CN102833908B - 发光元件驱动电路 - Google Patents

Abstract

在交流电压的振幅发生变化时也能抑制流过发光元件的电流变化的发光元件驱动电路具备：整流电路，输出将交流电压全波整流得到的整流电压；分压电路，输出将整流电压分压得到的分压电压作为基准电压；晶体管，在导通时与整流电压相应地增加发光元件的驱动电流，在截止时使发光元件的驱动电流减少；控制电路，每隔规定期间将晶体管设为导通状态和截止状态中的一个状态，当与流过晶体管的电流相应的电压上升而成为基准电压时将晶体管设为另一个状态；分压比调整电路，在整流电压的振幅大于规定振幅时将分压电路的分压比设为第一分压比使得基准电压下降，在整流电压的振幅小于规定振幅时将分压电路的分压比设为第二分压比使得基准电压上升。

Description

发光元件驱动电路

技术领域

本发明涉及一种发光元件驱动电路。

背景技术

在使用了LED(Light Emitting Diode：发光元件)的照明设备中有时使用改善功率因数地驱动LED的LED驱动电路(例如参照专利文献1)。

图11是表示LED驱动电路的一般结构的图。当向全波整流电路300提供商用电源的交流电压Vac时，全波整流电路300将交流电压Vac进行全波整流后输出。电阻310、320对由全波整流电路300进行全波整流得到的整流电压Vrec进行分压并作为基准电压Vref而输出。开关电路330每隔规定周期使NMOS晶体管340导通，当与流过LED 350的电流相应的电压Vs成为基准电压Vref时使NMOS晶体管340截止。在LED驱动电路200中，基准电压Vref与整流电压Vrec相似，因此流过LED 350的电流的波形也与整流电压Vrec的波形相似。因而，LED驱动电路200能够改善功率因数地驱动LED 350。

专利文献1：日本特开2010-50336号公报

发明内容

发明要解决的问题

另外，商用电源的交流电压Vac的振幅有时在例如90V~140V的范围内变化较大。在这种情况下，基准电压Vref的水平的变化也大，因此其结果流过LED 350的电流的变化也大，有时导致LED 350的亮度较大地偏离于期望的亮度。

本发明是鉴于上述课题而作出的，其目的在于提供一种在交流电压的振幅发生变化的情况下也能够抑制流过发光元件的电流的变化的发光元件驱动电路。

用于解决问题的方案

为了达到上述目的，本发明的一个方面所涉及的发光元件驱动电路具备：整流电路，其输出将交流电压进行全波整流得到的整流电压；分压电路，其输出对上述整流电压进行分压得到的分压电压来作为基准电压；晶体管，其在导通时与上述整流电压相应地增加发光元件的驱动电流，在截止时使上述发光元件的上述驱动电流减少；控制电路，其每隔规定期间将上述晶体管设为导通状态和截止状态中的一个状态，当与流过上述晶体管的电流相应的电压上升而成为上述基准电压时将上述晶体管设为另一个状态；以及分压比调整电路，其在上述整流电压的振幅大于规定振幅的情况下将上述分压电路的分压比设为第一分压比使得上述基准电压下降，在上述整流电压的振幅小于上述规定振幅的情况下将上述分压电路的分压比设为第二分压比使得上述基准电压上升。

发明的效果

能够提供一种在交流电压的振幅发生变化的情况下也能够抑制流过发光元件的电流的变化的发光元件驱动电路。

附图说明

图1是表示作为本发明的一个实施方式的LED驱动电路10的结构的图。

图2是表示基准电压Vref1、Vref2的波形的一例的图。

图3是表示振荡电路90的结构的图。

图4是用于说明交流电压Vac的振幅大的情况下的LED驱动电路10的动作的图。

图5是用于说明交流电压Vac的振幅小的情况下的LED驱动电路10的动作的图。

图6是表示控制IC 51的结构的一例的图。

图7是表示振荡电路120的结构的图。

图8是表示振荡电路140的结构的图。

图9是表示振荡电路150的结构的图。

图10是用于说明振荡电路150的动作的图。

图11是表示一般的LED驱动电路200的结构的图。

附图标记说明

10：LED驱动电路；20：全波整流电路；21：平滑化电路；22：基准电压生成电路；30~39：发光元件(LED)；40、103~105：NMOS晶体管；41：电感器；42、165：二极管；43、60、61、70~72、100~102、160~161：电阻；50、51、55~57：控制IC；62、67、109、131：电容器；65：分压电路；80：电源电路；81：基准电压电路；82、91、110、133、162：比较器；83：开关控制电路；90、120、140、150：振荡电路(OSC)；92：SR触发器；93：驱动电路；107、108、132：偏压电流源；111、134、164、190：反相器(inverter)；106、130：PMO S晶体管；163：AND电路；DC、SW、RIN、CS、OUT、TR：端子。

