CN102959849A - 循环变流器的闭环控制 - Google Patents

Abstract

一种三相谐振循环变流器，包括用于控制循环变流器的开关频率的闭环控制模块，所述闭环控制模块包括：电压信号产生模块，被布置为产生表示循环变流器的电压输出波形的电压信号；存储模块，被布置为累积所述电压输出波形的相位部分的电压信号值，其中所述电压信号值基于电压误差信号和相同的对应相位部分的所累积的历史电压信号值；以及开关频率控制模块，被布置为基于所述电压输出波形的对应相位部分的所累积的电压信号值来产生用于控制循环变流器的开关频率的开关频率控制信号，并基于在所产生的电压信号与参考电压信号之间的差来产生比例电压信号。

Description

循环变流器的闭环控制

技术领域

本发明涉及循环变流器的闭环控制。具体地，本发明涉及一种三相谐振循环变流器以及一种控制三相谐振循环变流器的方法，其包括比例和积分开关频率控制。

背景技术

许多不同产业需要用于基于三相电源供给恒定功率的电源。

已经开发循环变流器以用在高效电源中，以便提供相对于传统整流器电源和两级电源的多个改进。

循环变流器提供了高效的单级功率变换器。采用单级功率转换的优点基于以下事实：单级变换器将具有与传统两级整流器的各个级中的任一级的效率类似的效率（例如，96%）。换言之，来自单级变换器的损耗仅为两级变换器的损耗的一半。该更高效率（更低损耗）导致整流器内的部件的大小的对应减小，并由此导致耗费更低成本来生产的产品更小。由于以下原因获得其他优点：对于给定的系统功率，来自变换器的排气热量将更低（使功率系统设计容易），以及可以利用比传统两级整流器设计显著更少的部件来实现单级变换器的事实。

本申请的申请人已经开发了一种独特的三相谐振循环变流器配置，如PCT公开WO2008/018802中所述，该PCT公开以参考的方式并入于此。

本申请涉及一种用于控制三相谐振循环变流器（例如，WO2008/018802中所述的类型）的改进方法（以及关联的控制系统）。将意识到，尽管诸如在WO2008/018802中所述的变换器之类的功率变换器在电信产业中特别有用，但是这些功率变换器在其他产业中也同样适用。

WO2008/018802已提出可以使用基于循环变流器的所测量出的输出电压的比例和积分反馈元件来控制循环变流器的开关频率。这些比例和积分反馈元件可以使得能够调整开关频率，从而可以相应地调节循环变流器的输出电压。

本发明的实施例提供了一种用于在输入功率信号的整个全相过程中控制三相谐振循环变流器的开关频率的改进机制。

本发明的目的是提供相对于现有三相谐振循环变流器的改进控制。

本发明的进一步目的是提供在输入功率信号的全相期间的三相谐振循环变流器的改进控制。

每个目的应当使用至少向公众提供有用选择的目的来分离地理解。

本发明旨在克服或者至少缓解一些或所有上述问题。

发明内容

应当承认，术语“包括”可以在变化的权限下归于排他或相容的含义。出于本说明书的目的，并且除非另外指出，这些术语旨在具有相同的含义，即，它们将被视为包括直接使用参考的所列出的部件，并且还可能包括其他未指定的部件或元件。

根据一个方面，本发明提供了一种三相谐振循环变流器，其包括用于控制循环变流器的开关频率的闭环控制模块，所述闭环控制模块包括：电压信号产生模块，被布置为产生表示循环变流器的电压输出波形的电压信号；存储模块，被布置为累积所述电压输出波形的相位部分的电压信号值，其中，所述电压信号值基于电压误差信号和相同的对应相位部分的所累积的历史电压信号值；以及开关频率控制模块，被布置为基于所述电压输出波形的对应相位部分的所累积的电压信号值来产生用于控制循环变流器的开关频率的开关频率控制信号，并基于在所产生的电压信号与参考电压信号之间的差来产生比例电压信号。

根据另一方面，本发明提供了一种控制三相谐振循环变流器的方法，所述方法包括以下步骤：产生表示循环变流器的电压输出波形的电压信号；累积所述电压输出波形的相位部分的电压信号值，其中，所述电压信号值基于电压误差信号和相同的对应相位部分的所累积的历史电压信号值；以及基于所述电压输出波形的对应相位部分的所累积的电压信号值来产生用于控制循环变流器的开关频率的开关频率控制信号，并基于在所产生的电压信号与参考电压信号之间的差来产生比例电压信号。

