 있다. 도 10의 예시에서 반원호 상의 점들은 프리코딩 가중치를 결정하기 위해서 미리 정해진 앙각의 값들의 후보를 의미한다. 즉, 반원호 상의 점들의 개수 (즉, 앙각의 값들의 후보들의 개수)가 증가하는 경우 점들간의 간격은 좁아지고， 이는 보다 정밀한 레졸루션 (resolution)으로 앙각 성분을 표현할 수 있음을 의미한다. 또한， 도 10의 예시에서 반원호 상의 점들의 개수 (즉， '앙각의 값들의 후보들의 개수)가 감소하는 경우 점들간의 간격은 넓어지고， 이는 보다 덜 정밀한 레졸루션으로 앙각 성분을 표현할 수 있음올 의미한다.
[218] 실시예 2-2
[219] 본 실시예에 따르면 제 1 앙각 성분 a와 제 2 앙각 성분 b가 α + b = 1 의 같은 관계를 가지도록 정의될 수 있다. 여기서， 제 1 앙각 성분 a와 제 2 앙각 성분 b의 관계 (즉， a+b=l)는， 선형적인 관계라고 할 수 있다. 또한， 이러한 a 및 b의 연관관계는, 원칙적인 관계 (즉, cos09)2 + sin(i9)2 = 1 )에 대한 변형이라고 이해될 수 있다.
[220] 도 11은 의 제 1 앙각 성분 a와 ax의 제 2 앙각 성분 b의 연관관계의 다른 일례를 나타내는 도면이다.
[221] 의 제 1 앙각 성분인 a와 의 제 2 앙각 성분인 b 사이의 연관관계가 a+b=l 로 정의되는 경우에 도 11과 같이 표현할 수 있다. 도 11의 예시에서 삼각형의 변 상의 점들은 프리코딩 가중치를 결정하기 위해서 미리 정해진 앙각의 값들의 후보를 의미한다. 즉， 삼각형 변 상의 점들의 개수 (즉, 앙각의 값들의 후보들의 개수)가 증가하는 경우 점들간의 간격은 좁아지고， 이는 보다 정밀한 레졸루션으로 앙각 성분을 표현할 수 있음을 의미한다. 또한， 도 11의 예시에서 삼각형 변 상의 점들의 개수 (즉， 앙각의 값들의 후보들의 개수)가 감소하는 경우 점들간의 간격은 넓어지고， 이는 보다 덜 정밀한 레졸루션으로 앙각 성분을 표현할수 있음을 의미한다.
[222] 다음으로 상기 실시예 1에서 설명한 바와 같이, 3차원 범포밍을 위한 프리코딩 가중치를 나타내는 행렬 A는 와 의 조합으로 정의되고， 의 제 1 앙각 성분 a와 의 제 2 앙각 성분 b 사이의 연관관계는 본 실시예 2에 따라서 a2 + b2 = l 또는 a+b=l 로 정의될 수 .있다. 이 경우， 3 차원 빔포밍을 위한 적절한 프리코딩 가중치를 결정 /선택함에 있어서， 먼저 앙각 I？가 결정되어야 하고， 결정된 앙각 ϋ 을 기반으로 적절한 방위각 ^ 이 결정될수 있다.
[223] 구체적으로, 앙각 가 우선적으로 결정됨으로써 의 제 1 앙각 성분인 a(= cos09) )가 결정되고 이에 따라 가 결정될 수 있다. 또한， 앙각 가 결정됨으로써 ¾의 제 2 앙각 성분인 b(=sin09) )가 결정되고, 이에 기반하여 적절한 방위각 ^이 결정됨으로써 ax의 방위각 성분인 c(=cos / )가 결정되고 이에 따라 가 결정될 수 있다.
[224] 만약， 제 1 앙각 성분 a와 제 2 앙각 성분 b간의 연관관계에 대한 제한이 없다면， a가 가질 수 있는 모든 가능한 값을 가정하고 이 경우에 b와 c가 가질 수 있는 값들을 가정하여 ax를 계산하여야 하므로， 적절한 프리코딩 행렬 /백터를 선택 /결정하기 위한 복잡도가 매우 높아지고 이는 송신단 및 /또는 수신단의 시간지연 소비전력 등에서 큰 부담을 줄 수 있다. 본 실시예에서와 같이 의 제 1 앙각 성분 a와 ax의 제 2 앙각 성분 b 사이의 연관관계를 제한한다면， 적절한 az 및 를 결정하기 위한 복잡도를 크게 줄일 수 있다.
