CN102959950B - 固体摄像装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种固体摄像装置，其包括像素、垂直信号线、高位模数转换电路(将高位模数转换电路的转换比特数设为M)、低位模数转换电路、第1选择电路及第2选择电路。第1选择电路在普通模式下选择垂直信号线中的1个来输出所选择的垂直信号线的电压，而在修正模式下输出修正用电压。高位模数转换电路计算与基于第1选择电路的输出的信号电压和2^M个阈值电压之差相应的2^M个剩余电压，在普通模式下输出与2^M个阈值电压中不超过信号电压的最大的阈值电压对应的高位比特的数字值，并且输出与该最大的阈值电压对应的剩余电压，而在修正模式下，输出与2^M个阈值电压中任1个选择阈值电压对应的剩余电压。

Description

固体摄像装置

技术领域

本发明涉及一种固体摄像装置。

背景技术

近年来，为了以电子方式拍摄并记录图像而使用固体摄像装置以成为常识。固体摄像装置一般被称为图像传感器，大体上分为CCD型传感器(其还被简称为CCD)和MOS传感器或CMOS传感器(以下将其统称为CMOS传感器)这2种。这些固体摄像装置具有输出与所入射的光的强度对应的电信号的微小部分(其被称为像素)，多数像素2维排列成行方向和列方向。

从像素输出的信号当然是模拟信号。然而，在应用固体摄像装置的电子静态相机等中要求数字信号，因此需要进行将模拟信号转换为数字信号的AD转换。

以往，从固体摄像装置向外部输出模拟信号并在外部进行AD转换的情况较多。然而，此时，存在在外部噪声重叠在模拟信号上、或由于固体摄像装置与外部装置的结合方法导致模拟信号发生变化的问题。因此，近年来提出了在固体摄像装置中内置AD转换器来向外部输出数字信号的固体摄像装置。

尤其是，CMOS传感器中内置的AD转换器要求高速。这是因为，若AD转换器为高速，则能够增大来自CMOS传感器的输出图像的帧速率。因此，为了使AD转换器达到高速，对2维排列的像素中同一列像素的每一个中设置专用的AD转换器。为了使AD转换器达到更高速，可以增大时钟频率，但由于晶体管的响应速度或布线延迟，时钟频率增大是有限的。此外，时钟频率增大时还存在AD转换器的功耗增大的问题。

为了解决该问题，提出了专利文献1中记载的技术。参照图9说明现有的固体摄像装置。

图9表示现有的固体摄像装置。

如图9所示，将AD转换器分为对高位N比特进行转换的部分、和对低位M比特进行转换的部分这2级。由此，分2阶段进行AD转换。具体而言，通过高位AD转换器对高位N比特进行转换之后，将和高位N比特值对应的模拟值与信号电压的模拟值之间的差分(模拟残差)输入到低位AD转换器，进行整体的AD转换。

高位N比特的转换不要求高精度，因此作为高位N比特的转换方法，使用线性差但速度快的方法，作为低位M比特的转换方法，使用线性优良但速度慢的方法。例如，在N＝3、M＝7的情况下，低位M比特只有128个值，因此以128时钟完成AD转换，能够整体上确保3+7＝10比特的精度，同时能使AD转换的处理速度高速化。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利第4069203号

发明内容

(发明要解决的课题)

在分2阶段进行AD转换的现有的固体摄像装置中，虽然存在能够使AD转换的处理速度高速化的优点，但也存在缺点。这是指即使输入了连续变化的模拟值，但输出的数字值不一定连续。例如，考虑在N＝3、M＝9的情况下数字值成为图10所示的情况。如图10所示，在高位比特的值发生变化时数字值离散。

鉴于上述情况，本发明的目的在于，在固体摄像装置中，确保足够高速的AD转换的处理速度，并且得到确保连续性的数字值。

(用于解决课题的手段)

本申请发明人反复刻苦研究的结果，发现在现有的固体摄像装置中，由于根本没有考虑高位AD转换器与低位AD转换器的关系，从而导致所输出的数字值离散。此外，还发现为了防止数字值离散，需要在进行AD转换之前或之后测量高位AD转换器及低位AD转换器的特性，并根据测量结果修正所输出的数字值。另外，在专利文献1记载的技术中，如上所述，由于根本没有考虑高位AD转换器与低位AD转换器的关系，因此当然也完全没有记载对所输出的数字值进行修正的方法。