根据本发明的特定实施例，提供了一种用于三相谐振循环变流器的改进的控制机制。

附图说明

现在将参照附图，仅通过示例的方式描述本发明的实施例，在其中：

图1示出了根据本发明的实施例的所控制的已知三相谐振循环变流器电路；

图2示出了根据本发明的实施例的所控制的三相谐振循环变流器的开关序列；

图3示出了根据本发明的实施例的控制机制的系统框图；以及

图4示出了根据本发明的实施例的积分模块的框图。

具体实施方式

第一实施例

根据本发明的各个实施例，描述了一种用于基于循环变流器输出电压来产生开关频率控制信号的方法。所描述的方法可以在三相谐振循环变流器中实现并用于控制这种循环变流器的输出电压。

现在将参照图1来描述循环变流器电路布置。

图1示出了以使用该第一实施例的控制方法的半桥形式的三相谐振循环变流器电路。

将理解的是，本发明的该实施例和其他实施例还可以适用于全桥循环变流器。

图1的循环变流器包括形成半桥的双向开关17至19和电容器20至22。开关17由MOSFET35与体二极管36的并联同MOSFET37与体二极管38的并联串联构成。开关17具有四个状态：

1.接通（MOSFET35和MOSFET37接通）；

2.关断（MOSFET35和37关断）；

3.正向二极管（MOSFET37接通，接入体二极管36）；

4.反向二极管（MOSFET35接通，接入体二极管38）。

类似地配置开关18和19。通过利用这四个开关状态，可以如将描述的那样实现全谐振开关。

三相供电线23至25将三相AC电提供给半桥。循环变流器的输出驱动由电感器26、电容器27以及变压器29的初级线圈28构成LLC谐振电路。输出线圈30和31经由二极管32和33以及电容器34连接，以形成半桥整流器35。

电感器26和电容器27形成串联谐振电路。为了实现低负载输出电压调节，可以通过对主变压器29的磁芯造成间隙来容易地将谐振电路从简单LC谐振电路变换为LLC谐振电路。输出电压控制的主要方法由可变频率控制实现。

现在将参照图2来描述三相谐振循环变流器的开关序列。

根据该实施例，循环变流器的开关频率是高频。即，该实施例的开关频率大致为100kHz。然而，将理解的是，作为替换，可以使用其他更低或更高的开关频率。

为了实现这些需求以实现谐振开关，始终按以下顺序对晶体管排序：该顺序使得首先接通最大电压量值（L）电源（mains）相位晶体管，接下来是具有中电压量值（M）的电源相位，然后最后是具有最小电源电压量值（S）的电源相位。以亚微秒死区时间无限地重复该排序（L、M、S、L、M、S、……）以允许谐振负载电压换向。由于电源瞬时输入电压持续改变，因此电源输入的每30度，负责驱动各个晶体管的排列逻辑反转晶体管排列顺序。

图2示出了三相电源瞬时电压（黄、蓝和红）在单个电源周期上的变化，并且曲线图直接下方的表示出表示六个晶体管中的每一个在12个电源30度段中的每一个期间的函数的逻辑表。

“大相位（L）”——对电流从具有最大电压量值的电源相位流经谐振负载、变压器并最终至整流器输出的流动进行控制的晶体管。

“中相位（M）”——对电流从具有中等电压量值的电源相位流经谐振负载、变压器并最终至整流器输出的流动进行控制的晶体管。

“小相位（S）”——对电流从具有最小电压量值的电源相位流经谐振负载、变压器并最终至整流器输出的流动进行控制的晶体管。

逻辑表中的参考Y、B和R指示了三个电源相位瞬时电压黄、蓝或红中的哪些是所指示的相位（L、M或S）的相关电压。

该谐振开关序列导致经过晶体管和输出整流器二极管的正弦波电流流动，使得当进行每次开关转移时，电流已经几乎返回至零。这降低了晶体管和输出二极管两者中的开关损耗，并允许使用MOSFET或IGBT开关晶体管。如果使用IGBT晶体管，则可以采用反并联二极管，以允许反转电流路径（发射极至集电极）。