[225] 실시예 3
[226] 본 실시예는 앙각 성분 및 /또는 방위각 성분의 그래뉼래러티 (granularity)를 설정하는 방안에 대한 것이다.
[227] 프리코딩 가중치 A가 와 의 조합으로 표현되는 경우, 앙각을 포함하는 백터 /행렬인 의 앙각 성분 (예를 들어， 전술한 제 1 앙각 성분)에 대한 그래뉼래러티를 설정하는 방안에 대해서 설명한다.
[228] 의 앙각을 담당하는 요소는 0 부터 1 사이의 미리 정해진 여러 개의 소수 (decimal) 값 중에서 하나를 가지도록 정의된다. 여기서， 상기 미리 정해진 여러 개의 소수 값들 간의 증분 (즉, 차이값)은 균등하게 1/Ne로 주어질 수 있다. 이에 따라， 상기 미리 정해진 여러 개의 소수 값은 ne/Ne 로 표현할 수 있다. 여기서， ne 는 0 이상 Ne-1 이하의 정수 값으로 주어진다 (즉, ne = 0， 1， 2， Ne-1).
[229] 이에 따르면， az는 다음의 수학식과 같이 표현될 수 있다.
[230] 【수학식 29】 az(ne) = [1 e we e
Figure imgf000036_0001
ne = 0, lr...,Ne 1 [231] 앙각을 Ne 개의 각도로 등분하는 경우， 앙각 방향으로 Ne 개의 직교하는 (orthogonal) 빔이 구성될 수 있다. 여기서, Ne의 값이 클수록 (즉， 1/Ne 의 값이 작을수록) 의 앙각 성분의 값의 후보들이 보다 촘촘하게 분할되어 있는 것으로 이해될 수 있고， 공간 채널의 앙각 방향의 특징을 보다 더 정밀하게 표현할 수 있다.
[232] 다음으로, 앙각 및 방위각을 포함하는 백터 /행렬인 ax의 방위각 성분 및 앙각 성분에 대한 그래뉼래러티를 설정하는 방안에 대해서 설명한다.
[233] ax의 방위각을 담당하는 요소는 0 부터 1 사이의 미리 정해진 여러 개의 소수 (decimal) 값 중에서 하나를 가지도록 정의된다. 여기서, 상기 미리 정해진 여러 개의 소수 값들 간의 증분 (즉， 차이값)은 균등하게 1/Na로 주어질 수 있다. 이에 따라， 상기 미리 정해진 여러 개의 소수 값은 na/Na 로 표현할 수 있다. 여기서， na 는 0 이상 Na-1 이하의 정수 값으로 주어진다 (즉, na = 0, 1， 2, Na-1).
[234] 방위각을 Na 개의 각도로 등분하는 경우， 방위각 방향으로 Na 개의 직교하는 (orthogonal) 빔이 구성될 수 있다. 여기서, Na의 값이 클수록 (즉， 1/Na 의 값이 작을수록) 의 방위각 성분의 값의 후보들이 보다 촘촘하게 분할되어 있는 것으로 이해될 수 있고， 공간 채널의 방위각 방향의 특징을 보다 더 정밀하게 표현할 수 있다.
[235] 또한， 의 앙각을 담당하는 요소는 0 부터 1 사이의 소수 (decimal) 값으로 정해지며， az의 앙각을 담당하는 요소의 값과의 연관관계에 기초하여 결정될 수 있다. 예를 들어, 의 앙각을 담당하는 요소 (예를 들어， 전술한 제 2 앙각 성분)의 값은， 상기 실시예 2에서 설명한 의 앙각을 담당하는 요소 (예를 들어， 전술한 제 1 앙각 성분)의 값과의 연관관계에 기초하여 결정될 수 있다.
[236] 이에 따르면， ax는 다음의 수학식과 같이 표현될 수 있다.
[237] 【수학식 30】 ax (네 [1
Figure imgf000037_0001
na = 0, 1 ,.··, Na-1
0 < b≤ 1
[238] 상기 수학식 30에서 b는 다음의 수학식 31 또는 수학식 32와 같이 정의될 수 있다. [239] 【수학식 31】
Figure imgf000038_0001
ne = 0, l,...,Ne - 1
[240] 【수학식 32】
Figure imgf000038_0002
ne = 0,l,...,Ne - 1
[241] 상기 수학식 31은 상기 실시예 2-1의 연관관계에 대웅하는 예시이고， 상기 수학식 32는 상기 실시예 2-2의 연관관계에 대응하는 예시이다.