为了实现上述目的，本发明的固体摄像装置包括：多个像素，被二维排列；多个垂直信号线，连接像素中同一列的像素；多个高位模数转换电路(将高位模数转换电路的转换比特数设为M)；多个低位模数转换电路；第1选择电路，其与各个高位模数转换电路对应；以及第2选择电路，其与各个高位模数转换电路对应，第1选择电路在普通模式下选择垂直信号线中的1个来输出所选择的垂直信号线的电压，而在修正模式下输出修正用电压，高位模数转换电路计算与基于第1选择电路的输出的信号电压和2^M个阈值电压之差对应的2^M个剩余电压，在普通模式下，输出与2^M个阈值电压中不超过信号电压的最大的阈值电压对应的高位比特的数字值，并且输出与该最大的阈值电压对应的剩余电压，而在修正模式下，输出与2^M个阈值电压中任1个选择阈值电压对应的剩余电压，第2选择电路选择低位模数转换电路中的1个后连接高位模数转换电路的输出。

在本发明的固体摄像装置中，优选的是，高位模数转换电路包括：计算并输出与2^M个阈值电压对应的2^M个剩余电压，并且输出信号电压与2^M个阈值电压的大小关系的2^M个计算部；基于由2^M个计算部输出的大小关系，输出与2^M个阈值电压中不超过信号电压的最大的阈值电压对应的高位比特的数字值，并且选择与该最大的阈值电压对应的剩余电压的选择电路；以及选择由2^M个计算部输出的2^M个剩余电压中与选择阈值电压对应的剩余电压的选择电路。

在本发明的固体摄像装置中，优选的是，还包括计算部，该计算部在修正模式下，计算由高位模数转换电路输出和2^M个阈值电压中第k(k为自然数)大的阈值电压对应的剩余电压时的低位模数转换电路的输出、与由高位模数转换电路输出和第k+1大的阈值电压对应的剩余电压时的低位模数转换电路的输出之间的差分。

在本发明的固体摄像装置中，优选的是，还包括转换部，该转换部基于由计算部计算出的差分，对将高位比特和低位比特相加而得到的数字值进行转换。

在本发明的固体摄像装置中，优选的是，还包括产生并输出2^M个阈值电压的阈值电压产生电路，修正用电压是由阈值电压产生电路输出的2^M个阈值电压中的1个。

在本发明的固体摄像装置中，优选的是，阈值电压产生电路包括：输出晶体管；比较器；以及梯形电路，在梯形电路中，在被设定为信号电压的上限值的第1参考电压、与被设定为信号电压的下限值的第2参考电压之间，包括彼此相同的2^M个串联连接的电阻或电容，根据来自外部的控制信号，选择性地输出根据电阻或电容各自的两端的电压生成的2^M个阈值电压中的1个，比较器比较来自输出晶体管的输出电压、与来自梯形电路的输出电压，将与比较结果对应的电压输出到输出晶体管的输入中。

在本发明的固体摄像装置中，优选的是，像素向垂直信号线输出与从外部输入的参考电压对应的电压，还包括电压存储电路，该电压存储电路存储与输出到垂直信号线的电压和2^M个阈值电压之差对应的2^M个电压，并且将2^M个电压中的1个作为修正用电压来输出。

在本发明的固体摄像装置中，优选的是，像素包括：放大用晶体管；以及开关用晶体管，其与放大用晶体管的输入连接；参考电压经由开关用晶体管而被输入到放大用晶体管。

在本发明的固体摄像装置中，优选的是，参考电压的值与在信号电压的上限值及下限值上相加放大用晶体管的偏移电压而得到的值大致相等。

在本发明的固体摄像装置中，优选的是，像素向垂直信号线输出与从外部输入的参考电压对应的电压，修正用电压是输出到垂直信号线的电压。

在本发明的固体摄像装置中，优选的是，像素包括：放大用晶体管；以及开关用晶体管，其与放大用晶体管的输入连接；参考电压经由开关用晶体管而被输入到放大用晶体管。

在本发明的固体摄像装置中，优选的是，参考电压的值与在2^M个阈值电压中的1个上相加放大用晶体管的偏移电压而得到的值大致相等。

(发明效果)

