CN103023309B - 电源装置和发光元件驱动装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供不增加来自数字电路的输出信号的线数，通过简单的电路结构，能够以比现有低的频率的动作时钟生成精细调整了占空比的驱动信号的电源装置和发光元件驱动装置。基于来自ADC（11）的数字值，CPU（14）每一定时间算出控制指令值和输出差分值。基于该输出差分值，PWM单元（15）决定向充电端子（PH0、PH1）输出H电平的信号还是向放电端子（PL0、PL1）输出L电平的信号，从而谋求输出电压（Vout）的稳定化。因此，自微处理器（4）起，可以有至少与充电端子（PH0、PH1）和放电端子（PL0、PL1）相对应的输出线。另外，驱动信号（S5）的频率与斜坡信号（S2）相同，与时钟信号（S1）同步。因此，不仅时钟信号（S1）而且驱动信号（S5）的频率可以考虑转换器（2）的规格来决定。另一方面，所述信号可以比斜坡信号（S2）的频率低。

Description

电源装置和发光元件驱动装置

技术领域

本发明涉及一种电源装置和发光元件驱动装置，特别涉及一种使用微处理器进行PWM控制的电源装置和发光元件驱动装置。

背景技术

在专利文献1中，公开了作为数字电路的微处理器算出控制指令值，基于表示该算出值的数字信号，脉冲振荡器生成规定的占空比的驱动信号的发光元件驱动装置。若数字信号是10比特（bit）的信号，则驱动信号的占空比基于该数字值0~1023而变化。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开平9-331017号公报

发明内容

发明所要解决的问题

能够调整占空比的阶段依赖于数字信号的比特数。在想精密调整占空比的情况下，必须增加数字信号的比特数。若增加数字信号的比特数，则来自微处理器的输出信号的线数增加。若在微型计算机内生成驱动信号，则能够减少微型计算机的输出信号的线数，但在想精密调整占空比的情况下，必须提高微型计算机的动作时钟的频率。

因此，本发明的目的在于，提供一种不增加来自数字电路的输出信号的线数，通过简单的电路结构，能够以比现有更低的频率的动作时钟生成精密调整了占空比的驱动信号的电源装置和发光元件驱动装置。

解决问题的技术手段

本发明是具备通过开关元件的开·关（on·off）动作供给电力的转换器、以及通过数字运算算出控制指令值来控制所述转换器的数字电路的电源装置，其具备：检测所述转换器的输出电压的电压检测单元；将由所述电压检测单元检测出的电压值转换成数字值的转换电路；进行基于来自所述转换电路的数字值算出所述控制指令值的运算和算出上次的控制指令值与这次的控制指令值的差分值的运算的运算电路；基于所述运算电路所算出的所述差分值而向1组以上的由1个充电端子和1个放电端子构成的充放电端子输出逻辑电平的信号并且调整所述充放电端子的高电平或低电平的信号的输出期间的信号输出电路；具备在对所述充电端子输出高电平的信号时进行充电且在对所述放电端子输出低电平的信号时进行放电的电容器的充放电电路；输出与基于赋予所述运算电路的动作时钟而生成的时钟信号同步的斜坡信号的斜坡信号产生电路；以及基于所述斜坡信号与所述电容器的两端间电压的比较结果而生成使所述开关元件进行开·关动作的驱动信号的驱动信号生成电路。

本发明是具备通过开关元件的开·关动作供给电力的转换器、以及通过数字运算算出控制指令值来控制所述转换器的数字电路，并通过从所述转换器供给的电力来驱动发光元件的发光元件驱动装置，其具备：检测所述发光元件中流动的电流的电流检测单元；将由所述电流检测单元检测出的电压值转换成数字值的转换电路；进行基于来自所述转换电路的数字值算出所述控制指令值的运算和算出上次的控制指令值与这次的控制指令值的差分值的运算的运算电路；基于所述运算电路所算出的所述差分值而向1组以上的由1个充电端子和1个放电端子构成的充放电端子输出逻辑电平的信号并且调整所述充放电端子的高电平或低电平的信号的输出期间的信号输出电路；具备在对所述充电端子输出高电平的信号时进行充电且在对所述放电端子输出低电平的信号时进行放电的电容器的充放电电路；输出与基于赋予所述运算电路的动作时钟而生成的时钟信号同步的斜坡信号的斜坡信号产生电路；以及基于所述斜坡信号与所述电容器的两端间电压的比较结果而生成使所述开关元件进行开·关动作的驱动信号的驱动信号生成电路。

本发明是具备通过开关元件的开·关动作供给电力的转换器、以及通过数字运算算出控制指令值来控制所述转换器的数字电路的电源装置，其具备：检测所述转换器的输出电压的电压检测单元；将由所述电压检测单元检测出的电压值转换成数字值的转换电路；进行基于来自所述转换电路的数字值算出所述控制指令值的运算和算出上次的控制指令值与这次的控制指令值的差分值的运算的运算电路；基于所述运算电路所算出的所述差分值而向1个以上的充放电端子输出逻辑电平的信号并向1个以上的控制端子输出逻辑电平的信号并且调整所述充放电端子和所述控制端子的高电平或低电平的信号的输出期间的信号输出电路；具备在对所述充放电端子输出高电平的信号时进行充电且在对所述充放电端子输出低电平的信号时进行放电的电容器、以及插入连接于所述充放电端子与所述电容器之间的线并根据所述控制端子的信号电平进行开·关的开关元件的充放电电路；输出与基于赋予所述运算电路的动作时钟而生成的时钟信号同步的斜坡信号的斜坡信号产生电路；以及基于所述斜坡信号与所述电容器的两端间电压的比较结果而生成使所述开关元件进行开·关动作的驱动信号的驱动信号生成电路。

本发明是具备通过开关元件的开·关动作供给电力的转换器、以及通过数字运算算出控制指令值来控制所述转换器的数字电路，并通过从所述转换器供给的电力来驱动发光元件的发光元件驱动装置，其具备：检测所述发光元件中流动的电流的电流检测单元；将由所述电流检测单元检测出的电流值转换成数字值的转换电路；进行基于来自所述转换电路的数字值而算出所述控制指令值的运算和算出上次的控制指令值与这次的控制指令值的差分值的运算的运算电路；基于所述运算电路所算出的所述差分值而向1个以上的充放电端子输出逻辑电平的信号并向1个以上的控制端子输出逻辑电平的信号并且调整所述充放电端子和所述控制端子的高电平或低电平的信号的输出期间的信号输出电路；在对所述充放电端子输出高电平的信号时进行充电且在对所述充放电端子输出低电平的信号时进行放电的电容器以及插入连接于所述充放电端子与所述电容器之间的线并根据所述控制端子的信号电平进行开·关的开关元件的充放电电路；输出与基于赋予所述运算电路的动作时钟而生成的时钟信号同步的斜坡信号的斜坡信号产生电路；以及基于所述斜坡信号与所述电容器的两端间电压的比较结果而生成使所述开关元件进行开·关动作的驱动信号的驱动信号生成电路。