具体实施方式

通过本说明书以及附图的记载至少清楚以下的事项。

图1是表示作为本发明的一个实施方式的LED驱动电路10的结构的图。LED驱动电路10是例如基于振幅在90V~140V的范围内变动的商用电源的交流电压Vac来驱动LED 30~39的电路。LED驱动电路10包括全波整流电路20、平滑化电路21、基准电压生成电路22、LED 30~39、NMOS晶体管40、电感器41、二极管42、电阻43以及控制IC(Integrated Circuit：集成电路)50而构成。

全波整流电路20对所输入的交流电压Vac进行全波整流来输出整流电压Vrec。

平滑化电路21是用于生成与整流电压Vrec的振幅相应的直流电压的电路，包括电阻60、61以及电容器62而构成。电阻60、61对整流电压Vrec进行分压，电容器62将在电阻61中产生的电压平滑化。因此，在电容器62中生成与整流电压Vrec(交流电压Vac)的振幅相应的水平的直流电压Vc1。

基准电压生成电路22是生成与整流电压Vrec相似的基准电压Vref的电路，包括分压电路65、NMO S晶体管66以及电容器67而构成。分压电路65包括串联连接的电阻70~72而构成。对电阻70(第一电阻)施加整流电压Vrec，电阻71(第二电阻)设置在电阻70与电阻72之间，电阻72(第三电阻)接地。NMO S晶体管66(开关)的源极连接在电阻71的一端，漏极连接在电阻71的另一端，在栅极上连接了电容器67。

因此，在连接了电阻71和电阻72的结点上产生的基准电压Vref为以式(1)表示的电压。

Vref=(R3/(R1+(R2//Rm)+R3))×Vrec…(1)

在此，将电阻70~72的电阻值分别设为R1~R3，将NMOS晶体管66的漏-源间的电阻设为Rm。

而且，在NMOS晶体管66截止的情况下的基准电压Vref1为

Vref1=(R3/(R1+R2+R3))×Vrec…(2)

。此外，在NMOS晶体管66截止时的电阻值Rm设计成比电阻值R2足够大。

另一方面，在NMOS晶体管66导通的情况下的基准电压Vref2为

Vref2=(R3/(R1+R3))×Vrec…(3)

。此外，在NMO S晶体管66导通时的电阻值Rm设计成比电阻值R2足够小。另外，在此，将在NMOS晶体管66截止的情况下的分压电路65的分压比(R3：(R1+R2+R3))设为分压比A(第一分压比)，将在NMO S晶体管66导通的情况下的分压电路65的分压比(R3：(R1+R3))设为分压比B(第二分压比)。另外，将式(2)的系数(R3/(R1+R2+R3))设为分压比A的值，将式(3)的系数(R3/(R1+R3))设为分压比B的值。因而，分压比A的值小于分压比B的值。

这样，从基准电压生成电路22输出其水平与NMOS晶体管66的状态相应地变化、且与整流电压Vrec相似的基准电压Vref。

LED 30~39是串联连接的十个白色LED，对LED 30的阳极施加整流电压Vrec，LED 39的阴极与电感器41的一端相连接。此外，设LED 30~39的各自的正向电压为例如3V。

NMOS晶体管40与电感器41及二极管42一起控制用于驱动LED 30~39的驱动电流Is的增减。具体地说，当在整流电压Vrec的水平高于LED 30~39的全部的正向电压之和(30V)的状态下NMOS晶体管40导通时，驱动电流Is与整流电压Vrec相应地增加。然后，在电感器41中蓄积与驱动电流Is的电流值相应的能量。另一方面，当NMOS晶体管40截止时，蓄积在电感器41中的能量经由LED 30~39、电感器41、二极管42的环路来释放，驱动电流Is减少。此外，在整流电压Vrec的水平低于30V的情况下，即使NMOS晶体管40导通，由于LED 30~39的全部处于关断状态，因此也不会流过驱动电流Is。即，LED 30~39仅在整流电压Vrec的水平高于30V的情况下发光。