根据本发明的固体摄像装置，能够确保足够高速的AD转换的处理速度，并且能够得到确保了连续性的数字值。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式1的固体摄像装置的图。

图2是表示阈值电压产生电路的图。

图3是表示高位AD转换器的电路例的图。

图4是说明高位比特的AD转换动作的图。

图5是说明本发明的效果的图。

图6是表示本发明的实施方式1的变形例1所涉及的固体摄像装置的图。

图7是表示像素的电路例的图。

图8是表示本发明的实施方式1的变形例2所涉及的固体摄像装置的图。

图9是表示现有的固体摄像装置的图。

图10是说明本发明的课题的图。

具体实施方式

以下，参照附图说明本发明的实施方式。

(实施方式1)

以下，参照图1～图5，说明本发明的实施方式1的固体摄像装置。

图1表示本发明的实施方式1的固体摄像装置。

101是像素。102是第1选择电路。103是高位AD转换器。104是第2选择电路。105是低位AD转换器。106是阈值电压产生电路。107是控制电路。108是区域选择电路。109是灯电压产生电路。110是比较器。111是计数器。112是计数器时钟。113是模拟电压存储器(例如电容器)。114是计算部。115是转换部。

像素101二维排列成行方向(图1的横向)和列方向(图1的纵向)。

第1选择电路102选择与像素101的各列连接的垂直信号线中的1个，与高位AD转换器103的输入连接。

高位AD转换器103具有模拟输出(省略图示)、和数字输出(省略图示)。与所输入的电压值对应的数字值从数字输出被输出。从与该数字值对应的电压值减去输入到高位AD转换器103的电压值而得到的值(即，剩余电压)从模拟输出被输出。

第2选择电路104选择低位AD转换器105中的1个并与高位AD转换器103的模拟输出进行连接。

如后文所述，在高位AD转换器103为“修正模式”时，区域选择电路108选择与模拟输出连接对应于哪个区域的剩余电压。

控制电路107控制第1选择电路102、高位AD转换器103、区域选择电路108、第2选择电路104及阈值电压产生电路106。

作为阈值电压产生电路106，例如考虑图2所示的电路。以下，说明阈值电压产生电路。

图2表示阈值电压产生电路。

201是梯形电路。202是开关。203是运算放大器。204是输出晶体管。205是负载电阻。

梯形电路201在第1参考电压VH与第2参考电压VL之间包括2^M个串联连接的电容。另外，也可以使用电阻代替电容。2^M个电容彼此相同。第1参考电压VH被设定为信号电压的上限值。第2参考电压VL被设定为信号电压的下限值。

开关202选择2^M个电容的各端中的1个。从开关202选择性地输出由2^M个电容各自的两端的电压生成的2^M个阈值电压中的1个。

运算放大器203的正输入与开关202连接。运算放大器203的负输入与输出晶体管204的输出连接。运算放大器203的输出与输出晶体管204的输入连接。在输出晶体管204为例如n型MOS(MetalOxideSemiconductor)晶体管的情况下，输出为漏极，输入为栅极。

负载电阻205的一个端子与输出晶体管204的输出连接。负载电阻205的另一个端子被接地。另外，也可以使用输入(例如栅极)被偏置为一定电压的晶体管(例如负载晶体管)来代替负载电阻205。

从输出晶体管204的输出取出阈值电压产生电路的输出电压。

从开关202输出的阈值电压为高阻抗，因此实际上若连接高位AD转换器等其他电路，则电压会发生变动。为了防止这一点，阈值电压产生电路包括运算放大器203、输出晶体管204及负载电阻205。由此，来自开关202的输出电压转换为低阻抗而输出。

为了将输出电压转换为低阻抗，一般使用源极跟随电路(具体而言是包括输出晶体管204及负载电阻205的源极跟随电路)或电压跟随电路。然而，在源极跟随电路的情况下，相对于输入电压，输出减去了一定电压而得到的电压，因此存在无法得到与输入电压相等的输出电压的问题。此外，在电压跟随电路的情况下，的确能够得到与输入电压相等的输出电压，但一般情况下能够得到与输入电压相等的输出电压的输入电压的范围并不宽。因此，存在第1参考电压VH的值和第2参考电压VL的值受限制的问题。