现在提供循环变流器的各种模式的简要讨论。在图2中，ZXM指示了零交叉模式被激活的位置，并且MXM指示了量值交叉模式被激活的位置，如下所述。

由于在极小的时间段中尝试并接通然后再次关断晶体管变得不实际，因此存在以下点（在每个电源电压零交叉附近）：其中，尝试接通S晶体管没有任何优点。因此，对于在每个电源零交叉之前开始几度并在电源零交叉之后扩展至几度的时间段，循环变流器可以操作于两相模式。该模式被称作“零交叉模式”，并且在该操作模式期间，高频开关序列仅为L、M、L、M、L、M……，其中，仅L和M晶体管接通，而S晶体管保持关断。在该“零交叉模式”期间，L和M晶体管两者的晶体管接通时间相等。

在电源电压量值交叉点处维持正常的L、M、S、L、M、S……高频开关序列时出现不同问题。在每个电源量值交叉点处，M和S相位电压交换，并且因此M和S的定义也必须交换。如果关于循环变流器的高频开关频率来考虑电源相位电压的改变速率，则以下情况变得清楚：在特定时刻处交叉过的M和S相位电压的概念远非现实。电源相位电压的改变速率如此慢，使得对于许多高频开关周期，M和S相位电压实际上相等。更有甚者，当考虑诸如噪声之类的真实世界影响时，还可以意识到，变换器实际上可以在不正确的M和S定义下在多个高频开关周期内操作。例如，称为S的相位上的电压实际上大于（以非常小的量）称为M的相位上的电压。M和S相位的定义中的这种误差导致错误的晶体管开关序列，这进而导致从M至S电源相位（或者，取决于相对电压极性的S至M电源相位）流动的相当大的电流。通过改变当循环变流器在电源电压量值交叉点附近操作时使用的高频开关序列，可以避免该问题。

因此，对于在每个电源量值交叉之前开始几度并在电源量值交叉之后扩展至几度的时间段，循环变流器可以操作于交错模式。该模式被称作“量值交叉模式”，并且在该模式期间，高频开关序列仅为L、M、L、S、L、M、L、S、……，其中，M和S晶体管交替地在每次L晶体管接通时之间接通。在该“量值交叉模式”期间，L、M和S晶体管的晶体管接通时间均相等。

因此，循环变流器使用三个不同高频开关序列：“零交叉模式”——在电源相位零交叉附近使用；“三相模式”——大多数时间使用的正常模式；“量值交叉模式”——在电源相位量值交叉附近使用。

在以上讨论的循环变流器布置的切换期间，产生6次谐波分量。通过应用仅利用比例和微分反馈项的反馈环，未移除6次谐波。因此，这里描述了涉及使用改进反馈系统的方法，该改进反馈系统利用积分反馈项来移除6次谐波。

还描述了用于控制循环变流器的输出电压信号的具体方法。特别地，使用控制机制来监视和控制循环变流器在三相电源的360度范围中的30度段上的电压输出。

在电源零交叉点（ZeroX）处，被切换的相位具有+/-0.866峰值的电压。在电源量值交叉点（MagX）处，所切换的相位具有-0.5和+1.0峰值（或者可替换地，+0.5和-1.0峰值）的电压。

此外，循环变流器的输出电压可以在量值交叉模式和零交叉模式中分别从+/-0.75峰值变化至+/-0.866峰值（当通过电容器耦合时）。

这将导致来自循环变流器的输出电压在全部360度范围内显著变化。因此，为了更精确地控制循环变流器在整个360度时段内的输出电压，从360度周期中的类似定位的段取得由闭环控制机制比较的先前和当前电压。这使控制反馈环能够将随时间变化的电压输出的对准片（align slice）进行比较。

图3示出了被布置为提供该闭环控制机制的各个部件的系统框图。

三相电源301经由三个电压相位线303将三相功率提供给循环变流器305。根据该实施例，循环变流器如图1所示。然而，将理解，可以以与这里描述类似的方式控制任何其他合适类型的三相谐振循环变流器。