电阻43是用于检测在NMOS晶体管40导通时的驱动电流Is的电流值的电阻，设置在NMOS晶体管40的源极与接地GND之间。此外，将产生在电阻43的一端的、与驱动电流Is的电流值相应的电压设为检测电压Vs。

控制IC 50使基准电压生成电路22生成与整流电压Vrec的振幅相应的水平的基准电压Vref，并且根据基准电压Vref和检测电压Vs来控制NMOS晶体管40的导通和截止。控制IC 50包括电源电路80、基准电压电路81、比较器82以及开关控制电路83而构成。

电源电路80当例如经由未图示的端子被输入整流电压Vrec时，生成用于使控制IC 50内的各模块进行动作的电源。

基准电压电路81和比较器82是与施加在端子DC上的电压Vc1的水平即整流电压Vrec的振幅相应地对电容器67进行充放电的充放电电路。

基准电压电路81(电压生成电路)生成规定水平VA的电压V1。此外，规定水平VA(第一水平)是与如下水平相等的水平：在规定振幅Vp的整流电压Vrec输入到平滑化电路21时通过平滑化电路21得到的电压Vc1的水平。

比较器82的反转输入端子经由端子DC被施加电压Vc1，非反转输入端子被施加规定水平VA的电压V1。因此，在电压Vc1的水平低于规定水平VA的情况下，比较器82经由端子SW对电容器67进行充电，在电压Vc1的水平高于规定水平VA的情况下，比较器82使电容器67进行放电。

另外，例如在平滑化电路21中持续地将小于规定振幅Vp的整流电压Vrec平滑化的情况下，电压Vc1的水平不会超过规定水平VA。在这种情况下，对电容器67持续充电，因此电容器67的充电电压Vc2的水平变得高于使NMOS晶体管66导通的规定水平VB(第二水平)。其结果，作为基准电压Vref，输出例如图2的实线所示那样以较大的值的分压比B对整流电压Vrec进行分压得到的基准电压Vref2。

另一方面，例如在平滑化电路21中持续地将大于规定振幅Vp的整流电压Vrec平滑化的情况下，电压Vc 1的水平变得高于规定水平VA。在这种情况下，电容器67进行放电，因此NMO S晶体管66截止。其结果，作为基准电压Vref，输出例如如图2的点划线所示那样以较小的值的分压比A对整流电压Vrec进行分压得到的基准电压Vref1。

这样，控制IC 50在持续地被输入振幅大的交流电压Vac时调整分压电路65的分压比使得基准电压Vref下降，在持续地被输入振幅小的交流电压Vac时调整分压电路65的分压比使得基准电压Vref上升。因而，在LED驱动电路10中，即使在交流电压Vac的振幅的变动大的情况下，也可以抑制基准电压Vref的水平变化大。

此外，基准电压电路81、比较器82、NMOS晶体管66以及电容器67相当于对分压电路65的分压比进行调整的分压调整电路。

开关控制电路83(控制电路)是控制NMOS晶体管40的导通和截止使得驱动电流Is的波形与基准电压Vref的波形相似的电路，包括振荡电路90、比较器91、SR触发器92以及驱动电路93而构成。

振荡电路(OSC)90输出规定周期的振荡信号Vosc，比较器91将经由端子RIN输入的基准电压Vref与经由端子CS输入的检测电压Vs进行比较。此外，振荡信号Vosc的周期例如为100kHz左右，设为比交流电压Vac的周期(例如50Hz)足够短。

另外，例如图3所示，振荡电路90包括电阻100~102、NMOS晶体管103~105、PMOS晶体管106、偏压电流源107、108、电容器109、比较器110以及反相器111而构成。

当NMOS晶体管103、104分别导通时，电压VH、VL(<VH)施加到比较器110的反转输入端子上。NMO S晶体管105、PMO S晶体管106以及偏压电流源107、108基于比较器110的输出对电容器109进行充放电。