[242] 전술한 바와 같은 실시예 1 내지 3에 따르면， 3 차원 빔포밍을 위한 프리코딩 가중치는 앙각에 따라서 방위각이 결정되는 구조를 가진다. 따라서， 본 발명에서 제안하는 방식에 따라서 계산된 프리코딩 가중치들을 포함하는 코드북에서 적절한 프리코딩 가중치를 결정하는 것은, 먼저 앙각 방향 (또는, z 축 방향)에 대한 적절한 프리코딩 행렬 (예를 들어， ， 또는 특정 az를 지시하는 제 1 PMI, 또는 PMIx)를 결정하고， 결정된 앙각 방향의 프리코딩 행렬을 고려하여 방위각 방향 (즉， X 축 방향)에 대한 적절한 프리코딩 행렬 (예를 들어， ， 또는 특정 를 지시하는 제 2 PMI, 또는 PMIz)를 결정할 수 있다. 여기서， 의 제 1 앙각 성분과 의 제 2 앙각 성분의 연관관계를 정의함으로써 , 3 차원 빔포밍을 위한 프리코딩 가중치를 결정 /선택하는 부담을 크게 줄일 수 있다. 또한， az의 앙각 성분의 그래뉼래러티와， ax의 방위각 성분의 그래뉼래러티를 독립적으로 정의함으로써 필요에 따라 양각 방향으로 또는 방위각 방향으로 생성되는 범의 방향의 그래뉼래러티를 정밀하게 또는 성기게 결정할 수 있다.
[243] 실시예 4
[244] 본 실시예에서는 방위각 성분의 레졸루션과 앙각 성분의 값 사이의 연관관계를 정의하는 방안에 대해서 제안한다.
[245] 예를 들어， 제 1 앙각 성분을 포함하는 백터 /행렬인 ¾와, 제 2 앙각 성분 및 방위각 성분을 포함하는 백터 /행렬인 를 가정한다. 여기서, 를 구성하는 방위각 성분의 레졸루션은， 를 구성하는 앙각 성분 (예를 들어， 제 1 앙각 성분) 또는 ax를 구성하는 앙각 성분 (예를 들어， 제 2 앙각 성분)의 값과 상호 연관성을 가지도록 설계될 수 있다.
[246] 3 차원 빔포밍에 있어서 빔 방향은 앙각 및 방위각으로 표현될 수 있다. 앙각은 공간 좌표 상에서 상하방향 (또는 수직방향)으로 범의 방향을 결정하는 기능을 한다. 앙각이 0° 인 것은 수직 상향의 범 방향에 대웅하고， 앙각이 90° 인 것은 수평의 빔 방향에 대웅하고, 앙각이 180° 인 것은 수직 하향의 범 방향에 대웅한다고 가정한다 (상기 도 8(b)의 ϋ 참조). 이 경우， 무선통신을 이용하는 사용자들의 대부분은 지표면 근처에 위치하므로, 앙각은 대부분 90° 과 180° 의 사이에서 결정될 수 있다. 또한， 앙각이 수평 (예를 들어， 90° )에 가까울수록 안테나 위치로부터 먼 거리의 지표면을 향하는 빔이 형성되고， 앙각이 수직 (예를 들어, 180° )에 가까울수록 안테나 위치로부터 가까운 거리를 향하는 빔이 형성된다. 빔이 부채꼴 모양으로 형성된다고 가정하면， 중심으로부터의 거리 (또는 부채꼴의 반지름 길이)가 길어질수록 빔이 커버하는 범위 (즉， 부채꼴의 호의 길이)가 커진다. 즉， 안테나로부터의 거리 (즉， 수평방향에서의 거리)가 멀수록 빔의 방향이 조금만 를어져도 원하는 방향으로 빔이 도달하기 어렵다. 이러한 점을 고려하면, 앙각이 90° 에 가까울수록 (즉， 수평방향으로 먼 거리의 지표면을 지향할수록) 더 넓은 범위를 커버할 수 있는 (즉， 높은 정확도가 요구되는) 빔이 형성되어야 하고， 반대로 앙각이 180° 에 가까울수록 (즉， 수평방향으로 가까운 거리의 지표면을 지향할수록) 더 좁은 범위를 커버할 수 있는 (즉， 낮은 정확도가 허용되는) 빔이 형성될 수 있다.