为了避免该问题，本实施方式1中的阈值电压产生电路除了包括输出晶体管204及负载电阻205以外，还包括运算放大器203。运算放大器203将从开关202输出的阈值电压作为参考电压，对输出晶体管204施加负反馈。由此，来自输出晶体管204的输出电压在经过负反馈环路的时间常数以上的时间之后，与来自开关202的阈值电压一致。

以下，说明低位AD转换器的动作。在本实施方式1中，作为低位AD转换器，以采用所谓单斜率型AD转换器的情况为例进行说明。另外，AD转换方式不限于此。

通过计数器时钟112，使计数器111工作。另一方面，将来自灯电压产生电路109的灯电压输入到比较器110的一个输入中。将来自高位AD转换器103的剩余电压经由模拟电压存储器113输入到比较器110的另一个输入中。并且，在灯电压与剩余电压一致时，比较器110的输出极性发生变化，使与比较器110连接的计数器111的动作停止。此时，计数器111所保持的计数值成为与剩余电压对应的值，将计数值作为数字值来输出即可。但是，实际上，有时计数值成为在与剩余电压对应的值上相加了偏移值而得到的值。此时，需要从计数值去除偏移值，但是在本实施方式1中省略其说明。

作为高位AD转换器，例如考虑图3所示的电路。以下，说明高位AD转换器。另外，高位AD转换器不限于此。

图3表示高位AD转换器的电路例。

301～304是布线。305-1～305-2^M是第1～第2^M计算单元(将高位AD转换器的转换比特数设为M)。306是阻抗转换器。307是解码/选择电路。308是区域选择电路。

向布线301施加来自基准电压生成部的第1基准电压VH。向布线302施加来自基准电压生成部的第2基准电压VL(VL＜VH)。第1基准电压VH被设定为信号电压的上限值。第2基准电压VL被设定为信号电压的下限值。向布线303施加来自像素的信号电压Vin。向布线304施加来自像素的复位电压Vref。

若将高位AD转换器的转换比特数设为M，则2^M个计算单元305-1～305-2^M被并联连接。

阻抗转换器306将来自计算单元305-1～305-2^M的输出电压转换为低阻抗后输出。

如后文所述，解码/选择电路307根据各计算单元305-1～305-2^M的输出，输出高位M比特的数字值，并且选择计算单元305-1～305-2^M中的1个与阻抗转换器306连接。

以下，参照图4说明高位比特的AD转换动作。图4是说明高位比特的AD转换动作的图。

首先，从复位电压减去信号电压，进行噪声消除动作。所得到的值不包含噪声及像素内的各电路的偏差造成的偏移电压，大致取决于入射到像素的光强度，因此将该得到的值称为真实的信号电压V。

接着，考虑来自参照信号部的2个电压VL、VH(参照图4)和对这2个电压之间进行2^M等分的2^M-1个电压V1～V2^M-1(参照图4)。计2^M+1个电压VL～VH称为阈值电压。阈值电压对应于低位N比特成为0的值。阈值电压V1～V2^M-1如下。

$\mathrm{VI}=\mathrm{VL}+\frac{1}{2^M}(\mathrm{VH}-\mathrm{VL})$

其中1≤I≤2^M-1，

I：整数

比较真实的信号电压V与各阈值电压VL～V2^M-1的大小关系，与不超过真实的信号电压V的最大的阈值电压对应的高位M比特的数字值成为高位比特的AD转换结果。

此外，高位AD转换器需要计算并输出剩余电压的功能。剩余电压是真实的信号电压V与各阈值电压VL～V2^M-1之差。

向计算单元305-1～305-2^M分别输入第1、第2基准电压VH、VL、信号电压Vin及复位电压Vref。各计算单元305-1～305-2^M的输出被输入到解码/选择电路307的输入中。此外，各计算单元305-1～305-2^M的输出经由开关电路，被输入到阻抗转换器306中。

计算单元305-1～305-2^M分别对应于各阈值电压VL～V2^M-1。如上所述，计算单元305-1～305-2^M比较真实的信号电压V与各阈值电压VL～V2^M-1的大小关系，向解码/选择电路307进行输出。此外，计算单元305-1～305-2^M计算并输出真实的信号电压V与各阈值电压VL～V2^M-1的差、即剩余电压Q1～Q2^M(Q1＝V-VL、Q2＝V-V1、…Q2^M＝V-V2^M-1)。