首先，当作为比较器110的输出的振荡信号Vosc为高水平(以下为H水平)时，NMOS晶体管104导通，NMOS晶体管103截止。因此，电压VL施加到比较器110的反转输入端子上。另外，由于NMOS晶体管105导通，因此电容器109通过偏压电流源108所生成的电流而进行放电。然后，当电容器109的充电电压(比较器110的非反转输入端子的电压)变得低于电压VL时，比较器110使振荡信号Vosc变化为低水平(以下为L水平)。

接着，当振荡信号Vosc为L水平时，NMOS晶体管104截止，NMOS晶体管103导通，因此电压VH施加到比较器110的反转输入端子上。另外，由于PMOS晶体管106导通，因此电容器109通过偏压电流源107所生成的电流而进行充电。然后，当电容器109的充电电压(比较器110的非反转输入端子的电压)变得高于电压VH时，比较器110使振荡信号Vosc变化为H水平。通过反复这种动作，振荡电路90输出规定周期的振荡信号Vosc(时钟信号)。

SR触发器92的S输入端被输入振荡信号Vosc，R输入端被输入比较器91的比较结果。因此，SR触发器92的Q输出每隔振荡信号Vosc成为H水平的规定周期成为H水平，当检测电压Vs上升而成为基准电压Vref时，该Q输出成为L水平。

驱动电路93在SR触发器92的Q输出成为H水平时，经由端子OUT使NMO S晶体管40导通，在SR触发器92的Q输出成为L水平时，使NMOS晶体管40截止。因而，驱动电路93每隔规定周期使NMOS晶体管40导通，当与驱动电流Is的峰值电流相应的检测电压Vs成为基准电压Vref时，使NMOS晶体管40截止。其结果，驱动电流Is的波形变成与基准电压Vref的波形相似的波形。

<<LED驱动电路10的动作(整流电压Vrec的振幅>规定振幅Vp)>>

在此，参照图4说明在输入了振幅大的交流电压Vac的情况下、即生成振幅大于规定振幅Vp的整流电压Vrec的情况下的LED驱动电路10的启动时的动作。此外，设在启动LED驱动电路10之前电容器62、67进行放电，电压Vc1、充电电压Vc2分别为0V。另外，在此，将从对平滑化电路21施加规定振幅Vp的整流电压Vref之后到被放电的电容器62的电压Vc1的水平成为规定水平VA为止的期间设为期间TA，将从对平滑化电路21施加规定振幅Vp的整流电压Vref之后到被放电的电容器67的充电电压Vc2的水平成为规定水平VB为止的期间设为期间TB。并且，在本实施方式中，例如设计比较器82的拉电流(source current)的电流值使得期间TB(第二期间)比期间TA(第一期间)长。此外，在图4中为了便于说明而描绘了规定振幅Vp的整流电压Vrec的波形以及施加了规定振幅Vp的整流电压Vrec时的电压Vc1的上升波形。

首先，当在时刻t0输入交流电压Vac时，生成与交流电压Vac相应的整流电压Vrec，因此电压Vc1从0V开始上升。在此，由于电压Vc1的水平低于电压V1的规定水平VA，因此通过比较器82对电容器67进行充电，充电电压Vc2也从0V开始上升。此外，在此期间，由于充电电压Vc2的水平低于规定水平VB，因此NMOS晶体管66处于截止状态。因而，作为基准电压Vref而输出基准电压Vref1。

另外，在时刻t0，向平滑化电路21施加振幅大于规定振幅Vp的整流电压Vrec。因此，与向平滑化电路21施加规定振幅Vp的整流电压Vref的情况(图4的点划线所示的波形)相比，电压Vc1的上升更快一些。因而，在比从时刻t0经过了期间TA的时刻t2早的时刻t1，电压Vc1的水平成为规定水平VA。

然后，当成为时刻t1时电容器67进行放电，因此时刻t1以后充电电压Vc2下降。这样，在输入了振幅大的交流电压Vac的情况下，充电电压Vc2的水平不会高于规定水平VB。因此，作为基准电压Vref而始终输出基准电压Vref1。

<<LED驱动电路10的动作(整流电压Vrec的振幅<规定振幅Vp)>>

参照图5说明在输入了振幅小的交流电压Vac的情况下、即生成振幅小于规定振幅Vp的整流电压Vrec的情况下的LED驱动电路10的启动时的动作。此外，在图5中也与图4同样地为了便于说明而描绘了规定振幅Vp的整流电压Vrec的波形以及施加了规定振幅Vp的整流电压Vrec时的电压Vc1的上升波形。