[247] 방위각의 레졸루션이 높을수록 전체 빔이 향할 수 있는 방향을 보다 촘촘하게 2갠 것이므로， 빔의 방향의 정확도가 상대적으로 높다 . 한편， 방위각의 레졸루션이 낮을수록 전체 범이 향할 수 있는 방향을 보다 성기게 £갠 것에 해당하므로， 빔의 방향의 정확도가 낮다. 따라서, 본 발명에서는 앙각이 90° 에 가까울수록 방위각의 레졸루션을 높게 설정하고， 앙각이 180° 에 가까울수록 방위각의 레졸루션을 낮게 설정하는 것을 제안한다.
[248] 실시예 4-1
[249] 본 실시예는 의 앙각 성분 (예를 들어, 제 2 앙각 성분)의 값에 따라서 ¬를 구성하는 방위각 성분의 레졸루션이 결정되는 방식에 대한 것이다. [250] 예를 들어， 상기 수학식 20을 참조하면， 의 앙각을 나타내는 성분인 b 값에 따라서 의 방위각 성분을 나타내는 c가 가변적인 빔 레졸루션을 가지도록 양자화 (quantization)할 수 있다.
[251] 예를 들어， 를 구성하는 방위각 성분인 c를 상기 수학식 30에서와 같이 DFT 형태로 구성하면， c=na/Na 로 표현할 수 있다. 전술한 바와 같이， 방위각을 Na 개의 각도로 등분하는 경우， 방위각 방향으로 Na개의 직교하는 (orthogonal) 범이 구성될 수 있다. 또한， Na의 값이 클수록 방위각 방향에서 좀더 촘촘하게 (즉, 높은 해상도로) 범을 형성할 수 있고, Na의 값이 작을수록 방위각 방향에서 좀더 성기게 (즉， 낮은 해상도로) 범을 형성할 수 있다.
[252] 또한， 예를 들어， 상기 수학식 28과 관련하여 설명한 바와 같이, ax를 구성하는 앙각 성분인 b는 상기 수학식 19에서의 sin(9) 에 대응할 수 있다. 따라서， 앙각이 90° 에 가까울수록 b는 1에 가까운 값을 가지고, 앙각이 180° 에 가까울수록 b는 0에 가까운 값을 가진다.
[253] 따라서， ¾의 앙각 성분 (예를 들어， 제 2 앙각 성분)인 b의 값이 1에 가까울수록 ^의 값을 높게 설정하고, b의 값이 0에 가까울수록 ^의 값을 낮게 설정할 수 있다.
[254] 실시예 4-2
[255] 본 실시예는 ¾의 앙각 성분 (예를 들어， 제 1 앙각 성분)의 값에 따라서 ¾를 구성하는 방위각 성분의 레졸루션이 결정되는 방식에 대한 것이다.
[256] 예를 들어， 상기 수학식 20을 참조하면， ¾의 앙각을 나타내는 성분인 a 값에 따라서 ¾의 방위각 성분을 나타내는 c가 가변적인 빔 레졸루션을 가지도록 양자화할 수 있다.
[257] 상기 수학식 29 내지 32에 기초하면, 3 차원 프리코딩 행렬 A는 다음의 수학식과 같이 표현할 수 있다.
[258] 【수학식 33】
ne,na) = az(ne) · ax(na)T
.ne -^rie tne{M-l)
a» [1 eJ e e ] ^ ... e3 Ne ]T , (ne = 0, 1,…, Ve-l)
■ b-na . b,na .b'na(jVᅳ l)
ax(na) = [1 e]~^ eJ ^ ... eJᅳ ^ᅳ ]T, (na = 0, ,Na— l)
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[259] 여기서, az의 앙각을 나타내는 성분 (예를 들어， 제 1 앙각 성분)인 a를 상기 수학식 33에서와 같이 DFT 형태로 구성하면, a=ne/Ne 로 표현할 수 있다. 여기서， Ne를 상수라고 가정하면 a는 ne의 값에 의해서 결정된다. 즉， 의 앙각을 나타내는 성분 (예를 들어， 제 1 앙각 성분)의 값은 ne에 의해서 결정되는 것이라고 할 수 있다.
[260] 또한， 상기 수학식 28과 관련하여 설명한 바와 같이， 를 구성하는 앙각 성분인 a=ne/Ne는 상기 수학식 19에서의 cos 9) 에 대응할 수 있다.
[261] 따라서， 앙각이 90° 에 가까울수록 는 0에 가까운 값을 가지고, 앙각이 180° 에 가까울수록 ne 는 Ne-1에 가까운 값을 가진다.
[262] 따라서， 의 앙각 성분 (예를 들어， 제 1 앙각 성분)인 a를 결정하는 ne의 값이 0에 가까울수록 ^의 값을 높게 설정하고， ne의 값이 Ne-1에 가까울수록 Na의 값을 낮게 설정할 수 있다. 이를 수학식으로 표현하면 다음과 같다.