解码/选择电路307对来自各计算单元305-1～305-2^M的输出进行解码，输出与不超过真实的信号电压V的最大的阈值电压对应的高位M比特的数字值。此外，解码/选择电路307使连接到与该最大的阈值电压对应的计算单元的输出的开关接通(ON)，使连接到该计算单元以外的计算单元的输出的开关断开(OFF)。由此，向阻抗转换器306输出与该最大的阈值电压对应的剩余电压。输出到阻抗转换器306的剩余电压与低位N比特对应。

阻抗转换器306将剩余电压转换为低阻抗后进行输出。另外，阻抗转换器306也可以具有放大剩余电压的功能。

在此，如上所述，在现有的固体摄像装置的情况下存在以下问题。参照图10说明该问题。图10说明本发明的问题。

图10所示的横轴是所输入的信号电压。图10所示的纵轴是所输出的数字值。该输出的数字值是将高位AD转换器的M比特和低位AD转换器的N比特合起来的值。

V1～V7是阈值电压。将阈值电压定义为高位比特的值变化时的信号电压。图10表示M＝3、N＝9的情况，但其他情况下也是相同的。

如图10所示，数字值不连续，8个线段离散。将8个线段分别称为第1区域、第2区域、…。第1区域与图3所示的第1计算单元305-1对应，第2区域与图3所示的第2计算单元305-2对应，…。

为了使第1～第8区域不离散而连续，需要满足下述条件1)和条件2)。

条件1)剩余电压＝阈值电压差时数字输出111111111。

条件2)各阈值电压差相等(阈值电压为等间隔)。

然而，在高位AD转换器中，实质上难以使各阈值电压差全部相等，并且实质上难以使所有低位AD转换器的特性一致，以在剩余电压＝阈值电压差时数字输出111111111，因此认为很难满足上述条件1)和条件2)。

因此，在本实施方式1中采取如下方法。

首先，在高位AD转换器103中附加区域选择电路(参照图1：108，图3：308)。

并且，通过控制电路107，将高位AD转换器103从“普通模式”切换为“修正模式”。具体而言，将开关控制电路从解码/选择电路307切换为区域选择电路308。

接着，从阈值电压产生电路106向高位AD转换器103输入阈值电压(参照图10：V1～V7)。另外，若各区域(图10：参照第1～第8区域)的斜率彼此相同(各区域相互平行)，则也可向高位AD转换器输入接近阈值电压的值，而不是输入阈值电压。若是上述低位AD转换器，则通常各区域的斜率彼此相同。

例如，以下说明将阈值电压V3输入到高位AD转换器103的情况，但其他情况下也是同样的。

若向高位AD转换器103输入阈值电压V3，则通过区域选择电路108选择第3区域(第3计算单元)。由低位AD转换器105对第3区域的剩余电压进行AD转换，将得到的9比特的数字值设为C31。

接着，通过区域选择电路108选择第4区域(第4计算单元)。由低位AD转换器105对第4区域的剩余电压进行AD转换，将得到的9比特的数字值设为C32。在此，优选输出C31的低位AD转换器和输出C32的低位AD转换器相同(即，同一低位AD转换器输出C31及C32)。然而，在各低位AD转换器的特性一致的情况下，也可以通过第2选择电路104使输出C31的低位AD转换器和输出C32的低位AD转换器不同。

接着，通过计算部114从C32减去C31，计算C3(C3＝C32-C31)，并保存该值。另外，计算并保存C3的计算部可以在固体摄像装置内，也可以在外部。

这样，针对阈值电压V3，通过第3区域及第4区域计算C3。

同样，针对阈值电压V1，通过第1区域及第2区域计算C1，针对阈值电压V2，通过第2区域及第3区域计算C2，…针对阈值电压V7，通过第7区域及第8区域计算C7。计算出C1～C7，并保存上述值。

接着，将高位AD转换器103从“修正模式”切换为“普通模式”，对来自像素的信号电压进行AD转换。输出的12比特的数字值是离散的(参照图5：虚线)，但通过转换部115对所输出的12比特的数字值进行如下转换。