循环变流器输出是正弦电压输出波形，其被馈送至LLC谐振电路，LLC谐振电路包括谐振电感器（Lr）、谐振电容器（Cr）以及输出变压器的初级线圈306。

变压器的次级线圈307馈送同样在图1中示出的两个二极管D1和D2。

由闭环控制模块309使用在变压器的次级侧的负载上取得的电压输出波形Vout来产生电压误差信号Verror322。

将理解的是，可以从多个不同点取得循环变流器的电压输出。根据该实施例，在如图3所示的变压器的次级侧放置的负载上测量循环变流器的电压输出。即，与循环变流器的输出相连接的变压器。可替换地，可以从变压器的初级侧的循环变流器输出来直接测量来自循环变流器的电压信号输出。

闭环控制模块309包括电压信号误差模块311、积分增益模块310、累积模块312和存储模块313，在该实施例中，其形成有限脉冲响应（FIR）滤波器的一部分。闭环控制模块309还包括开关频率控制模块317、比例增益模块320和微分增益模块327。

电压信号误差模块311包括电压参考发生器308和电压误差发生器319，其被布置为基于在循环变流器的输出电压315与由电压参考发生器308生成的电压参考值Vref之间的差来产生误差信号Verror。Vref是功率变换器的期望输出电压。

通过积分增益模块310来馈送误差信号Verror，并且然后，对输出电压波形的相同的对应部分，使用累积模块312将误差信号Verror与来自存储模块313的历史电压信号值相加、组合或累积，其中来自累积模块312的结果用作存储模块313（FIR滤波器）的输入。

因此，存储模块313被布置为存储输出电压波形的具体部分的误差校正后的历史电压信号值。即，对输出电压波形的相关部分，将误差校正后的历史电压信号值作为新电压信号值存储在存储模块313内。

经由内部过程模块来输出存储模块313内的值，该内部过程模块被布置为基于历史电压信号值来产生积分电压控制信号321，如下将更详细说明。

因此，针对电压波形周期中的电压波形的相同的相对段，基于历史电压值和电压误差信号来产生积分电压控制信号321，如将参照图4更详细说明。

还将电压误差信号Verror提供给比例增益模块320，以产生比例电压控制信号323。比例电压控制信号323是输出电压Vout的直接比例测量。

根据该实施例，结合循环变流器的输出，在变压器的次级侧放置的负载上直接测量所测量出或导出的输出电压，即，将从循环变流器的输出处放置的隔离变压器的次级侧产生的电压信号反馈至控制电路。

将理解的是，作为替换，可以使用其他技术来测量输出电压。例如，可以在循环变流器的输出处的整流器二极管之后立即测量负载电压。

可选地，还使用负载电流产生模块来产生微分电压控制信号329，在该实施例中，该负载电流产生模块为微分增益模块327的形式。根据该实施例，通过在循环变流器输出变压器的次级侧使用电流传感器直接测量负载电流316来产生“微分电压”信号。如在图3中可见，在整流器二极管D1和D2的阴极侧感测负载电流。

作为替换，可以使用循环变流器输出变压器的初级侧的谐振电流来产生负载电流。即，负载电流产生模块可以使用附着至位于循环变流器输出处的变压器的初级线圈306的电流传感器来感测谐振电流iRes。谐振电流iRes被视为变压器的输出电流的精确表示，这是由于变压器的次级侧的输出电容（形成半桥整流器的一部分）支配该电路（即，负载实际上是电阻性的）。

变压器的输出电流被视为输出电压的微分。因此，使用所测量出的负载电流Iout，通过使所感测出的负载电流经过微分增益模块327，产生微分电压控制信号329。

将比例、积分和微分电压控制信号提供给开关频率控制模块317，根据该实施例，开关频率控制模块317是PID控制器。PID控制器基于比例、积分和微分控制信号的组合，产生开关频率控制信号318。该开关频率控制信号318用于控制循环变流器305的开关频率。由于关于电流的传输特性的不同部分对谐振电路进行控制，开关频率的改变使输出电压发生变化。

根据该实施例，开关频率控制模块被布置为对具有最大绝对电压的输入电压波形的相位，调整开关频率的开关频率时段以实现频率控制。即，调整L接通时间，以改变总体开关频率时段，并从而改变循环变流器的开关频率。

将理解的是，对于任何控制系统，在实现的性能和复杂度之间存在一般的折衷。因此，可以调整或控制系统，使得取决于电源的需求，其在仅比例控制、比例和积分控制、或者比例、积分和微分控制下操作。