[263] 【수학식 34】
Na@ne=o〉 ^a@ne=l > ^a@ne=2 > ■■> ^a@ne=Ne-l
[264] 상기 수학식 34에서， Na@ne=k 는， ne = k 일 때의 Na 의 값을 의미한다.
[265] 전술한 본 발명의 다양한 예시들은 NXM의 2 차원 안테나 배치를 가정하여 프리코딩 코드북을 설계하는 원리에 제안하였다. 그러나， 본 발명의 범위는 어에 제한되지 않고， 하나의 그룹이 N개의 1 차원 안테나 배치를 포함하고 이러한 그룹이 M개 존재하는， 전체 NXM개의 안테나가 1 차원으로 배치되는 안테나 배치에 대한 프리코딩 코드북을 설계하는 경우에 대해서도 유사하게 적용될 수 있다. 예를 들어 , N개의 안테나를 포함하는 제 1 그룹의 안테나와, 또 다른 N개의 안테나를 포함하는 제 2 그룹 안테나 간의 거리가 층분히 이격되어 있고， 제 1 그룹 안테나 내에서의 N 개의 안테나 간의 간격 (예를 들어， ώθ과 제 2 그룹 안테나 내에서의 Ν 개의 안테나 간의 간격이 유사한 특징을 가지는 경우에 본 발명의 원리에 따른 프리코당 코드북 설계 방안이 적용될 수 있다. [266] 도 12는 본 발명에 따른 채널상태정보 송수신 방법을 설명하기 위한 흐름도이다.
[267] 단계 S1210에서 단말은 기지국으로부터 하향링크 신호 (예를 들어， 하향링크 참조신호)를 수신할 수 있다.
[268] 단계 S1220에서 단말은 상기 하향링크 신호를 이용하여 하향링크 채널을 측정할수 있다.
[269] 단계 S1230에서 단말은 하향링크 채널에 대한 측정에 기초하여 채널상태정보를 결정할 수 있다. 상기 채널상태정보는 제 1 PMI 및 제 2 PMI를 포함할 수 있다. 상기 제 1 및 제 2 PMI는 상기 기지국의 3차원 범포밍을 위한 것일 수 있다. 예를 들어, 상기 제 1 및 제 2 PMI는 상기 기지국의 2차원 안테나 배치에 의해서 생성되는 공간 채널에 적합한 (또는 상기 단말에 의해서 선호되는 (prefer red)) 프리코딩 행렬을 지시하는 것일 수 있다.
[270] 여기서， 상기 제 1 PMI는 상기 실시예들에서 설명한 제 1 앙각 성분을 포함하는 프리코딩 백터 (예를 들어， )를 지시하는 것일 수ᅳ 있다. 상기 제 2 PMI는 상기 실시예들에서 설명한 제 2 앙각 성분 및 방위각 성분을 포함하는 프리코딩 백터 (예를 들어， )를 지시하는 것일 수 있다.
[271] 또한， 상기 실시예들에서 설명한 바와 같이， 제 2 앙각 성분 (예를 들어， b)는 제 1 앙각 성분 (예를 들어， a)에 기초하여 결정될 수 있다. 예를 들어, 게 1 앙각 성분과 제 2 앙각 성분은 상호간의 연관관계 (예를 들어， a2+b2 = l 또는 a+b=l)에 기초하여 결정될 수 있다.
[272] 또한， 상기 실시예들에서 설명한 바와 같이， 상기 방위각 성분 (예를 들어， c)의 레졸루션은 상기 제 1 양각 성분 또는 상기 제 2 양각 성분에 기초하여 결정될 수 있다. 예를 들어， 상기 방위각 성분의 레졸루션은, 앙각이 수평에 가까울수록 높게 설정되고， 상기 앙각이 수직에 가까울수록 낮게 설정될 수 있다.
[273] 제 1 PMI는 제 1 프리코딩 백터의 후보들 중에서 하나를 지시하고, 제 2 PMI는 제 2 프리코딩 백터의 후보들 중에서 하나를 지시할 수 있다. 상기 제 1 프리코딩 백터의 후보들과 게 2 프리코딩 백터의 후보들의 조합에 의해서 결정되는 프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북이 정의될 수 있다. 즉， 상기 제 1 PMI 및 제 2 PMI는 미리 정해진 코드북 내에서 특정 프리코딩 행렬을 지시할 수 있다. [274] 전술한 채널상태정보 송수신 방법에 있어서， 상기 본 발명의 다양한 실시예들에서 설명한 사항은 개별적으로 또는 둘 이상을 조합하여 적용될 수 있으며, 중복되는 설명은 명료성을 위해서 생략한다.