高位比特为000时：得到的12比特的数字值

高位比特为001时：得到的12比特的数字值-C1

高位比特为010时：得到的12比特的数字值-C1-C2

…

高位比特为111时：得到的12比特的数字值-C1-C2-C3-C4-C5-C6-C7。

由此，如图5所示，所转换的数字值连续。即，能够解决本发明的课题。另外，对所输出的数字值进行转换的转换部可以在固体摄像装置内，也可以在外部。

<实施方式1的变形例1>

以下，参照图6及图7，说明本发明的实施方式1的变形例1所涉及的固体摄像装置。另外，在本变形例1中，对与实施方式1中的构成要素相同的构成要素赋予同一名称。因此，在本变形例1中，适当省略与实施方式1相同的说明。

图6表示本发明的实施方式1的变形例1所涉及的固体摄像装置。

401是像素。402是第1选择电路。403是高位AD转换器。404是第2选择电路。405是低位AD转换器。406是模拟电压存储电路。407是控制电路。408是区域选择电路。409是灯电压产生电路。410是比较器。411是计数器。412是计数器时钟。413是模拟电压存储器。414是计算部。415是转换部。

像素401二维排列成行方向(图6的横向)和列方向(图6的纵向)。

第1选择电路402选择与像素401的各列连接的垂直信号线中的1个，与高位AD转换器403的输入相连。

高位AD转换器403具有模拟输出(省略图示)和数字输出(省略图示)。与所输入的电压值对应的数字值从数字输出被输出。

第2选择电路404选择低位AD转换器405中的1个并与高位AD转换器403的模拟输出进行连接。

作为低位AD转换器405，考虑单斜率型AD转换器，但AD转换方式不限于此。

控制电路407控制第1选择电路402、高位AD转换器403、区域选择电路408、第2选择电路404及模拟电压存储电路406。

作为像素401，例如考虑图7所示的像素。以下说明像素。另外，像素不限于此。

图7表示像素的电路例。

501是光电二极管。502是传输晶体管(transfertransistor)。503是复位晶体管。504是源极跟随晶体管。505是电源线。506是复位信号线。507是传输栅极信号线。508是复位电压线。509是垂直信号线。

以下，说明像素的动作。以下，将向各信号线施加使晶体管截止的电压时设为0，将施加使晶体管导通的电压时设为1。

首先，对某一行的像素进行以下动作。

对电源线505施加电源电压，对复位信号线506施加1，对传输栅极信号线507施加0，对复位电压线508施加复位电压。接着，对复位信号线506施加0，通过高位AD转换器读取垂直信号线509的电压。该电压成为复位电压。接着，对传输栅极信号线507施加1。随后，向传输栅极信号线507施加0，通过高位AD转换器读取垂直信号线509的电压。该电压成为信号电压。接着，向复位信号线506施加1，向复位电压线508施加低电压。随后，向复位信号线506施加0，使电源线505的电压下降。

进行上述动作之后，对下一行的像素进行与上述相同的动作。

以下，说明本发明的实施方式1的变形例1所涉及的固体摄像装置的动作。另外，在本变形例1中，适当省略与实施方式1重复的说明。此外，在本变形例1中，以M＝3、N＝9的情况为例进行说明，但其他情况下也是同样的。

首先，通过控制电路408将高位AD转换器403从“普通模式”切换为“修正模式”。

接着，从像素401输入VH+VL(VH：第1参考电压、VL：第2参考电压)。具体而言，在使用例如图7所示的像素作为像素的情况下，对某一行的像素进行如下动作。首先，向电源线505施加电源电压，向复位信号线506施加1，向传输栅极信号线507施加0。接着，向复位电压线508输入VH+VL+Vt。在此，Vt是输出电压相对于源极跟随晶体管504的输入电压的偏移电压。由此，能够从垂直信号线509输出VH+VL。

接着，通过区域选择电路408选择第2区域(第2计算单元)。此时，从高位AD转换器的模拟输出输出的电压为VH+VL-V1≈V7。其中，设V1～V7为大致等间隔。将该电压存储在模拟电压存储电路406中。

这样，通过区域选择电路408选择第2区域，得到V7，将该值存储在模拟电压存储电路406中。

同样，通过区域选择电路408依次选择第3区域、第4区域、…第8区域，依次得到V6、V5、…、V1，并将上述值存储在模拟电压存储电路406中。

接着，从模拟电压存储电路406向高位AD转换器403输入在模拟电压存储电路406中存储的V1，与实施方式1相同，针对V1计算C1。

同样，针对V2计算C2，针对V3计算C3，…针对V7计算C7。

之后与实施方式1相同。

另外，实际上难以将来自垂直信号线的输出电压准确地设置为VH+VL。然而，如图10所示，由于各区域相互平行，因此即使来自垂直信号线的输出电压多少有误差，误差也几乎不会重叠在C1～C7上。