发明的效果

根据本发明的电源装置，基于反映了转换器的输出电压的来自转换电路的数字值，运算电路每一定时间算出这次的控制指令值，并算出与上次的控制指令值的差分值。基于该差分值，信号输出电路决定向充放电端子输出高电平的信号还是输出低电平的信号，并且决定该高电平或低电平的信号的输出期间，使充放电电路的电容器充放电，由此谋求转换器的输出电压的稳定化。因此，自数字电路起，可以有至少与充电端子和放电端子相对应的输出线。

另外，驱动信号生成电路所生成的驱动信号的频率与斜坡信号相同，该斜坡信号的频率与时钟信号同步。因此，不仅时钟信号而且驱动信号的频率不是用于由运算电路算出控制指令值或差分值的处理时间，而是能够考虑转换器的规格来决定。另一方面，基于差分值决定其输出期间的向充电端子的高电平的信号或向放电端子的低电平的信号可以比斜坡信号的频率低，在想详细地调整驱动信号的占空比的情况下，不需要特意地提高动作时钟的频率。

如此，不增加来自数字电路的输出线数，通过仅附加了充放电电路的简单结构，能够以比现有更低的频率的动作时钟生成精细调整了占空比的驱动信号。

根据本发明的发光元件驱动装置，基于反映了向发光元件的输出电流的来自转换电路的数字值，运算电路每一定时间算出这次的控制指令值，并算出与上次的控制指令值的差分值。基于该差分值，信号输出电路决定向充放电端子输出高电平的信号还是输出低电平的信号，并且决定该高电平或低电平的信号的输出期间，使充放电电路的电容器充放电，由此谋求向发光元件的输出电流的稳定化。因此，自数字电路起，可以有至少与充电端子和放电端子相对应的输出线。

另外，驱动信号生成电路所生成的驱动信号的频率与斜坡信号相同，该斜坡信号的频率与时钟信号同步。因此，不仅时钟信号而且驱动信号的频率，不是用于由运算电路算出控制指令值或差分值的处理时间，而是可以考虑转换器的规格来决定。另一方面，基于差分值决定其输出期间的向充电端子的高电平的信号或向放电端子的低电平的信号可以比斜坡信号的频率低，在想详细地调整驱动信号的占空比的情况下，不需要特意地提高动作时钟的频率。

如此，不增加来自数字电路的输出线数，通过仅附加了充放电电路的简单结构，能够以比现有更低的频率的动作时钟生成精细调整了占空比的驱动信号。

根据本发明的电源装置，基于反映了转换器的输出电压的来自转换电路的数字值，运算电路每一定时间算出这次的控制指令值，并算出与上次的控制指令值的差分值。基于该差分值，信号输出电路决定向充放电端子输出高电平的信号还是输出低电平的信号，并决定向控制端子输出高电平的信号还是输出低电平的信号，并且决定该高电平或低电平的信号的输出期间，使充放电电路的电容器充放电，由此谋求转换器的输出电压的稳定化。因此，自数字电路起，可以有至少与充放电端子和控制端子相对应的输出线。

另外，驱动信号生成电路所生成的驱动信号的频率与斜坡信号相同，该斜坡信号的频率与时钟信号同步。因此，不仅时钟信号而且驱动信号的频率，不是用于由运算电路算出控制指令值或差分值的处理时间，而是可以考虑转换器的规格来决定。另一方面，基于差分值决定其输出期间的向充放电端子的高电平或低电平的信号、或向控制端子的高电平或低电平的信号，可以比斜坡信号的频率低，在想详细地调整驱动信号的占空比的情况下，不需要特意地提高动作时钟的频率。

如此，不增加来自数字电路的输出线数，通过仅附加了充放电电路的简单结构，能够以比现有更低的频率的动作时钟生成精细调整了占空比的驱动信号。

根据本发明的发光元件驱动装置，基于反映了向发光元件的输出电流的来自转换电路的数字值，运算电路每一定时间算出这次的控制指令值，并算出与上次的控制指令值的差分值。基于该差分值，信号输出电路决定向充放电端子输出高电平的信号还是输出低电平的信号且决定向控制端子输出高电平的信号还是输出低电平的信号，并且决定该高电平或低电平的信号的输出期间，使充放电电路的电容器充放电，由此谋求转换器的输出电压的稳定化。因此，自运算电路起，可以有至少与充放电端子和控制端子相对应的输出线。

另外，驱动信号生成电路所生成的驱动信号的频率与斜坡信号相同，该斜坡信号的频率与时钟信号同步。因此，不仅时钟信号而且驱动信号的频率，不是用于由运算电路算出控制指令值或差分值的处理时间，而是可以考虑转换器的规格来决定。另一方面，基于差分值决定其输出期间的向充放电端子的高电平或低电平的信号、或向控制端子的高电平或低电平的信号，可以比斜坡信号的频率低，在想详细地调整驱动信号的占空比的情况下，不需要特意地提高动作时钟的频率。

如此，不增加来自数字电路的输出线数，通过仅附加了充放电电路的简单结构，能够以比现有更低的频率的动作时钟生成精细调整了占空比的驱动信号。

附图说明

图1是本发明的第一实施方式所涉及的电源装置的电路图。

图2同上，是斜坡信号生成电路的电路图。

图3同上，是脉冲控制电路的电路图。

图4同上，是各部的时序图。

图5同上，是表示图3的代替例的脉冲控制电路的电路图。

图6同上，是表示图3的另外的代替例的脉冲控制电路的电路图。

图7是本发明的第二实施方式所涉及的电源装置的电路图。

具体实施方式

参照附图，说明本发明所涉及的电源装置和发光元件驱动装置。

图1表示本发明所涉及的第一实施方式的电源装置。该实施方式的电源装置具有将输出电压Vout控制为一定的定电压输出电路块1的结构。定电压输出电路块1由成为控制对象的转换器2、形成对转换器2的电压反馈环的电压检测电路3、微处理器4、斜坡信号生成电路5和脉冲控制电路6构成。

转换器2将施加在输入端子+Vi、-Vi间的直流输入电压Vin转换成直流输出电压Vout并供给至输出端子+Vo、-Vo，输出端子+Vo、-Vo间连接有未图示的负载。这里的转换器2为了转换成比输入电压Vin高的输出电压Vout而构成由扼流线圈L1、开关元件Q1、二极管D1、电容器C1形成的升压斩波电路。更具体而言，在输入端子+Vi、-Vi的两端间连接有扼流线圈L1与开关元件Q1的串联电路，在开关元件Q1的两端间连接有二极管D1与电容器C1的串联电路，在电容器C1的两端连接有输出端子+Vo、-Vo。开关元件Q1是N沟道的MOS型FET（场效应晶体管），也可以利用双极型晶体管等别的带有控制端子的半导体元件。