[275] 도 13은 본 발명에 따른 단말 장치 및 기지국 장치의 바람직한 실시예의 구성을 도시한 도면이다.
[276] 도 13을 참조하여 본 발명에 따른 기지국 장치 (10)는, 송신기 (11)， 수신기 (12)， 프로세서 (13)， 메모리 (14) 및 복수개의 안테나 (15)를 포함할 수 있다. 송신기 (11)는 외부 장치 (예를 들어， 단말)로의 각종 신호， 데이터 및 정보를 전송할 수 있다. 수신기 (12)는 외부 장치 (예를 들어， 단말)로부터의 각종 신호, 테이터 및 정보를 수신할 수 있다. 프로세서 (13)는 기지국 장치 (10) 전반의 동작을 제어할 수 있다. 복수개의 안테나 (15)는 예를 들어 2 차원 안테나 배치에 따라서 구성될 수 있다.
[277] 본 발명의 일례에 따른 기지국 장치 (10)의 프로세서 (13)는， 본 발명에서 제안하는 예시들에 따라서 채널상태정보를 수신하도록 구성될 수 있다. 기지국 장치 (10)의 프로세서 (13)는 그 외에도 기지국 장치 (10)가 수신한 정보 외부로 전송할 정보 등을 연산 처리하는 기능을 수행하며, 메모리 (14)는 연산 처리된 정보 등을 소정시간 동안 저장할 수 있으며， 버퍼 (미도시) 등의 구성요소로 대체될 수 있다.
[278] 도 13을 참조하여 본 발명에 따른 단말 장치 (20)는， 송신기 (21)， 수신기 (22), 프로세서 (23), 메모리 (24) 및 복수개의 안테나 (25)를 포함할 수 있다. 복수개의 안테나 (25)는 MIM0 송수신을 지원하는 단말 장치를 의미한다. 송신기 (21)는 외부 장치 (예를 들어， 기지국)로의 각종 신호， 데이터 및 정보를 전송할 수 있다. 수신기 (22)는 외부 장치 (예를 들어， 기지국)로부터의 각종 신호， 데이터 및 정보를 수신할 수 있다. 프로세서 (23)는 단말 장치 (20) 전반의 동작을 제어할 수 있다.
[279] 본 발명의 일례에 따른 단말 장치 (20)의 프로세서 (23)는， 본 발명에서 제안하는 예시들에 따라서 채널상태정보를 송신하도록 구상될 수 있다. 단말 장치 (20)의 프로세서 (23)는 그 외에도 단말 장치 (20)가 수신한 정보， 외부로 전송할 정보 등을 연산 처리하는 기능을 수행하며， 메모리 (24)는 연산 처리된 정보 등을 소정시간 동안 저장할 수 있으며， 버퍼 (미도시) 등의 구성요소로 대체될 수 있다. [280] 위와 같은 단말 장치 (10)의 구체적인 구성은， 전술한 본 발명의 다양한 실시예에서 설명한 사항들이 독립적으로 적용되거나 또는 2 이상의 실시예가 동시에 적용되도록 구현될 수 있으며， 중복되는 내용은 명확성을 위하여 설명을 생략한다. '
[281] 또한, 본 발명의 다양한 실시예들을 설명함에 있어서， 하향링크 전송 주체 (entity) 또는 상향링크 수신 주체는 주로 기지국을 예로 들어 설명하였고, 하향링크 수신 주체 또는 상향링크 전송 주체는 주로 단말을 예로 들어 설명하지만， 본 발명의 범위가 이에 제한되는 것은 아니다. 예를 들어, 상기 기지국에 대한 설명은 셀， 안테나 포트， 안테나 포트 그룹，
Figure imgf000044_0001
전송 포인트， 수신 포인트， 액세스 포인트， 증계기 등이 단말로의 하향링크 전송 주체가 되거나 단말로부터의 상향링크 수신 주체가 되는 경우에 동일하게 적용될 수 있다. 또한， 중계기가 단말로의 하향링크 전송 주체가 되거나 단말로부터의 상향링크 수신 주체가 되는 경우， 또는 중계기가 기지국으로의 상향링크 전송 주체가 되거나 기지국으로부터의 하향링크 수신 주체가 되는 경우에도 본 발명의 다양한 실시예를 통하여 설명한 본 발명의 원리가 동일하게 적용될 수도 있다.