<实施方式1的变形例2>

以下，参照图8说明本发明的实施方式1的变形例2所涉及的固体摄像装置。另外，在本变形例2中，对与实施方式1中的构成要素相同的构成要素赋予同一名称。从而，在本变形例2中，适当省略与实施方式1相同的说明。

图8表示本发明的实施方式1的变形例2所涉及的固体摄像装置。

601是像素。602是第1选择电路。603是高位AD转换器。604是第2选择电路。605是低位AD转换器。607是控制电路。608是区域选择电路。609是灯电压产生电路。610是比较器。611是计数器。612是计数器时钟。613是模拟电压存储器。614是计算部。615是转换部。

像素601二维排列成行方向(图8的横向)和列方向(图8的纵向)。

第1选择电路602选择与像素601的各列连接的垂直信号线中的1个，与高位AD转换器603的输入相连。

高位AD转换器603具有模拟输出(省略图示)和数字输出(省略图示)。与所输入的电压值对应的数字值从数字输出被输出。

第2选择电路604选择低位AD转换器605中的1个并与高位AD转换器603的模拟输出进行连接。

作为低位AD转换器605，考虑单斜率型AD转换器，但AD转换方式不限于此。

控制电路607控制第1选择电路602、高位AD转换器603、区域选择电路608及第2选择电路604。

以下，说明本发明的实施方式1的变形例2所涉及的固体摄像装置的动作。另外，在本变形例2中，适当省略与实施方式1重复的说明。此外，在本变形例2中，以M＝3、N＝9的情况为例进行说明，但其他情况也是相同的。

首先，通过控制电路608将高位AD转换器602从“普通模式”切换为“修正模式”。

接着，从像素601输入V1。具体而言，在使用图7所示的像素作为像素601的情况下，对某一行的像素进行如下动作。首先，向电源线505施加电源电压，向复位信号线506施加1，向传输栅极信号线507施加0。接着，向复位电压线508输入V1+Vt。由此，能够从垂直信号线509输出V1。

接着，将从像素601输出的V1输入到高位AD转换器602，与实施方式1同样对V1计算C1。

同样，针对V2计算C2，针对V3计算C3，…针对V7计算C7。

之后与实施方式1相同。

(工业上的可利用性)

本发明的固体摄像装置能够确保足够高速的AD转换的处理速度，且能够取得确保了连续性的数字值，能够利用于电子静态相机等，因此非常有用。

符号说明

101、401、601像素

102、402、602第1选择电路

103、403、603高位AD转换器

104、404、604第2选择电路

105、405、605低位AD转换器

106阈值电压产生电路

406模拟电压存储电路

107、407、607控制电路

108、408、608区域选择电路

109、409、609灯电压产生电路

110、410、610比较器

111、411、611计数器

112、412、612计数器时钟

113、413、613模拟电压存储器

114、414、614计算部

115、415、615转换部

201梯形电路

202开关

203运算放大器

204输出晶体管

205负载电阻

301～304布线

305-1～305-2^M第1～第2^M计算单元

306阻抗转换器

307解码/选择电路

308区域选择电路

501光电二极管

502传输晶体管

503复位晶体管(开关用晶体管)

504源极跟随晶体管(放大用晶体管)

505电源线

506复位信号线

507传输栅极信号线

508复位电压线

509垂直信号线

Claims (11)

1.一种固体摄像装置，包括：

多个像素，被二维排列；

多个垂直信号线，连接上述像素中同一列的像素；

具有模拟输出和数字输出的多个高位模数转换电路，将高位模数转换电路的转换比特数设为M；

多个低位模数转换电路；

第1选择电路，其对应于各个上述高位模数转换电路；

第2选择电路，其对应于各个上述高位模数转换电路；以及

第1计算部，

上述第1选择电路在普通模式下选择上述垂直信号线中的1个并输出所选择的垂直信号线的电压，而在修正模式下输出修正用电压，

上述高位模数转换电路计算与从来自上述像素的复位电压减去基于上述第1选择电路的输出的信号电压而得到的真实的信号电压和2^M个阈值电压之差相对应的2^M个剩余电压，在普通模式下，输出与上述2^M个阈值电压中不超过上述信号电压的最大的阈值电压对应的高位比特的数字值，并且输出与该最大的阈值电压对应的剩余电压，而在修正模式下，输出与上述2^M个阈值电压中第k大的阈值电压对应的第1剩余电压以及与上述2^M个阈值电压中第k+1大的阈值电压对应的第2剩余电压，其中k是自然数，