电压检测电路3检测来自转换器2的输出电压Vout，在输出端子+Vo、-Vo间连接分压用的电阻R1、R2的串联电路而构成。在电阻R1、R2的连接点，生成对输出电压Vout分压后的电压值的模拟检测电压。

相当于数字电路的微处理器4通过数字运算算出用于使输出电压Vout稳定化的控制指令值，且分别内置ADC11、基准电源12、CPU14、PWM单元15、动作时钟16、以及时钟生成电路17。

ADC11相当于将来自电压检测电路3的电压值（模拟检测电压）转换成数字值的模拟-数字转换电路。另外，基准电源12生成在ADC11将模拟值转换成数字值时所使用的基准信号作为基准电压。

CPU（中央运算单元）14相当于接着基于ADC11所得到的数字信号算出数字的控制指令值的运算，进行算出上次算出的控制指令值与这次算出的控制指令值的差分值的运算的运算电路。另外，PWM（脉冲宽度控制）单元15相当于基于CPU14所算出的差分值，分别向至少2个以上的充电端子PH0、PH1和放电端子PL0、PL1输出H（高）电平或L（低）电平的信号的信号输出电路。

动作时钟16输出用于使CPU14以一定的周期进行动作的动作时钟信号。另外，时钟生成电路17设为将对来自动作时钟16的动作时钟信号分频后的时钟信号（同步时钟信号）S1输出至微处理器4的外部的分频器。在本实施方式中，在时钟生成电路17对来自动作时钟16的例如8MHz的动作时钟信号进行16分频，将500kHz的时钟信号S1送出至斜坡信号生成电路5。该时钟信号S1决定后述的驱动信号S5的频率。

微处理器4还内置对来自动作时钟16的动作时钟信号进行分频，并将比时钟信号S1低的频率的时钟信号输出至PWM单元15的别的时钟生成电路（未图示）。在本实施方式中，将来自动作时钟16的例如8MHz的动作时钟信号在别的时钟生成电路进行256分频，并将31.25kHz的时钟信号送出至PWM单元15。由此，PWM单元15能够向各放电端子PL0、PL1和充电端子PH0、PH1，将频率为31.25kHz的各个独立的信号输出至脉冲控制电路6。因此，CPU14也每动作时钟信号的256时钟决定新的控制指令值。另外，替代PWM单元15，也可以将未图示的通用I/O端口代用为放电端子PL0、PL1和充电端子PH0、PH1，与ADC11的转换周期或未图示的通用定时器的频率同步，在软件中将各个独立的电压信号输出至脉冲控制电路6。

斜坡信号生成电路5基于从微处理器4输出的时钟信号S1，生成锯齿波状的斜坡信号S2。从斜坡信号生成电路5，将与时钟信号S1相同频率的斜坡信号S2输出至脉冲控制电路6。

图2是表示斜坡信号生成电路5的电路例的图。在该图中，斜坡信号生成电路5由开关元件Q2，电容器C2、C3，二极管D2，以及电阻R4、R5、R6构成。具体而言，在时钟信号S1的输入端子21连接电容器C2的一端，在电容器C2的另一端连接二极管D2的负极和电阻R4的一端，在电阻R4的另一端连接电阻R5的一端和由NPN型晶体管构成的开关元件Q2的基极。另外，在来自未图示的内部电源的动作电压Vcc的线上连接电阻R6的一端，在电阻R6的另一端连接开关元件Q2的集电极和电容器C3的一端。于是，二极管D2的正极、电阻R5的另一端、开关元件Q2的发射极和电容器C3的另一端共同地连接于接地线，在电阻R6与电容器C3的连接点，将开关元件Q2的集电极连接于斜坡信号S2的输出端子22，从而构成斜坡信号生成电路5。

再次回到图1，脉冲控制电路6按照与从斜坡信号生成电路5输出的斜坡信号S2相同的周期，将基于向充电端子PH0、PH1输出的H电平的信号、向放电端子PL0、PL1输出的L电平的信号的脉冲宽度的驱动信号S5送出至开关元件Q1的控制端子即栅极。

图3是表示脉冲控制电路6的电路例的图，其在图1中表示PWM单元15具备由1个放电端子PL0和1个充电端子PH0构成的仅1组的充放电端子的情况下的电路结构。在该图中，脉冲控制电路6由充放电电路28和比较器CMP构成，充放电电路28由电容器C4，二极管D3、D4，以及电阻R8、R9构成。具体而言，在斜坡信号S2的输入端子24连接比较器CMP的一个输入端子即反向输入端子，在连接于PWM单元15的放电端子PL0的输入端子41，连接二极管D3的负极，在连接于PWM单元15的充电端子PH0的输入端子42，连接二极管D4的正极。另外，在二极管D3的正极连接电阻R8的一端，在二极管D4的负极连接电阻R9的一端，在电阻R8、R9的另一端与电容器C4的一端的连接点连接比较器CMP的另一个输入端子即非反向输入端子。于是，将电容器C4的另一端连接于接地线，将比较器CMP的输出端子连接于驱动信号S5的输出端子26，从而构成脉冲控制电路6。

接着，对上述结构说明其作用。在该说明中，参照图4所示的各部的时序图。在该图中，位于最上段的表示来自动作时钟16的动作时钟信号，以下分别表示时钟信号S1，斜坡信号S2，CPU14所生成的控制指令值、差分输出值，放电端子PL0的信号电平，充电端子PH0的信号电平，前述图3所示的电容器C4的两端间电压S4，驱动信号S5。

当脉冲状的驱动信号S5从脉冲控制电路6赋予开关元件Q1的栅极时，开关元件Q1重复开·关动作。开关元件Q1开启时，由于输入电压Vin施加于扼流线圈L1，因此，二极管D1变为截止状态，平滑用的电容器C1的放电电压从输出端子+Vo、-Vo作为输出电压Vout供给至负载。开关元件Q1关闭时，由于扼流线圈L1的反电动势重叠于输入电压Vin，因此，二极管D1变为导通状态，通过该二极管D1对电容器C1充电，并且比输入电压Vin高的输出电压Vout从输出端子+Vo、-Vo供给至负载。

来自转换器2的输出电压Vout受电压检测电路3监视。电压检测电路3将通过电阻R1、R2对输出电压Vout进行分压而得到的模拟检测电压送出至微处理器4的ADC11。在ADC11中，利用来自基准电源12的基准电压，将前述模拟检测电压转换成数字值，并将其送出至CPU14。