首先，当在时刻t10输入交流电压Vac时，生成与交流电压Vac相应的整流电压Vrec，因此电压Vc1从0V开始上升。另外，由于电压Vc1的水平低于电压V1的规定水平VA，因此充电电压Vc2也从0V开始上升。此外，在此期间，由于充电电压Vc2的水平低于规定水平VB，因此作为基准电压Vref而输出基准电压Vref1。

接着在时刻t11，当电压Vc1的水平成为在将所输入的整流电压Vrec平滑化时得到的水平VC时，电压Vc1的上升停止。在时刻t11以后，电压Vc1的水平低于电压VA的水平，因此电容器67持续充电。因而，电压Vc2的水平逐渐变高。

然后，当成为从时刻t10经过了期间TB的时刻t12时，电压Vc2的水平成为规定水平VB。其结果，NMOS晶体管66导通，因此作为基准电压Vref而输出基准电压Vref2。此外，图5中的时刻t13是从时刻t10经过了期间TA的时刻。因此，图5中的时刻t10、t13与图4中的时刻t0、t2分别相对应。

这样，在输入了振幅小的交流电压Vac的情况下，调整分压电路65的分压比使得结果为基准电压Vref变高。另一方面，如在图4中说明的那样，在输入了振幅大的交流电压Vac的情况下，调整分压电路65的分压比使得抑制基准电压Vref的上升。因而，在LED驱动电路10中，即使交流电压Vac的振幅变动大的情况下，也可以抑制基准电压Vref的水平变化大。其结果，LED驱动电路10不依赖于交流电压Vac的振幅而能够将LED 30~39的驱动电流Is的电流值保持为大致固定。即，LED驱动电路10能够使LED 30~39以期望的亮度来发光。

==控制IC的其它实施方式==

图6是表示控制IC的其它实施方式的图。控制IC 51与图1所示的控制IC 50相比，代替基准电压电路81和比较器82而设置反相器190，除此以外是相同的。此外，在图1以及图6中对相同的模块附加了相同的标记。

反相器190(充放电电路)在施加到端子DC上的电压Vc1的水平高于规定水平VA的情况下，将L水平的信号输出到端子SW，在电压Vc1的水平低于规定水平VA的情况下，将H水平的信号输出到端子SW。这样，即使使用以规定水平VA为阈值的反相器190，也能够与上述比较器82同样地对电容器67进行充放电。因而，例如在对LED驱动电路10使用控制IC 51以代替控制IC 50的情况下，也与使用控制IC 50的情况同样地能够抑制例如驱动电流Is的变化。

==振荡电路的其它实施方式==

在此，参照图7~图9说明振荡电路的其它实施方式。此外，在图7~图9中，附加了与图1相同的符号的模块是相同的。另外，在图7~图9中适当省略了基准电压生成电路22、比较器82等各模块。

<<振荡电路120>>

图7是表示用于将NMOS晶体管40的截止时间控制为固定的振荡电路120的一例的图。振荡电路120设置在控制IC 55中，包括PMO S晶体管130、电容器131、偏压电流源132、比较器133、反相器134以及SR触发器92而构成。

例如，当比较器133的振荡信号Vosc为H水平时，SR触发器92的Q输出也变成H水平，NMOS晶体管40导通。此时，PMOS晶体管130导通，因此电容器131的充电电压的水平成为偏置电压Vbi1的水平。然后，当电流Is增加而电压Vs成为电压Vref时，SR触发器92复位，Q输出成为L水平。此时，PMO S晶体管130截止，因此电容器131通过偏压电流源132的电流(恒电流)而放电。然后，当电容器131的充电电压变得低于偏置电压Vbi2时，比较器133使振荡信号Vosc再次变化为H水平。此外，从电容器131的放电开始起到充电电压的水平成为电压Vbi2的水平为止的时间、即从NMOS晶体管40截止起到NMOS晶体管40导通为止的时间是固定的。因而，NMOS晶体管40的截止时间被控制为固定。另一方面，NMOS晶体管40导通的时间例如与基准电压Vref的水平相应地变化。然而，NMOS晶体管40导通的时间是根据基准电压Vref的水平而预先确定的。因此，驱动电路93每隔根据Vref的水平所预先确定的期间即规定期间使NMOS晶体管40导通和截止。