上述第2选择电路选择上述低位模数转换电路中的至少1个后连接上述高位模数转换电路的上述模拟输出，

被选择的上述低位模数转换电路将上述第1剩余电压和上述第2剩余电压分别变换为第1数字值和第2数字值，

上述第1计算部计算出上述第1数字值与上述第2数字值的差分。

2.根据权利要求1所述的固体摄像装置，其中，

上述高位模数转换电路包括：

2^M个第2计算部，计算并输出与上述2^M个阈值电压对应的上述2^M个剩余电压，并且输出上述信号电压与上述2^M个阈值电压的大小关系；

基于由上述2^M个第2计算部输出的上述大小关系，输出与上述2^M个阈值电压中不超过上述信号电压的最大的阈值电压对应的高位比特的数字值，并且选择与该最大的阈值电压对应的剩余电压的选择电路；以及

选择由上述2^M个第2计算部输出的上述2^M个剩余电压中与上述选择阈值电压对应的剩余电压的选择电路。

3.根据权利要求1所述的固体摄像装置，其中，

所述固体摄像装置还包括转换部，该转换部基于由上述第1计算部计算出的上述差分，对将高位比特和低位比特相加而得到的数字值进行转换。

4.根据权利要求1～3中任一项所述的固体摄像装置，其中，

所述固体摄像装置还包括产生并输出上述2^M个阈值电压的阈值电压产生电路，

上述修正用电压是由上述阈值电压产生电路输出的上述2^M个阈值电压中的1个。

5.根据权利要求4所述的固体摄像装置，其中，

上述阈值电压产生电路包括：

输出晶体管；

比较器；以及

梯形电路，

在上述梯形电路中，

在被设定为信号电压的上限值的第1参考电压、与被设定为信号电压的下限值的第2参考电压之间，包括彼此相同的2^M个串联连接的电阻或电容，

根据来自外部的控制信号，选择性地输出根据上述电阻或上述电容各自的两端的电压生成的2^M个阈值电压中的1个，

上述比较器比较来自上述输出晶体管的输出电压、和来自上述梯形电路的输出电压，将与比较结果相应的电压输出到上述输出晶体管的输入中。

6.根据权利要求1～3中任一项所述的固体摄像装置，其中，

上述像素向上述垂直信号线输出随着从外部输入的参考电压的变化而变化的电压，

所述固体摄像装置还包括电压存储电路，该电压存储电路存储与输出到上述垂直信号线的上述电压和上述2^M个阈值电压之差相应的2^M个电压，并且将上述2^M个电压中的1个作为上述修正用电压而输出。

7.根据权利要求6所述的固体摄像装置，其中，

上述像素包括：

放大用晶体管；以及

开关用晶体管，其与上述放大用晶体管的输入连接，

上述参考电压经由上述开关用晶体管而被输入到上述放大用晶体管。

8.根据权利要求7所述的固体摄像装置，其中，

上述参考电压的值与在信号电压的上限值及下限值上相加上述放大用晶体管的偏移电压而得到的值大致相等。

9.根据权利要求1～3中任一项所述的固体摄像装置，其中，

上述像素向上述垂直信号线输出随着从外部输入的参考电压的变化而变化的电压，

上述修正用电压是输出到上述垂直信号线的上述电压。

10.根据权利要求9所述的固体摄像装置，其中，

上述像素包括：

放大用晶体管；以及

开关用晶体管，其与上述放大用晶体管的输入连接，

上述参考电压经由上述开关用晶体管而被输入到上述放大用晶体管。

11.根据权利要求10所述的固体摄像装置，其中，

上述参考电压的值与在2^M个阈值电压中的1个上相加上述放大用晶体管的偏移电压而得到的值大致相等。