图4示出了根据该实施例的积分模块的其他细节。积分模块包括电压信号误差模块311、积分增益模块310、累积模块312和存储模块313，如上所述。

存储模块313、过程模块314和累积模块312的组合有效地提供了有限脉冲响应（FIR）滤波器系统。

存储模块313包括用于存储历史电压值（A、S、T）的多个存储元件（401、403、405、407）。电压元件覆盖输出电压波形的全部360度相位范围。根据该实施例，每个元件用于存储表示全部360度范围的5度的输出电压信号。因此，根据该实施例，存在72个存储元件用于存储输出电压波形的不同相位段的输出电压信号值。即，FIR缓冲器（存储模块）能够在电源周期期间“学习”每个和各个点所需的控制输出。

作为替换，可以使用更多的存储元件来提高存储输出电压值的分辨率。例如，每个存储元件可以存储表示全部360度范围的1、2、3或4度的输出电压信号。可替换地，每个存储元件可以存储全部360度范围的0.1和1度之间的任何位置处的甚至更高分辨率的输出电压信号。将理解的是，可以在这些范围值周围使用其他替换方案来确定存储元件中存储的相位段的分辨率。

在电压输出波形的特定相位部分期间，分析存储模块中存储的相位段的窗口409。在这种情况下，窗口覆盖值A、X’、S和T。

值X’是当前对输出电压波形的该相位部分确定的值。

值A表示历史电压值，并且是先前在直接前一个处理步骤期间进入到段401中的存储模块中的电压值。值A与直接滞后于所处理的输出电压波形的当前相位部分的输出电压波形的类似相位部分相对应。

值S和T也是先前当系统处理直接领先于所处理的当前相位部分的输出电压波形的类似相位部分时分别进入到存储元件405和407中的存储模块中的历史电压值。值S是将在后续处理步骤期间重写的值，并且值T是将在后续处理步骤之后的步骤中重写的值。

过程模块314对相位段的当前窗口获取值A、S和T。过程模块将加权值应用于三个所获取的值中的每一个。根据该实施例，直接前一个值A具有对其应用的加权值2，而历史值S和T具有对其应用的加权值1。因此，A具有对其应用的与值S和T不同的加权值。在该实施例中，对A应用的加权值大于对S和T应用的加权值。

过程模块通过将这些值相加在一起并将总和除以A、S和T的总加权值（即，在该实施例中为4，这是由于A具有加权2并且S和T中每一个具有加权1）来确定这三个加权值的平均值。因此，通过计算加权的A、S和T之和并除以4来提供当前窗口的平均加权值（X）。平均加权值（X）是积分电压控制信号321。被反馈至累积模块312以与输出电压波形的当前段的电压误差信号组合的是该平均加权值。

将理解的是，可以使用更多或更少的存储电压值来确定在所处理的当前窗口期间的平均值。还将理解的是，可以将不同加权值应用于所存储的值中的每一个或在存储模块中的具体元件，或者，可以随时间适应或调整加权值。将理解的是，在具有加权值的复杂度与精度之间存在折衷，并且使用简单积分加权因子的方案可以导致微处理器的更快的执行速度。

电压信号误差模块311将特定相位部分的电压输出波形与电压参考值Vref进行比较，以产生误差信号值Verror。

将积分电压控制信号321馈送至累积模块312中，累积模块312将从电压信号误差模块311输出的误差信号值与积分电压控制信号321相加。然后，将误差信号和积分项之和存储在存储模块中，作为窗口的当前相位段存储段存储元件403中的X’。

一旦系统已通过将值X’存储在存储元件403中来处理该当前相位段，就将窗口移位一个相位段，以与电压输出波形的移位对准。将理解的是，可以使用任何合适方法来检测电压输出波形中的移位，以用来对准存储模块中的相位窗口。例如，电压输出波形的相位可以由锁相环模块（未示出）监视以确保存储模块与电压输出同步。

因此，根据输出波形的相对部分而随时间累积的误差校正后的平均电压值来生成积分项。具体地，使用同步FIR滤波器应用来产生积分电压信号。通过将电压误差信号与积分项相加来产生FIR滤波器的输入。从所测量到的输出电压与参考电压信号之间的差来产生电压误差信号。

通过将权重应用于历史电压信号值，从FIR滤波器产生积分电压信号。这些历史电压信号值存储在FIR缓冲器中，并包括直接过去（在缓冲器中的相对相位位置方面以及在电压波形上）历史值和后续未来（在缓冲器中的相对相位位置方面以及在电压波形上）历史值。