<<振荡电路140>>

图8是表示用于将NMOS晶体管40的导通时间控制为固定的振荡电路140的一例的图。振荡电路140设置在控制IC 56中，包括PMOS晶体管130、电容器131、偏压电流源132、比较器133以及SR触发器92而构成。另外，在此，电压Vs施加到比较器91的反转输入端子上，基准电压Vref施加到比较器91的非反转输入端子上。

在振荡电路140中，来自比较器133的振荡信号Vosc输入到SR触发器92的R输入端(复位端)，比较器91的输出输入到SR触发器92的S输入端。而且，SR触发器92的Q输出施加到PMOS晶体管130的栅极。

首先，当NMOS晶体管40截止时，电流Is减少。然后，当电压Vs下降而成为电压Vref时，SR触发器92的Q输出成为H水平，NMOS晶体管40导通。另外，当SR触发器92的Q输出成为H水平时，PMO S晶体管130截止，因此电容器131的放电开始。然后，当电容器131的充电电压的水平成为偏置电压Vbi2的水平时，SR触发器92复位，因此NMOS晶体管40截止。

此外，从电容器131的放电开始起到充电电压的水平成为电压Vbi2的水平为止的时间、即从NMOS晶体管40导通起到NMOS晶体管40截止为止的时间是固定的。因而，NMOS晶体管40的导通时间被控制成固定。另一方面，NMOS晶体管40截止的时间例如与基准电压Vref的水平相应地变化。然而，NMOS晶体管40截止的时间是根据基准电压Vref的水平而预先确定的。因此，驱动电路93每隔根据Vref的水平所预先确定的期间即规定期间使NMOS晶体管40导通和截止。

<<振荡电路150>>

图9是表示所谓的准谐振型的振荡电路150的一例的图。振荡电路150设置在控制IC 57中，包括电阻160、161、比较器162、AND(与)电路163、反相器164以及二极管165而构成。另外，在控制IC 57的外部设置有变压器170。而且，变压器170具备初级线圈L1和次级线圈L2，初级线圈L1与次级线圈L2之间绝缘。初级线圈L1是代替图1中的电感器41而设置的，初级线圈L1与次级线圈L2以反极性来电磁耦合。

在此，参照图10的时序图说明图9的振荡电路150的动作。首先，当在时刻t50从驱动电路93输出的驱动信号Vdr为H水平时，NMOS晶体管40导通。之后，当在时刻t51与电流Is的增加相应地电压Vs上升而变得高于基准电压Vref时，SR触发器92被复位。其结果，NMOS晶体管40截止。另外，初级线圈L1与次级线圈L2以反极性来电磁耦合，因此，当NMOS晶体管40截止时，连接了次级线圈L2的端子TR的电压Vtr上升而变得高于电压Vbi3。然后，当在时刻t52释放出蓄积在次级线圈L2中的能量而电压Vtr变得低于电压Vbi3时，比较器162的输出以及作为AND电路163的输出的振荡信号Vosc成为H水平。因此，在时刻t52，NMOS晶体管40再次导通。这样，振荡电路150每隔以时刻t50~t52确定的规定期间使NMO S晶体管40导通。

以上说明了本实施方式的LED驱动电路10。在LED驱动电路10中，在整流电压Vrec的振幅小于规定振幅Vp的情况下，以较大的值的分压比B对整流电压Vrec进行分压得到的电压成为基准电压Vref。另外，在整流电压Vrec的振幅大于规定振幅Vp的情况下，以较小的值的分压比A对整流电压Vrec进行分压得到的电压成为基准电压Vref。因而，即使在交流电压Vac的振幅的变动大的情况下，基准电压Vref的水平也不会较大地变化，因此能够抑制LED 30~39的驱动电流Is的电流值的变化。

另外，在LED驱动电路10中，从启动时起经过比期间TA长的期间TB之前NMOS晶体管66不会导通。即，在启动时，与交流电压Vac的振幅无关地始终输出以分压比A对整流电压Vrec进行分压得到的基准电压Vref1。因而，在LED 30~39中不会流过大的电流，在LED驱动电路10中可实现所谓软启动功能。

