CN102804578B - 具有占空比数字控制器的焊接电源 - Google Patents

具有占空比数字控制器的焊接电源 Download PDF

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Abstract

焊接电源包括电源转换电路，所述电源转换电流适于接收主电源，适于采用一个或多个电源半导体开关斩波主电源，以及适于将斩波式电源转换成所提供的焊接输出。所提供的焊接电源包括脉冲宽度调制(PWM)数字控制器，所述脉冲宽度调制数字控制器包括栅极驱动电路，所述栅极驱动电路可产生控制一个或多个电源半导体开关切换的PWM输出信号。所述PWM输出信号包括校正焊接系统中一个或多个电源误差的占空比项。

Description

具有占空比数字控制器的焊接电源
相关申请的交叉引用
本申请主张于2009年6月3日提交的标题为“WeldingPowerSupplywithDigitalControl”(具有数字控制器的焊接电源)的美国临时专利申请序列号61/183,731的优先权，其内容通过引用并入本申请。
发明背景
本发明总体上涉及焊接电源，以及，尤其涉及用于开关式焊接电源的数字控制器。
已经开发出可提供自交流(AC)或直流(DC)电源输出的焊接电能的许多类型的焊接电源。该焊接电源的一种是开关式焊接电源，所述开关模式焊接电源利用电源半导体开关来斩波来自电源的直流(DC)电源以及将斩波后的电源转变成适于焊接的电压和/或电流。已研制诸如，逆变式电源和斩波式电源的开关式电源，以满足各种焊接进程及应用的需要。
斩波式和逆变式电源焊接电源通常经由类似的控制方法和/或电路控制。控制该种电源的方法之一是采用脉冲宽度调制(PWM)控制。PWM控制通过改变位于在电源电路中的电源半导体开关的占空比(例如，开/关比率)来提供对所述焊接电源的输出电流和/或电压的控制和调整。传统的逆变或斩波焊接电源包括闭环电流控制回路，以便对某些弧焊负载状态该电源可操作为受控制的电流源。因此，传统的逆变或斩波焊接电源包括模拟控制器，所述模拟控制器控制从电源输出的最小和最大电源电流值、各种值间的电流变化率、所需电流波形的产生等。遗憾的是，模拟控制器往往存在某些弊端，例如无法充分处理开关式焊接电源的动态需求。例如，模拟控制器通常不能够足够快地响应焊弧上的突发事件，该突发事件可能在小于1毫秒的时间间隔发生。因此存在对开关式焊接电源的改进的控制系统和方法的需要。
发明内容
在一个实施例中，焊接电源包括电源转换电路，所述电源转换电路包括一个或多个电源半导体开关。所述电源转换电路适于从主电源接收电能和在开启配置和关闭配置间切换所述一个或多个电源半导体开关以便将所接收的电能转换为焊接输出。所述焊接电源进一步包括脉冲宽度调制(PWM)数字控制器，其连接至电源转换电路，并被配置为通过计算输出电压项来计算用于控制所述一个或多个半导体开关的切换的占空比项。
在另一个实施例中，焊接电源包括电源转换电路，所述电源转换电路包括一个或多个电源半导体开关，所述电源转换电路适于从主电源接收电能和在开启配置和关闭配置间切换所述一个或多个电源半导体开关以便将所接收的电能转换为焊接输出。焊接电源进一步包括脉冲宽度调制(PWM)数字控制器，所述PWM数字控制器包括栅极驱动电路，所述栅极驱动电路适于产生控制所述一个或多个电源半导体开关的切换的PWM输出信号。所述PWM输出信号包括考虑母线电压上的一个或多个变量的占空比项。
在另一个实施例中，用于开关式焊接电源的数字脉冲宽度调制(PWM)控制器适于确定开关式焊接电源的输出电压项，计算开关式焊接电源的可变的母线电压项，计算校正焊接电源的指令电流值与实际输出电流值间的差值的比例误差项，以及通过将所确定的输出电压项、所计算出的可变的母线电压项、和比例误差项结合来计算占空比项。
在另一个实施例中，焊接电源包括电源转换电路，所述电源转换电路包括一个或多个电源半导体开关，所述电源转换电路适于从主电源接收电能和在开启配置和关闭配置间切换所述一个或多个电源半导体开关以便将所接收的电能转换为焊接输出。所述焊接电源进一步包括脉冲宽度调制(PWM)数字控制器，其适于在近似等于电流和/或电压波形的平均值的触发位处对电流和/或电压波形进行采样，以及适于基于所采样的电流和/或电压的值计算控制所述一个或多个电源半导体开关的切换的PWM输出信号。
附图说明
当参考附图阅读下述详细描述，将更加容易理解本发明的这些和其它特征、方面和优点，在所有附图中相同的标记代表相同的部件，其中：
图1是根据本发明的方面的示例性斩波电路的框图，所述斩波电路被配置为用作开关式焊接电源；
图2是根据本发明的方面的用于焊接电源的示例性数字控制器的框图，所述数字控制器包括栅极驱动电路，所述栅极驱动电路被配置来驱动一个或多个电源半导体开关的切换；
图3是示出了示例性方法的流程图，数字控制器可采用所述方法来计算和设置用于焊接操作的适当的占空比；
图4是示出了根据本发明的方面的示例性实际电流输出波形和示例性平均电流波形的图，该示例性平均电流波形可产生于第一输出电压和第一负载状态下；