CPU14基于电压检测电路3和ADC11所得到的检测电压的值，算出控制指令值。在这种情况下，若输出电压Vout变高，则控制指令值变低，相反若输出电压Vout变低，则控制指令值变高。所算出的控制指令值为了算出差分输出值而暂时存储保持于存储单元（未图示）。接着，CPU14从存储单元读出上次的控制指令值，算出这次所算出的控制指令值与上次的控制指令值的差分。该差分输出值对在一定周期算出的控制指令值，具有规定的控制延迟而算出，并从CPU14送出至PWM单元15。

PWM单元15基于来自CPU14的差分输出值，分别决定从充电端子PH0输出H电平的电压的期间和从放电端子PL0输出L电平的电压的期间。在这种情况下，若差分输出值为“+”（正），则H电平的信号输出至充电端子PH0，相反若差分输出值为“-”（负），则L电平的信号输出至放电端子PL0。输出至充电端子PH0的H电平的信号或输出至放电端子PL0的L电平的信号，差分输出值的绝对值越大，其期间越长；差分输出值的绝对值越小，其期间越短。

PWM单元15被赋予对来自动作时钟16的动作时钟信号进行256分频后的约30kHz的时钟信号，按照与该时钟信号相同的频率，分别向充电端子PH0或放电端子PL0生成独立的逻辑电平的信号。因此，CPU14在每个与该信号相同的频率决定新的控制指令值和差分输出值。在图4所示的例子中，与输出至充电端子PH0或放电端子PL0的信号的频率匹配，CPU14依次算出“10”、“50”、“128”、“40”、“30”的各控制指令值。另外，CPU14接着算出控制指令值之后，算出与上次的控制指令值的差分值（差分输出值）。在图4所示的例子中，CPU14依次算出“+10”、“+40”、“+78”、“-110”、“-10”的各差分输出值，并输出至PWM单元15。PWM单元15按照对应于该差分输出值的绝对值的时间宽度，将在差分输出值为正的情况下把充电端子PH0切换成H电平、在差分输出值为负的情况下把放电端子PL0切换成L电平那样的信号，从微处理器4送出至脉冲控制电路6。

微处理器4除了向前述充电端子PH0或放电端子PL0输出的信号外，还将来自时钟生成电路17的时钟信号S1送出至斜坡信号生成电路5。斜坡信号生成电路5基于来自微处理器4的时钟信号S1，通过图2所示的电容器C3的充放电动作，生成斜坡信号S2。更具体而言，输入端子21中的时钟信号S1通过电容器C2而波形被整形为触发状，通过电阻R4、R5分压后，赋予开关元件Q2的基极。该触发信号的电压电平上升时，通过使开关元件Q2的发射极·集电极间导通，电容器C3放电，而触发信号的电压电平降低时，通过使开关元件Q2的发射极·集电极间截止，通过电阻R6动作电压Vcc赋予电容器C3，对电容器C3充电。也就是说，电容器C3的放电与时钟信号S1的上升沿同步进行，其后，电容器C3的充电开始。因此，斜坡信号S2成为与来自微处理器4的时钟信号S1同步的信号。另外，通过改变时钟信号S1的频率，可以改变斜坡信号S2的频率。

脉冲控制电路6的充放电电路28被构成为，在H电平的信号输出至微处理器4的至少一个I/O端口即充电端子PH0时，从二极管D4通过电阻R9进行电容器C4的充电，在L电平的信号输出至微处理器4的至少其他的一个I/O端口即放电端子PL0时，从电阻R8通过二极管D3进行电容器C4的放电。连接于充电端子PH0的输入端子42与电容器C4经由构成充电电路的二极管D4和电阻R9而连接。此时，将二极管D4的正极连接于输入端子42，在H电平的信号输出至充电端子PH0时，能够对电容器C4充电。连接于放电端子PL0的输入端子41与电容器C4也经由构成放电电路的二极管D3和电阻R8而连接。此时，将二极管D3的负极连接于输入端子41，在L电平的信号输出至放电端子PL0时，能够使电容器C4放电。这里，由于需要用于使充放电电路28的电容器C4充放电的能量，因此，连接于充电端子PH0的上拉电路或连接于放电端子PH0的下拉电路等内置于PWM单元15。

这样，成为充放电电路28的输出电压的电容器C4的两端间电压S4，基于从CPU14的差分输出值输出至充电端子PH0的H电平的信号的时间宽度、以及输出至放电端子PL0的L电平的信号的时间宽度来进行调整。具体而言，如图4所示，在H电平的信号输出至充电端子PH0的期间，电容器C4充电，其两端间电压S4直线上升，在L电平的信号输出至放电端子PL0的期间，电容器C4放电，其两端间电压S4直线下降。除此以外的、向充电端子PH0输出L电平的信号且向放电端子PL0输出H电平的信号的期间，电容器C4不充放电，其两端间电压S4被保持（hold）。电容器C4的充放电时间由CPU14所算出的差分输出值决定，但其可变阶跃（step）最大也需要比动作时钟信号的周期时间短。

表1是呈现了在图3所示的脉冲控制电路6中，相对于充电端子PH0与放电端子PL0的各逻辑电平的电容器C4的两端间电压S4的转变表。

[表1]

来自斜坡信号生成电路5的斜坡信号S2输入至脉冲控制电路6的比较器CMP的反向输入端子，充放电电路28的输出电压即电容器C4的两端间电压S4输入至比较器CMP的非反向输入端子。比较器CMP将基于斜坡信号S2的电压值与电容器C4的两端间电压S4的比较结果的占空比的脉冲驱动信号S5送出至开关元件Q1的栅极。由此，开关元件Q1进行开·关动作，以使来自转换器2的输出电压Vout成为一定值。

为了通过上述一连串的动作使来自转换器2的输出电压Vout成为一定值，可以以在来自电压检测电路3的电压值降低时数字值上升的方式构成ADC11，以在来自ADC11的数字值上升时控制指令值上升的方式构成CPU14。替代此，也可以以在来自电压检测电路3的电压值降低时数字值降低的方式构成ADC11，以在来自ADC11的数字值降低时控制指令值上升的方式构成CPU14。

前述驱动信号S5的频率与斜坡信号S2的频率相同，该驱动信号S5的脉冲宽度受电容器C4的两端间电压S4调整。在图3所示的电路中，与斜坡信号S2的电压电平相比较，电容器C4的两端间电压S4上升时，生成导通占空（on duty）长的驱动信号。因此，随着电容器C4的两端间电压S4变高，使开关元件2导通的驱动信号S5的脉冲宽度也变宽。输出至充电端子PH0或放电端子PL0的信号的频率也可以比斜坡信号S2的频率低。