[282] 상술한 본 발명의 실시예들은 다양한 수단을 통해 구현될 수 있다. 예를 들어， 본 발명의 실시예들은 하드웨어， 펌웨어 (fir丽 are), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다.
[283] 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 하나 또는 그 이상의 ASICs(Application Specific Integrated Circuits), DSPs(Digital Signal Processors) , DSPDs(Digital Signal Processing Devices) , PLDs( Programmable Logic Devices) , FPGAs (Field Programmable Gate Arrays) , 프로세서, 컨트를러， 마이크로 컨트를러， 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
[284] 펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우， 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모들， 절차또는 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여， 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다. [285] 상술한 바와 같이 개시된 본 발명의 바람직한 실시예들에 대한 상세한 설명은 당업자가 본 발명을 구현하고 실시할 수 있도록 제공되었다. 상기에서는 본 발명의 바람직한 실시예들을 참조하여 설명하였지만， 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 본 발명의 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 예를 들어， 당업자는 상술한 실시예들에 기재된 각 구성을 서로 조합하는 방식으로 이용할 수 있다. 따라서， 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라， 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다.
[286] 본 발명은 본 발명의 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고， 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다. 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라, 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다. 또한， 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함할 수 있다.
【산업상 이용가능성】
[287] 상술한 바와 같은 본 발명의 실시형태들은 다양한 이동통신 시스템에 적용될 수 있다.

Claims

【청구의 범위】
【청구항 II
무선 통신 시스템의 단말에서 채널상태정보를 전송하는 방법에 있어서， 기지국으로부터의 수신되는 하향링크 신호로부터 하향링크 채널을 측정하는 단계;
상기 하향링크 채널에 대한 측정에 기초하여 , 상기 하향링크 채널에 대한 제 1 프리코딩행렬지시자 (PMI) 및 제 2 PMI를 결정하는 단계 ; 및
상기 제 1 PMI 및 상기 제 2 PMI를 상기 기지국으로 전송하는 단계를 포함하고,
상기 제 1 PMI는 상기 기지국의 다중 안테나에 대한 제 1 앙각 (elevation angle) 성분을 포함하는 제 1 프리코딩 백터를 지시하고，
상기 게 2 PMI는 상기 기지국의 다중 안테나에 대한 제 2 앙각 성분 및 방위각 (azimuth angle) 성분을 포함하는 제 2 프리코딩 백터를 지시하며，
상기 제 2 앙각 성분은 상기 제 1 앙각 성분의 값에 기초하여 결정되는， 채널상태정보 전송 방법 .
【청구항 2]
제 1 항에 있어서，
a2 + b2 = 1 이고，
a는 상기 제 1 앙각 성분이고， b는 상기 제 2 앙각 성분인， 채널상태정보 전송 방법.
【청구항 3】
제 1 항에 있어서，
α + 6 = 1 이고，
a는 상기 제 1 앙각 성분이고, b는 상기 제 2 앙각 성분인， 채널상태정보 전송 방법 .
【청구항 41
제 1 항에 있어서，
상기 제 1 앙각 성분은 ne/Ne 이고，'
Ne는 앙각 방향으로 직교하는 (orthogonal) 빔의 개수이고，
ne = 0, 1, 2, Ne-1 인， 채널상태정보 전송 방법.
【청구항 5】 제 4 항에 있어서,
Figure imgf000047_0001
b는 상기 제 2 앙각성분인， 채널상태정보 전송 방법.
【청구항 6】
제 4항에 있어세 b = l -^- 이고， b는 상기 제 2 앙각 성분인， 채널상태정보 전송 방법.
【청구항 7】
제 1 항에 있어서，
상기 방위각 성분은 na/Na 이고，
Na는 방위각 방향으로 직교하는 (orthogonal) 범의 개수이고，
na = 0， 1, 2， ...， Na-1 인， 채널상태정보 전송 방법.
【청구항 8】
제 1항에 있어서，
상기 제 1프리코딩 백터는 이고， az(a) = [1 eJa ej2a …
Figure imgf000047_0002
a는 상기 제 1 앙각 성분이고，
M은 수직 방향 안테나의 개수인， 채널상태정보 전송 방법.
【청구항 9】
제 1 항에 있어서，
상기 제 2프리코딩 백터는 이고，
ax(b,c) = [1 ejb.c ej2b'c ... ^^一1)]1， 이고，
b는 상기 제 2 앙각 성분이고，
c는 상기 방위각 성분이고，
N은 수평 방향 안테나의 개수인， 채널상태정보 전송 방법.