这些历史值覆盖输出电压波形的相位部分。例如，相位部分可以涉及输出电压波形的1和30度之间。针对该相位部分将每个历史值存储在存储模块的单个段中。例如，该段可以涉及输出电压波形的0.1和5度之间。随着输出电压波形相位改变，从历史值计算积分值的相位窗口也改变。即，相位窗口与输出电压波形同步地移位，以确保将相当的相位进行比较以产生积分信号。

直接过去历史值存储在仅先前填充有误差调节（即，“平均值+误差项”）后的缓冲器的电压信号的段中。后续未来历史值存储在上次分析该相对相位（即，几乎一个相位时段前）处的电压波形时填充的缓冲器的段中。对直接过去和后续未来历史值进行加权、求和和求平均，以产生当前“平均”积分电压信号。然后，将所得的“平均”信号（即，积分项）与当前电压误差项相加，并将其置于相位部分的当前段中的FIR缓冲器中。

如上所述，将积分控制信号馈送至PID控制器中以产生用于控制循环变流器的开关频率并从而控制输出电压的开关频率控制信号318。

因此，该方法和关联的控制系统通过考虑相同或相似相位部分的先前记录的值，来提供输入功率信号的全相位上的控制。

将理解的是，在此仅通过示例描述的本发明的实施例，并且在不脱离本发明的范围的前提下，可以进行各种改变和修改。

Claims (66)

1.一种三相谐振循环变流器，包括用于控制所述循环变流器的开关频率的闭环控制模块，所述闭环控制模块包括：

电压信号产生模块，被布置为产生表示所述循环变流器的电压输出波形的电压信号；

存储模块，被布置为积累所述电压输出波形的相位部分的电压信号值，其中，所述电压信号值基于电压误差信号和相同的对应相位部分的所累积的历史电压信号值；以及

开关频率控制模块，被布置为基于所述电压输出波形的对应相位部分所累积的电压信号值来产生用于控制所述循环变流器的所述开关频率的开关频率控制信号，并基于在所产生的电压信号与参考电压信号之间的差来产生比例电压信号。

2.根据权利要求1所述的循环变流器，其中所述相位部分处于从1度至30度的范围内。

3.根据权利要求1所述的循环变流器，其中所述电压误差信号基于所产生的电压信号与所述参考电压信号之间的差。

4.根据权利要求1所述的循环变流器，其中所述开关频率控制模块还被布置为针对具有最大绝对电压的输入电压波形的相位调节开关频率时段以实现频率控制。

5.根据权利要求1所述的循环变流器，其中所述存储模块被布置为基于对应相位部分的所累积的电压信号值来产生积分信号，其中，所述开关频率控制信号从所述积分信号产生。

6.根据权利要求5所述的循环变流器，其中所述存储模块形成FIR滤波器的至少一部分。

7.根据权利要求5所述的循环变流器，其中所述积分信号通过将加权应用于所选择的历史电压信号值来产生，其中所述加权基于在相对于存储当前电压信号值的位置的所述相位部分内所选择的历史电压信号值的位置。

8.根据权利要求5所述的循环变流器，其中所产生的积分信号是对应相位部分的所存储的历史电压信号值的平均值。

9.根据权利要求5所述的循环变流器，其中将每个对应相位部分分割为多个相位段，并将所述电压信号值存储在相位段的窗口中，使得紧接所述窗口内的相邻相位段中的一个或多个历史电压信号值来存储所述电压信号值。

10.根据权利要求9所述的循环变流器，其中所述相位段处于从0.1度至5度的范围内。

11.根据权利要求9所述的循环变流器，其中当所述电压输出波形的相位移位时，相位段的窗口移位一个相位段。

12.根据权利要求9所述的循环变流器，其中将所述窗口内的所选择的历史电压信号值的平均值反馈至所述存储模块以产生所述电压信号值。

13.根据权利要求12所述的循环变流器，其中所选择的历史电压信号值包括：第一历史电压信号值，位于先前用于存储所述电压信号值的第一相位段中；以及第二历史电压信号值，位于后续要用于存储所述电压信号值的第二相位段中。