在本实施方式中，由于微处理器4以8比特控制，因此在（0~255）×动作时钟信号的周期（125nS）的范围中，向充电端子PH0输出H电平的信号的期间或向放电端子PL0输出L电平的信号的期间发生变化。这些信号的输出期间，基于来自动作时钟16的动作时钟信号（8MHz）生成，以125nS单位阶段性地发生变化。于是，基于该信号的输出期间，电容器C4的两端间电压S4上升或减少，该电压S4和斜坡信号S2分别输入至比较器CMP。因此，从比较器CMP输出的驱动信号S5在电容器C4的两端间电压S4上升或减少的期间中，可以在每1个脉冲使其脉冲宽度变化。

另外，驱动信号S5的频率（500kHz）考虑扼流线圈L1的尺寸和开关元件Q1的开关损耗两方面来决定。其理由是，若降低频率则扼流线圈L1的尺寸变大，若提高频率则开关元件Q1的开关损耗增加。时钟生成电路17为了确保用于由CPU14算出控制指令值的处理时间，可以不对动作时钟信号进行16分频，而是基于转换器2的规格来决定时钟信号S1的频率。

在本实施方式中，即使动作时钟信号的频率例如是500kHz，通过在动作时钟16中兼备时钟生成电路17的功能，也可以实现使驱动信号S5的频率维持在500kHz的电路。在这种情况下，来自充电端子PH0或放电端子PL0的电压信号的频率为500/256=1.95kHz。另外，CPU14只要能够对动作时钟信号每256个时钟算出新的控制指令值即可，不依赖于动作时钟信号的频率。

另外，作为别的例子，在PWM单元15也可以具备由多个例如2个充电端子PH0、PH1，以及多个例如2个放电端子PL0、PL1构成的2组的充放电端子。这种情况下的脉冲控制电路6表示在图5。在该图中，其通过在图3所示的脉冲控制电路6附加输入端子43、44，二极管D5、D6，以及电阻R10、R11而构成。充放电电路28由电容器C4，二极管D3、D4、D5、D6，以及电阻R8、R9、R10、R11构成。

具体而言，在连接于PWM单元15的放电端子PL1的输入端子43连接二极管D5的负极，在连接于PWM单元15的充电端子PH1的输入端子44连接二极管D6的正极。另外，在二极管D5的正极连接电阻R10的一端，在二极管D6的阴极连接电阻R11的一端，在电阻R10、R11的另一端与前述的电阻R8、R9的另一端和电容器C4的一端的连接点连接比较器CMP的非反向输入端子。除此以外的结构或作用如上述那样。

在本例中，通过使对应于一个充电端子PH0的电阻R9的电阻值与对应于另一个充电端子PH1的电阻R11的电阻值不同，能够以3个阶段选择向电容器C4的充电电流。也就是说，脉冲控制电路6的充放电电路28能够选择仅使用一个充电端子PH0的充电，仅使用另一个充电端子PH1的充电，以及使用两个充电端子PH0、PH1的充电中的任一种。另外，同样地，对于电容器C4的放电，通过使对应于一个放电端子PL0的电阻R8的电阻值与对应于另一个放电端子PL1的电阻R10的电阻值不同，也能够以3个阶段选择向电容器C4的放电电流。在这种情况下，由于需要用于使充放电电路28的电容器C4充放电的能量，因此，分别连接于充电端子PH0、PH1的上拉电路或分别连接于放电端子PL0、PL1的下拉电路等内置于PWM单元15。

表2是呈现了在图5所示的脉冲控制电路6中，相对于充电端子PH0、PH1与放电端子PL0、PL1的各逻辑电平的电容器C4的两端间电压S4的转变表。

[表2]

在上述的转变表中，例如在由两个的充电端子PH0、PH1进行充电的情况下，PWM单元15同时向充电端子PH0、PH1输出H电平的信号。这在图4的时序图中对应于CPU14算出的差分输出值为“+78”，且在想缩短电容器C4的两端间电压S4上升的倾斜部的期间的情况下进行。当使向充电端子PH0、PH1的信号同时为H电平时，通过2个二极管D4、D6而对电容器C4急速充电，与仅使向单方的充电端子PH0、PH1的信号为H电平的情况相比，前述倾斜部的坡度变陡，在短时间到达目标值（表2的“上升3”）。除此以外，当仅使向单方的充电端子PH0、PH1的信号为H电平时，与使向充电端子PH0、PH1的信号同时为H电平的情况相比，倾斜部的坡度变缓（表2的“上升1”或“上升2”）。在对电容器C4充电的情况下，PWM单元15使向放电端子PL0、PL1的信号均为H电平，防止来自二极管D3、D5的放电。

另外，若对应于CPU14算出的差分输出值为“-110”，使向放电端子PL0、PL1的信号同时为L电平，则通过2个二极管D3、D5使电容器C4急速放电，与仅使向单方的放电端子PL0、PL1的信号为L电平的情况相比，电容器C4的两端间电压S4下降的倾斜部的坡度变陡，在短时间到达目标值（表2的“下降3”）。除此以外，若仅使向单方的放电端子PL0、PL1的信号为L电平，则与使向放电端子PL0、PL1的信号同时为L电平的情况相比，倾斜部的坡度变缓（表2的“下降1”或“下降2”）。在使电容器C4放电的情况下，PWM单元15使向充电端子PH0、PH1的信号均为L电平，防止来自二极管D4、D6的充电。

上述电容器C4的两端间电压S4上升或下降的倾斜部的期间只能按照基于动作时钟信号决定的最小期间（125nS）的整数倍进行调整。但是，如本例所示那样，若利用多个充电端子PH0、PH1和多个放电端子PL0、PL1，将前述倾斜部的坡度调整至多个阶段，则可以更适当地进行对电容器C4的充放电。在这种情况下电容器C4的充放电时间由CPU14所算出的差分输出值决定，但其可变阶跃最大也需要比动作时钟信号的周期时间短。

另外，在本例中，例如如果使电阻R8的电阻值比电阻R10的电阻值大，使电阻R9的电阻值比电阻R11的电阻值大，则在CPU14所算出的差分输出值的绝对值小的情况下，使用连接于大的电阻值的电阻R8、R9的充电端子PH0或放电端子PL0，来进行电容器C4的充放电。在差分输出值的绝对值为比其大的中等程度的情况下，使用连接于小的电阻值的电阻R10、R11的充电端子PH1或放电端子PL1，来进行电容器C4的充放电。在差分输出值的绝对值比中等程度还要大的情况下，使用两个充电端子PH0、PH1或放电端子PL0、PL1，来进行电容器C4的充放电。

也就是说，PWM单元15相对于从CPU14得到的差分输出值的绝对值设置阈值m、n（m﹤n），并依照上述转变表设定各个充电端子PH0、PH1和放电端子PL0、PL1的信号电平，使得该绝对值在0以上且不到m的范围中时，使用充电端子PH0或放电端子PL0来进行电容器C4的充放电，绝对值在m以上且不到n的范围中时，使用充电端子PH1或放电端子PL1来进行电容器C4的充放电，绝对值在n以上的范围中时，使用两个充电端子PH0、PH1或放电端子PL0、PL1来进行电容器C4的充放电。