【청구항 10)
제 1 항에 있어서，
상기 제 1 PMI 및 상기 제 2 PMI의 조합에 의해서, 미리 정의된 코드북 내에서 특정 프리코딩 행렬이 지시되며, 상기 미리 정의된 코드북은， 상기 제 1 프리코딩 백터의 후보들 및 상기 제 2 프리코딩 백터의 후보들의 조합에 의해서 결정되는 복수개의 프리코딩 행렬들을 포함하는， 채널상태정보 전송 방법.
【청구항 11】
제 1 항에 있어서，
상기 제 1 프리코딩 백터 및 상기 제 2 프리코딩 백터의 조합에 의해서 결정되는 프리코딩 행렬의 요소들의 각각은 상기 다중 안테나의 각각에 매큉되는， 채널상태정보 전송 방법.
【청구항 12】
제 11 항에 있어서,
상기 제 1 프리코딩 백터 및 상기 제 2 프리코딩 백터의 조합은， 상기 제 1 프리코딩 백터와 상기 제 2 프리코딩 백터의 내적， 크로네커 곱， 또는 곱 중의 하나에 의해서 정의되는， 채널상태정보 전송 방법.
【청구항 13】
무선 통신 시스템에서 채널상태정보를 전송하는 단말 장치에 있어서， 수신기;
송신기; 및
프로세서를 포함하고，
상기 프로세서는， 기지국으로부터 상기 수신기를 통해서 수신되는 하향링크 신호로부터 하향링크 채널을 측정하고； 상기 하향링크 채널에 대한 측정에 기초하여, 상기 하향링크 채널에 대한 제 1 프리코딩행렬지시자 (PMI) 및 제 2 PMI를 결정하고 ; 상기 제 1 PMI 및 상기 제 2 PMI를 상기 송신기를 이용하여 상기 기지국으로 전송하도록 설정되며，
상기 제 1 PMI는 상기 기지국의 다중 안테나에 대한 제 1 앙각 (elevation angle) 성분을 포함하는 제 1 프리코딩 백터를 지시하고,
상기 제 2 PMI는 상기 기지국의 다중 안테나에 대한 제 2 앙각 성분 및 방위각 (azimuth angle) 성분을 포함하는 제 2 프리코딩 백터를 지시하며，
상기 제 2 앙각 성분은 상기 제 1 앙각 성분의 값에 기초하여 결정되는， 채널상태정보 전송 단말 장치.
【청구항 14】
무선 통신 시스템의 기지국에서 채널상태정보를 수신하는 방법에 있어서, 단말의 하향링크 채널 측정에 이용되는 하향링크 신호를 상기 단말에게 전송하는 단계 ; 및
상기 하향링크 채널에 대한 측정에 기초하여 결정된 제 1 프리코딩행렬지시자 (PMI) 및 제 2 PMI를 상기 단말로부터 수신하는 단계를 포함하고，
상기 제 1 PMI는 상기 기지국의 다중 안테나에 대한 제 1 앙각 (elevation angle) 성분을 포함하는 제 1 프리코딩 백터를 지시하고，
상기 계 2 PMI는 상기 기지국의 다중 안테나에 대한 제 2 앙각 성분 및 방위각 (azimuth angle) 성분을 포함하는 제 2 프리코딩 백터를 지시하며，
상기 제 2 앙각 성분은 상기 제 1 앙각 성분의 값에 기초하여 결정되는， 채널상태정보 수신 방법 .
【청구항 15】
무선 통신 시스템에서 채널상태정보를 수신하는 기지국 장치에 있어서， 수신기.; '
송신기; 및
프로세서를 포함하고，
상기 프로세서는， 단말의 하향링크 채널 측정에 이용되는 하향링크 신호를 상기 송신기를 이용하여 상기 단말에게 전송하고; 상기 하향링크 채널에 대한 측정에 기초하여 결정된 제 1 프리코딩행렬지시자 (PMI) 및 제 2 PMI를 상기 단말로부터 상기 수신기를 이용하여 수신하도록 설정되며，
상기 제 1 PMI는 상기 기지국의 다중 안테나에 대한 제 1 앙각 (elevation angle) 성분을 포함하는 제 1 프리코딩 백터를 지시하고, '
상기 제 2 PMI는 상기 기지국의 다중 안테나에 대한 제 2 앙각 성분 및 방위각 (azimuth angle) 성분을 포함하는 제 2 프리코딩 백터를 지시하며，
상기 제 2 앙각 성분은 상기 제 1 앙각 성분의 값에 기초하여 결정되는, 채널상태정보 수신 기지국 장치.
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