另外，通过使用比较器82，当电压Vc1的水平成为规定水平VA时，能够可靠地使电容器67进行放电。

另外，在设为使用反相器190来使电容器67进行充放电的结构的情况下，例如能够减少元件数。

另外，通过调整被施加整流电压Vrec的分压电路65的分压比，能够以简单的结构来改变与整流电压Vrec相似的波形的基准电压Vref的水平。

此外，上述实施例用于使本发明的理解容易，并非用于限定性地解释本发明。本发明能够不超出其宗旨而进行变更、改良，并且在本发明中还包括其等价物。

在LED驱动电路10中，LED 30~39连接在电感器41上，成为非绝缘型的电路结构，但是不限于此。例如，即使是将NMOS晶体管40导通和截止时的能量经由变压器(未图示)提供给LED的电路(绝缘型的电路)，也能够获得与本实施方式相同的效果。

另外，例如也可以代替NMO S晶体管66而使用传输门(transmission gate)等。

另外，在交流电压Vac的振幅例如在90V~140V的范围内变动时，也可以将规定水平VA设为比整流电压Vrec的振幅为140V时的电压Vc1的水平高的水平。在这种情况下，与图5所示的情况同样地可靠地实现软启动。

另外，开关控制电路83例如根据振荡电路90等的振荡信号Vosc使NMOS晶体管40导通和截止。

Claims (5)

1.一种发光元件驱动电路，其特征在于，具备：

整流电路，其输出将交流电压进行全波整流得到的整流电压；

分压电路，其输出对上述整流电压进行分压得到的分压电压来作为基准电压；

晶体管，其在导通时与上述整流电压相应地增加发光元件的驱动电流，在截止时使上述发光元件的上述驱动电流减少；

控制电路，其每隔规定期间将上述晶体管设为导通状态和截止状态中的一个状态，当与流过上述晶体管的电流相应的电压上升而成为上述基准电压时将上述晶体管设为另一个状态；以及

分压比调整电路，其在上述整流电压的振幅大于规定振幅的情况下将上述分压电路的分压比设为第一分压比使得上述基准电压下降，在上述整流电压的振幅小于上述规定振幅的情况下将上述分压电路的分压比设为第二分压比使得上述基准电压上升。

2.根据权利要求1所述的发光元件驱动电路，其特征在于，

上述分压比调整电路具备：

平滑化电路，其输出将与上述整流电压相应的电压平滑化得到的直流电压；

充放电电路，其当上述直流电压的水平低于第一水平时对电容器进行充电，当上述直流电压的水平高于上述第一水平时使上述电容器进行放电，该第一水平表示通过上述平滑化电路将与上述规定振幅的上述整流电压相应的电压平滑化时得到的电压的水平；以及

开关，其当上述电容器的充电电压的水平高于第二水平时将上述分压电路的分压比设为上述第二分压比，当上述充电电压的水平低于上述第二水平时将上述分压电路的分压比设为上述第一分压比，

其中，上述充放电电路在比第一期间长的第二期间内对上述电容器进行充电使得上述充电电压的水平成为上述第二水平，该第一期间是上述规定振幅的上述整流电压通过上述平滑化电路被平滑化之后起至上述直流电压的水平成为上述第一水平为止的期间。

3.根据权利要求2所述的发光元件驱动电路，其特征在于，

上述充放电电路包括：

电压生成电路，其生成上述第一水平的电压；以及

比较电路，其根据施加在反转输入端子上的上述直流电压以及施加在非反转输入端子上的由上述电压生成电路生成的上述第一水平的电压，对上述电容器进行充放电。

4.根据权利要求2所述的发光元件驱动电路，其特征在于，

上述充放电电路是如下反相器电路：当上述直流电压的水平低于上述第一水平时对上述电容器进行充电，当上述直流电压的水平高于上述第一水平时使上述电容器进行放电。

5.根据权利要求2～4中的任一项所述的发光元件驱动电路，其特征在于，

上述分压电路包括：被施加上述整流电压的第一电阻，与上述第一电阻串联连接的第二电阻，以及与上述第二电阻串联连接且被施加接地电压的第三电阻，

上述基准电压是连接了上述第二电阻和上述第三电阻的结点的电压，

上述开关与上述第二电阻并联连接。