此外，也可以以能够在途中变更上述的倾斜部的坡度的方式构成PWM单元15。例如，基于前述差分输出值的绝对值，最初使用两个充电端子PH0、PH1或放电端子PL0、PH1来使电容器C4急速充放电，其后，使用连接于大的电阻值的电阻R8、R9的充电端子PH0或放电端子PL0来使电容器C4充放电，也能够微调整电容器C4的两端间电压S4。

如此，在本例中说明了具备2个充电端子PH0、PH1和2个放电端子PL1、PL1的结构，但若使充电端子或放电端子的数目为3个以上，从而将充放电端子增加至3组以上，则可以更精密地在短时间调整电容器C4的两端间电压S4。

如以上那样，本实施方式的电源装置具备通过开关元件Q1的开·关动作将电力供给至负载的转换器2、以及作为通过数字运算算出控制指令值并将来自转换器2的输出电压Vout控制为规定值的数字电路的微处理器4。另外，具备作为检测转换器2的输出电压Vout的电压检测单元的电压检测电路3，微处理器4具备作为将由电压检测电路3检测出的电压值的模拟检测电压转换成数字值的转换电路的ADC11，作为进行基于来自ADC11的数字值算出前述控制指令值的运算和算出上次的控制指令值与这次的控制指令值的差分输出值的运算的运算电路的CPU14，以及作为基于CPU14所算出的差分输出值而向由1个以上的充电端子PH0、PH1和1个以上的放电端子PL0、PL1构成的1组以上的充放电端子输出逻辑电平的信号并且调整前述充放电端子的H电平或L电平的信号的输出期间的信号输出电路的PWM单元15。此外，在微处理器4的外部，具备：具备在对充电端子PH0、PH1输出H电平的信号时进行充电且在对放电端子PL0、PL1输出L电平的信号时进行放电的电容器C4的充放电电路28，与基于赋予CPU14的动作时钟信号而生成的时钟信号S1同步地输出锯齿波状的斜坡信号S2的斜坡信号产生电路5，以及作为基于斜坡信号S2与电容器C4的两端间电压S4的比较结果而生成用于使开关元件Q1进行开·关动作的驱动信号S5的驱动信号生成电路的比较器CMP。

在这种情况下，基于反映了转换器 2 的输出电压Vout的来自ADC11的数字值，CPU14每一定时间算出这次的控制指令值，并算出与上次的控制指令值的差分输出值。基于该差分输出值，PWM单元15决定向充电端子PH0、PH1输出H电平的信号，还是向放电端子PL0、PL1输出L电平的信号，并且决定该H电平或L电平的信号的输出期间，使充放电电路28的电容器C4充放电，由此谋求转换器2的输出电压Vout的稳定化。因此，从微处理器4向充放电电路28，可以仅有至少与充电端子PH0、PH1和放电端子PL0、PL1相对应的输出线。

另外，比较器CMP所生成的驱动信号S5的频率与斜坡信号S2相同，该斜坡信号S2的频率与时钟信号S1同步。因此，不仅时钟信号S1而且驱动信号S5的频率，不是用于由CPU14算出控制指令值的处理时间，而可以考虑转换器2的规格来决定。另一方面，基于差分输出值决定其输出期间的向充电端子PH0、PH1的H电平的信号或向放电端子PL0、PL1的L电平的信号可以比斜坡信号S2的频率低，在想详细地调整驱动信号S5的占空比的情况下，不需要特意地提高动作时钟的频率。

如此，不增加来自微处理器4的输出线数，通过仅附加了充放电电路28的简单结构，能够以比现有更低的频率的动作时钟生成精细调整了占空比的驱动信号S5。

在上述实施方式中，如图6所示那样，还可以采用别的例子的脉冲控制电路6。图6的脉冲控制电路6使用N沟道MOS型FET作为开关元件Q3，并控制电容器C4的两端间电压S4。与此相应，PWM单元15设置有一个以上的充放电端子PX0和一个以上的控制端子PG0来作为代替前述的充电端子PH0、PH1或放电端子PL0、PL1的I/O端口。

这里的充放电电路28具备连接于PWM单元15的充放电端子PX0的输入端子15、以及连接于PWM单元15的控制端子PG0的输入端子52。另外，具备将源极连接于输入端子51且将栅极连接于输入端子52的开关元件Q3、将一端连接于开关元件53的漏极的电阻R12、将一端与电阻R12的另一端一起连接于比较器CMP的非反向输入端子的电容器C4，除此以外的结构与图3或图5所表示的相同。

开关元件Q3可以是P沟道MOS型FET或别的带有控制端子的半导体元件，若是双极型晶体管的话，则上述栅极、源极、漏极分别对应于基极、发射极、集电极。另外，在开关元件Q3是MOS型FET的情况下，作为元件本来的特性，内置有容许从源极到漏极的电流的流动的二极管61。

PWM单元15构成为，每当由CPU14算出前述差分输出值时，基于该差分输出值，向1个以上的充放电端子PX0输出逻辑电平的信号，向1个以上的控制端子PG0输出逻辑电平的信号，并且分别调整这些充放电端子PX0和前述控制端子PG0的H电平或L电平的信号的输出期间。除此以外的作为电源装置的结构与图1所示的相同。

在PWM单元15中，若差分输出值为正的值，则向充放电端子PX0输出H电平的信号，并且向控制端子PG0输出H电平信号，使开关元件Q3变成导通状态。由此，从充放电端子PX0依次通过开关元件Q3和电阻R12对电容器C4充电，电容器C4的两端间电压C4上升。在开关元件Q3是MOS型FET的情况下，即使不使开关元件Q3导通，也可以通过内置的二极管61对电容器C4充电，但考虑二极管61所引起的损失，优选使开关元件Q3变成导通状态。另外，使向该充放电端子PX0的信号为H电平且使向控制端子PG0的信号为H电平的期间，差分输出值的绝对值越大则越长，差分输出值的绝对值越小则越短。若该期间结束，则PWM单元15使充放电端子PX0和控制端子PG0的信号均为L电平，保持电容器C4的两端间电压C4。