14.根据权利要求13所述的循环变流器，其中对所述第一历史电压信号值给出与所述第二历史电压信号值的加权不同的加权。

15.根据权利要求14所述的循环变流器，其中对所述第一历史电压信号值给出比所述第二历史电压信号值更大的加权。

16.根据权利要求15所述的循环变流器，其中对所述第一历史电压信号值给出加权2，并且对所述第二历史电压信号值给出加权1。

17.根据权利要求14所述的循环变流器，其中所选择的历史电压信号值包括：第三历史电压信号值，位于与所述第二相位段相邻的第三相位段中，其中所述第三相位段后续要用于将所述电压信号值存储在所述第二相位段中。

18.根据权利要求17所述的循环变流器，其中对所述第三历史电压信号值给出比所述第一历史电压信号值更小的加权。

19.根据权利要求17所述的循环变流器，其中对所述第三历史电压信号值给出与所述第二历史电压信号值相同的加权。

20.根据权利要求19所述的循环变流器，其中对所述第三历史电压信号值给出加权1。

21.根据权利要求1所述的循环变流器，其中所述开关频率控制模块还包括PID控制模块，所述PID控制模块被布置为从比例、积分和微分电压信号来产生开关频率控制信号。

22.根据权利要求21所述的循环变流器，其中所述闭环控制模块还包括负载电流产生模块，所述负载电流产生模块被布置为基于表示输出负载电流的负载电流信号来产生微分电压信号。

23.根据权利要求22所述的循环变流器，其中所述负载电流产生模块被布置为从由附着至所述变压器的初级侧的电流传感器检测到的电流来产生所述负载电流信号。

24.根据权利要求22所述的循环变流器，其中所述负载电流产生模块被布置为从由附着至所述变压器的次级侧的电流传感器检测到的电流来产生所述负载电流信号。

25.根据权利要求21所述的循环变流器，其中所述PID控制器被布置为基于所在产生的电压信号与所述参考电压信号之间的差来产生所述比例电压信号。

26.根据权利要求25所述的循环变流器，其中结合所述循环变流器的输出从在变压器的次级侧放置的负载上测量到的负载电压来产生所产生的电压信号。

27.根据权利要求26所述的循环变流器，其中所述负载电压是在所述循环变流器的输出处的整流器二极管之后测量到的。

28.根据权利要求1所述的循环变流器，还包括：i）三相输入；ii）在每个输入与第一输出线之间的双向开关；iii）在每个输入与第二输出线之间的电容器；以及iv）控制器，被布置为基于输出电压和/或输入电压来控制所述双向开关的切换。

29.根据权利要求28所述的循环变流器，其中所述控制器还被布置为根据所述循环变流器的输出来控制所述双向开关的开关频率。

30.根据权利要求28所述的循环变流器，其中所述控制器还被布置为根据所述循环变流器的输出来控制所述双向开关的切换，以控制所述循环变流器的功率传递和功率因数。

31.根据权利要求28所述的循环变流器，其中所述控制器还被布置为控制所述双向开关的开关序列，以提供对所述循环变流器的功率传递和功率因数的控制。

32.根据权利要求28所述的循环变流器，其中所述控制器还被布置为控制所述双向开关的开关序列以主要按以下顺序开关：具有最大绝对电压的相位，接下来是具有中等绝对电压的相位，接下来是具有最低绝对电压的相位。

33.根据权利要求1所述的循环变流器，其中所述循环变流器是半桥循环变流器。

34.根据权利要求1所述的循环变流器，其中所述循环变流器是全桥循环变流器。

35.根据权利要求1所述的循环变流器，其中所述循环变流器是高频循环变流器。

36.一种控制三相谐振循环变流器的方法，所述方法包括以下步骤：

产生表示所述循环变流器的电压输出波形的电压信号；

累积所述电压输出波形的相位部分的电压信号值，其中所述电压信号值基于电压误差信号和相同的对应相位部分的所累积的历史电压信号值；以及

基于所述电压输出波形的对应相位部分的所累积的电压信号值来产生用于控制所述循环变流器的所述开关频率的开关频率控制信号，并基于在所产生的电压信号与参考电压信号之间的差来产生比例电压信号。