另一方面，在PWM单元15中，若差分输出值为负的值，则向充放电端子PX0输出L电平的信号，并且向控制端子PG0输出H电平信号，使开关元件Q3变成导通状态。由此，从电阻12依次通过开关元件Q3和充放电端子PX0使电容器C4放电，电容器C4的两端间电压C4下降。使向该充放电端子PX0的信号为L电平且使向控制端子PG0的信号为H电平的期间，差分输出值的绝对值越大则越长，差分输出值的绝对值越小则越短。若该期间结束，则PWM单元15使充放电端子PX0和控制端子PG0的信号均为L电平，保持电容器C4的两端间电压C4。这里，由于需要用于使充放电电路28的电容器C4充放电的能量，因此，连接于充放电端子PX0的上拉电路或下拉电路等内置在PWM单元15。同样地，由于需要用于使开关元件Q3导通或关断的能量，因此，连接于控制端子PG0的上拉电路或下拉电路等内置在PWM单元15。

表3是呈现了在图6所示的脉冲控制电路6中，相对于充放电端子PX0和控制端子PG0的各逻辑电平的电容器C4的两端间电压S4的转变表。

[表3]

图6所示的脉冲控制电路6通过对具备2个以上的充放电端子PX0、PX1、……和2个以上的控制端子PG0、PG1、……的PWM单元15也追加充放电电路28的结构从而能够应用。在这种情况下，可以对应于充放电端子PX0、PX1、……和控制端子PG0、PG1……，设置多个由输入端子51、52、开关元件Q3、电阻R12形成的电路。另外，在各个电路中，通过使电阻12的电阻值不同，可以获得与上述图3所示的脉冲控制电路6同样的作用效果。

如此，在本例中，也基于反映了转换器2的输出电压Vout的来自ADC11的数字值，CPU14每一定时间算出这次的控制指令值，并算出与上次的控制指令值的差分输出值。基于该差分输出值，PWM单元15决定向充放电端子PX0、PX1、……输出H电平的信号还是输出L电平的信号，且决定向控制端子PG0、PG1、……输出H电平的信号还是输出L电平的信号，并且决定这些充放电端子PX0、PX1、……或控制端子PG0、PG1、……中的H电平或L电平的信号的输出期间，使电容器C4充放电，由此谋求转换器2的输出电压Vout的稳定化。因此，从微处理器4向充放电电路28，可以仅有至少与充放电端子PX0、PX1、……和控制端子PG0、PG1、……相对应的输出线。

另外，比较器CMP所生成的驱动信号S5的频率与斜坡信号S2相同，该斜坡信号S2的频率与时钟信号S1同步。因此，不仅时钟信号S1而且驱动信号S5的频率，不是用于由CPU14算出控制指令值的处理时间，而可以考虑转换器2的规格来决定。另一方面，基于差分输出值决定其输出期间的向充放电端子PX0、PX1、……的H电平或L电平的信号或向控制端子PG0、PG1、……的H电平或L电平的信号可以比斜坡信号S2的频率低，在想详细地调整驱动信号S5的占空比的情况下，不需要特意地提高动作时钟的频率。

如此，不增加来自微处理器4的输出线数，通过仅附加了充放电电路28的简单结构，能够以比现有更低的频率的动作时钟生成精细调整了占空比的驱动信号S5。

接着，一边参照图7，一边说明本发明所涉及的第二实施方式。本实施方式特别适用于连接于输出端子+Vo、-Vo间的负载为一至多个发光元件30的发光元件驱动装置。该发光元件驱动装置具有将发光元件30中流动的输出电流Iout控制成一定的定电流输出电路块100的结构。定电流输出电路块100由成为控制对象的转换器2、形成相对于转换器2的电流反馈环的电流检测电路31、微处理器4、斜坡信号生成电路5和脉冲控制电路6构成，除电流检测电路13以外的各部的结构与第一实施方式的定电压输出电路块1完成相同。

电流检测电路31检测前述输出电流Iout，在转换器2与发光元件30之间的输出线间插入连接作为电流检测器的电阻R3而构成。在电阻R1的两端间，生成与输出电流Iout成比例的电压值的模拟检测电流。电流检测器不限于电阻R3，也可以使用使用了损失更少的霍尔元件等的电流传感器等。

作为发光元件驱动装置的动作，只是负载特定为发光元件30，模拟检测电压置换成模拟检测电流，其它与第一实施方式所表示的电源装置相同。因此，这里不进行再次说明。另外，脉冲控制电路6也可以采用前述的图3、图5、图6中的任一个。

本实施方式的发光元件驱动装置，具备通过开关元件Q1的开·关动作供给电力的转换器2、以及作为通过数字运算算出控制指令值并将来自转换器2的输出电压Vout控制为规定值的数字电路的微处理器4，并具有通过从转换器2供给的电力来驱动发光元件30的结构。另外，具备作为检测向发光元件30的输出电流Iout的电流检测单元的电流检测电路31，微处理器4具备作为将由电流检测电路31检测出的电流值的模拟检测电流转换成数字值的转换电路的ADC11，作为进行基于来自ADC11的数字值算出前述控制指令值的运算和算出上次的控制指令值与这次的控制指令值的差分输出值的运算的运算电路的CPU14，以及作为基于CPU14所算出的差分输出值而向由1个以上的充电端子PH0、PH1和1个以上的放电端子PL0、PL1构成的1组以上的充放电端子输出逻辑电平的信号并且调整前述充放电端子的H电平或L电平的信号的输出期间的信号输出电路的PWM单元15。此外，在微处理器4的外部，具备：具备在对充放电端子PH0、PH1输出H电平的信号时进行充电且在对放电端子PL0、PL1输出L电平的信号时进行放电的电容器C4的充放电电路28，与基于赋予CPU14的动作时钟信号而生成的时钟信号S1同步地输出锯齿波状的斜坡信号S2的斜坡信号产生电路5，以及作为基于斜坡信号S2与电容器C4的两端间电压S4的比较结果而生成用于使开关元件Q1进行开·关动作的驱动信号S5的驱动信号生成电路的比较器CMP。

在这种情况下，基于反映了向发光元件30的输出电流Iout的来自ADC11的数字值，CPU14每一定时间算出这次的控制指令值，并算出与上次的控制指令值的差分输出值。基于该差分输出值，PWM单元15决定向充电端子PH0、PH1输出H电平的信号，还是向放电端子PL0、PL1输出L电平的信号，并且决定该H电平或L电平的信号的输出期间，使充放电电路28的电容器C4充放电，由此谋求转换器2的输出电压Vout的稳定化。因此，从微处理器4向充放电电路28，可以仅有至少与充电端子PH0、PH1和放电端子PL0、PL1相对应的输出线。

另外，比较器CMP所生成的驱动信号S5的频率与斜坡信号S2相同，该斜坡信号S2的频率与时钟信号S1同步。因此，不仅时钟信号S1而且驱动信号S5的频率不是用于由CPU14算出控制指令值的处理时间，而可以考虑转换器2的规格来决定。另一方面，基于差分输出值决定其输出期间的向充电端子PH0、PH1的H电平的信号或向放电端子PL0、PL1的L电平的信号可以比斜坡信号S2的频率低，在想详细地调整驱动信号S5的占空比的情况下，不需要特意地提高动作时钟的频率。

如此，不增加来自微处理器4的输出线数，通过仅附加了充放电电路28的简单结构，能够以比现有更低的频率的动作时钟生成精细调整了占空比的驱动信号S5。

另外，即使在组装了前述图6的脉冲控制电路6的发光元件驱动装置的情况下，如在第一实施方式中所说明的那样，也不增加来自微处理器4的输出线数，通过仅附加了充放电电路28的简单结构，能够以比现有更低的频率的动作时钟生成精细调整了占空比的驱动信号S5。

以上，说明了本发明的实施方式，但这是用于说明本发明的例子，不是旨在将本发明的范围仅限定在该实施方式。不言而喻，在不偏离本发明的主旨的范围内能够添加各种变更。例如，转换器2不限于图示的升压斩波电路，能够适用具备一至多个开关元件的所有的电路结构的转换器。另外，为了最终使输出电压Vout或输出电流Iout稳定化，也可以将各部的信号电平或逻辑结构变更为上述各实施方式所表示的结构。

符号的说明

2转换器

3电压检测电路（电压检测单元）

4微处理器（数字电路）

5斜坡信号产生电路

11ADC（转换电路）

14CPU（运算电路）

15PWM单元（信号输出电路）

28充放电电路

31电流检测电路（电流检测单元）

C4电容器

CMP比较器（驱动信号生成电路）

Q1开关元件

Q3开关元件

PH0、PH1充电端子

PL0、PL1放电端子

PX0、PX1充放电端子

PG0、PG1控制端子

Claims (4)

1.一种电源装置，其特征在于，

是具备通过开关元件的开·关动作供给电力的转换器、以及通过数字运算算出控制指令值来控制所述转换器的数字电路的电源装置，

所述电源装置具备：

电压检测单元，检测所述转换器的输出电压；

转换电路，将由所述电压检测单元检测出的电压值转换成数字值；

运算电路，进行基于来自所述转换电路的数字值算出所述控制指令值的运算和算出上次的控制指令值与这次的控制指令值的差分值的运算；

信号输出电路，基于所述运算电路所算出的所述差分值，向1组以上的由1个充电端子和1个放电端子构成的充放电端子输出逻辑电平的信号，并且调整所述充放电端子的高电平或低电平的信号的输出期间；

充放电电路，具备在对所述充电端子输出高电平的信号时进行充电且在对所述放电端子输出低电平的信号时进行放电的电容器；

斜坡信号产生电路，输出与基于赋予所述运算电路的动作时钟而生成的时钟信号同步的斜坡信号；以及

驱动信号生成电路，基于所述斜坡信号与所述电容器的两端间电压的比较结果，生成使所述开关元件进行开·关动作的驱动信号。

2.一种发光元件驱动装置，其特征在于，

是具备通过开关元件的开·关动作供给电力的转换器、以及通过数字运算算出控制指令值来控制所述转换器的数字电路，并通过从所述转换器供给的电力来驱动发光元件的发光元件驱动装置，

所述发光元件驱动装置具备：

电流检测单元，检测所述发光元件中流动的电流；

转换电路，将由所述电流检测单元检测出的电流值转换成数字值；

运算电路，进行基于来自所述转换电路的数字值算出所述控制指令值的运算和算出上次的控制指令值与这次的控制指令值的差分值的运算；

信号输出电路，基于所述运算电路所算出的所述差分值，向1组以上的由1个充电端子和1个放电端子构成的充放电端子输出逻辑电平的信号，并且调整所述充放电端子的高电平或低电平的信号的输出期间；

充放电电路，具备在对所述充电端子输出高电平的信号时进行充电且在对所述放电端子输出低电平的电压时进行放电的电容器；

斜坡信号产生电路，输出与基于赋予所述运算电路的动作时钟而生成的时钟信号同步的斜坡信号；以及

驱动信号生成电路，基于所述斜坡信号与所述电容器的两端间电压的比较结果而生成使所述开关元件进行开·关动作的驱动信号。

3.一种电源装置，其特征在于，

是具备通过开关元件的开·关动作供给电力的转换器、以及通过数字运算算出控制指令值来控制所述转换器的数字电路的电源装置，

所述电源装置具备：

电压检测单元，检测所述转换器的输出电压；

转换电路，将由所述电压检测单元检测出的电压值转换成数字值；

运算电路，进行基于来自所述转换电路的数字值算出所述控制指令值的运算和算出上次的控制指令值与这次的控制指令值的差分值的运算；

信号输出电路，基于所述运算电路所算出的所述差分值，向1个以上的充放电端子输出逻辑电平的信号并向1个以上的控制端子输出逻辑电平的信号，并且调整所述充放电端子和所述控制端子的高电平或低电平的信号的输出期间；

充放电电路，具备在对所述充放电端子输出高电平的信号时进行充电且在对所述充放电端子输出低电平的信号时进行放电的电容器、以及插入连接于所述充放电端子与所述电容器之间的线并根据所述控制端子的信号电平进行开·关的开关元件；

斜坡信号产生电路，输出与基于赋予所述运算电路的动作时钟而生成的时钟信号同步的斜坡信号；以及

驱动信号生成电路，基于所述斜坡信号与所述电容器的两端间电压的比较结果而生成使所述开关元件进行开·关动作的驱动信号。

4.一种发光元件驱动装置，其特征在于，

是具备通过开关元件的开·关动作供给电力的转换器、以及通过数字运算算出控制指令值来控制所述转换器的数字电路，并通过从所述转换器供给的电力来驱动发光元件的发光元件驱动装置，

所述发光元件驱动装置具备：

电流检测单元，检测所述发光元件中流动的电流；

转换电路，将由所述电流检测单元检测出的电流值转换成数字值；

运算电路，进行基于来自所述转换电路的数字值算出所述控制指令值的运算和算出上次的控制指令值与这次的控制指令值的差分值的运算；

信号输出电路，基于所述运算电路所算出的所述差分值，向1个以上的充放电端子输出逻辑电平的信号并向1个以上的控制端子输出逻辑电平的信号，并且调整所述充放电端子和所述控制端子的高电平或低电平的信号的输出期间；

充放电电路，具备在对所述充放电端子输出高电平的信号时进行充电且在对所述充放电端子输出低电平的信号时进行放电的电容器、以及插入连接于所述充放电端子与所述电容器之间的线并根据所述控制端子的信号电平进行开·关的开关元件；

斜坡信号产生电路，输出与基于赋予所述运算电路的动作时钟而生成的时钟信号同步的斜坡信号；以及

驱动信号生成电路，基于所述斜坡信号与所述电容器的两端间电压的比较结果而生成使所述开关元件进行开·关动作的驱动信号。