37.根据权利要求36所述的方法，其中所述相位部分处于从1度至30度的范围内。

38.根据权利要求36所述的方法，其中所述电压误差信号基于在所产生的电压信号与所述参考电压信号之间的差。

39.根据权利要求36所述的方法，还包括以下步骤：调整具有最大绝对电压的输入电压波形的相位的开关频率时段以实现频率控制。

40.根据权利要求36所述的方法，还包括以下步骤：基于对应相位部分的所累积的电压信号值来产生积分信号，其中所述开关频率控制信号从所述积分信号产生。

41.根据权利要求40所述的方法，还包括以下步骤：将加权应用于所选择的历史电压信号值，其中所述加权基于在与存储当前电压信号值的位置相对的相位部分内的所选择的历史电压信号值的位置。

42.根据权利要求40所述的方法，其中所产生的积分信号是对应相位部分的所存储的历史电压信号值的平均值。

43.根据权利要求40所述的方法，还包括以下步骤：将每个对应相位部分分割为多个相位段，其中将所述电压信号值存储在相位段的窗口中，使得紧接所述窗口内的相邻相位段中的一个或多个历史电压信号值来存储所述电压信号值。

44.根据权利要求43所述的方法，其中所述相位段处于从0.1度至5度的范围内。

45.根据权利要求43所述的方法，其中当所述电压输出波形的相位移位时，相位段的窗口移位一个相位段。

46.根据权利要求43所述的方法，其中使用所述窗口内的所选择的历史电压信号值的平均值来产生所述电压信号值。

47.根据权利要求46所述的方法，其中所选择的历史电压信号值包括：第一历史电压信号值，位于先前用于存储所述电压信号值的第一相位段中；以及第二历史电压信号值，位于后续要用于存储所述电压信号值的第二相位段中。

48.根据权利要求47所述的方法，其中对所述第一历史电压信号值给出与所述第二历史电压信号值的加权不同的加权。

49.根据权利要求48所述的方法，其中对所述第一历史电压信号值给出比所述第二历史电压信号值更大的加权。

50.根据权利要求49所述的方法，其中对所述第一历史电压信号值给出加权2，并且对所述第二历史电压信号值给出加权1。

51.根据权利要求48所述的方法，其中所选择的历史电压信号值包括：第三历史电压信号值，位于与所述第二相位段相邻的第三相位段中，其中所述第三相位段后续要用于将所述电压信号值存储在所述第二相位段中。

52.根据权利要求51所述的方法，其中对所述第三历史电压信号值给出比所述第一历史电压信号值更小的加权。

53.根据权利要求51所述的方法，其中对所述第三历史电压信号值给出与所述第二历史电压信号值相同的加权。

54.根据权利要求53所述的方法，其中对所述第三历史电压信号值给出加权1。

55.根据权利要求36所述的方法，还包括以下步骤：从比例、积分和微分电压信号产生开关频率控制信号。

56.根据权利要求55所述的方法，还包括以下步骤：基于表示输出负载电流的负载电流信号来产生微分电压信号。

57.根据权利要求56所述的方法，还包括以下步骤：从所述变压器的初级侧的电流来产生所述负载电流信号。

58.根据权利要求56所述的方法，还包括以下步骤：从所述变压器的次级侧的电流来产生所述负载电流信号。

59.根据权利要求55所述的方法，还包括以下步骤：基于在所产生的电压信号与所述参考电压信号之间的差来产生所述比例电压信号。

60.根据权利要求59所述的方法，其中结合所述循环变流器的输出从在变压器的次级侧放置的负载上测量到的负载电压产生所产生的电压信号。

61.根据权利要求60所述的方法，其中在所述循环变流器的输出处的整流器二极管之后测量到所述负载电压。

62.根据权利要求36所述的方法，还包括以下步骤：基于输出电压和/或输入电压来控制双向开关的切换。

63.根据权利要求62所述的方法，还包括以下步骤：根据所述循环变流器的输出来控制所述双向开关的开关频率。

64.根据权利要求62所述的方法，还包括以下步骤：根据所述循环变流器的输出来控制所述双向开关的切换以控制所述循环变流器的功率传递和功率因数。

65.根据权利要求62所述的方法，还包括以下步骤：控制所述双向开关的开关序列，以提供对所述循环变流器的功率传递和功率因数的控制。

66.根据权利要求62所述的方法，还包括以下步骤：控制所述双向开关的开关序列以主要按以下顺序开关：具有最大绝对电压的相位，接下来是具有中等绝对电压的相位，接下来是具有最低绝对电压的相位。

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