图5是示出了根据本发明的方面的示例性实际电流输出波形和示例性平均电流波形的图，示例性平均电流波形可产生于第二输出电压和第二负载状态下；
图6是根据本发明的方面的示例性时序图，所示时序图包括示例性脉冲宽度调制波形，该脉冲宽度调制波形可通过数字控制器产生；
图7是根据本发明的方面的示例性斩波式或逆变式焊接电源系统的原理图，所述示例性斩波式或逆变式焊接电源系统包括电源的电子部件和一个或多个外部部件；
图8示出了根据本发明的方面的随时间变化的示例性非钳位电压图和示例性非钳位电流图；
图9示出了根据本发明的方面的随时间变化的示例性钳位式电压图和示例性钳位式电流图；
图10示出了根据本发明的方面的电压图所示电压图包括示例性滤波电压反馈波形、示例性标度电压波形、以及未滤波快速电压波形；
图11更详细地示出了根据本发明的方面的图10中的未滤波快速电压波形中的选定区域。
图12更详细地示出了根据本发明的方面的图10中的未滤波快速电压波形中的选定区域。
具体实施方式
图1示出了示例性斩波电路10，其被配置用作开关式焊接电源10。斩波电路10包括AC线电压输入12、变压器14、一组二极管16、电容器18、电源半导体开关20、二极管22、电感器24、电流传感器26、输出电压28、以及焊弧30。斩波电路10由连接至焊接控制器34的数字脉冲宽度调制(PWM)斩波控制器32控制。所述数字控制器32包括栅极驱动电路36和接口电路38、40，所述栅极驱动电路36被配置为将电源半导体开关20切换开启和关闭，所述接口电路38、40被配置为接收来自反馈连接42、44和46的电流反馈和电压反馈。焊接控制器34和/或数字控制器32可以连接至各种输入和输出(例如，所示的用户界面48、风扇控制50和热敏传感器52)。
操作过程中，所述AC线电压12被斩波电路10接收，并且被变压器14转换为适合于焊接输出的电压值。在所示的实施例中，所述变压器14是配置为在线频操作的单相变压器。可是，在其它实施例中，所述变压器14可以是连接至三相线电压的输入源的三相变压器。事实上，所述斩波电路10可配置为接收单标称输入AC线电压或多标称AC线电压。因此，在某些实施例中，可通过在所述变压器14上提供抽头而调节多AC线电压，所述变压器14可手动或自动连接以获得特定的标称AC线电压。
所述变压器14的次级线圈的输出被所述二极管16整流，从而产生DC母线电压54。电容器18被配置来平滑和过滤DC母线电压54。因此，在一些实施例中，电容器18可以是电解电容器、薄膜电容器、或任何其它适当的电容器。电源半导体开关20和二极管22被配置为用作电源半导体斩波电路，所述斩波电路用于斩波DC母线电压54。例如，电源半导体开关20被所示的实施例的位于数字控制器32中的栅极驱动电路36切换开启和关闭。因此，电源半导体开关20的切换频率和占空比(即，开/关比率)被数字控制器32控制以便提供焊接电源的经调节的输出电压和/或电流，所述输出电压和/或电流符合所需焊接进程和/或状态的要求。在一些实施例中，所述切换频率可在大约在10KHz和大约100KHz间。例如，在一些实施例中，切换频率可约为20KHz。
由电源半导体斩波电路斩波的经处理的DC母线电压被应用到电感器24上，所述电感器24平滑输出电压28并输出输出电压28。也就是说，输出电流56和输出电压28产生并供给到焊弧、电焊引线、工件夹等以用于焊接操作。电流传感器26可用于测量输出电流56以及经由连接器42将所获得的测量数据传送至数字控制器32。同样，输出电压可被测量并被传送至位于数字控制器32的接口电路40。
操作过程中，所述数字控制器32可被配置为控制其它功能，诸如监测热敏传感器52，控制冷却风扇50，以及双向传送各种状态和控制信号至其它电路和控制器(例如，焊接控制器34)。例如，焊接控制器34被配置为输出指令信号58至数字控制器32。所述指令信号58可以是焊接电源的输出电流值、复杂波形、或取决于各种输入(诸如，所执行的焊接进程、所接收的用户输入、电压和电流反馈信号等)的信号。因此，在图1的实施例中所示的焊接控制器34可允许用户经由用户界面48选择以及控制焊接进程。通过用户界面48，焊接控制器34可提供各种信号、指示器、控制器、仪表、计算机接口等，其允许用户按所给定的焊接进程所要求的设置和配置焊接电源。
所述控制器32被配置为接收来自控制器34的一个或多个输入并利用此类输入来导引斩波电路10运行。例如，在一个实施例中，所述数字控制器32可执行PWM控制方案。通过PWM控制方案，所述数字控制器32可通过改变电源半导体开关20的占空比来调节和控制焊接电源的输出电流和/或电压。在这样的系统中，焊接电源可包括闭环电流控制回路，使得电源可被操作为受控的电流源以获取所需的弧焊负载状态。因此，所述数字控制器32可控制从电源输出的最小和最大电流值、控制各值间的电流变化率、和产生所需波形。
本发明实施例以斩波电路为背景进行描述。但是，应当注意的是，利用半导体开关斩波DC电源并且将经斩波功率转换为适于焊接的电压和/或电流的多种类型的开关式电源中的任意一种可以和本文所描述的数字控制方法和系统一起使用。例如，本发明实施例可利用各种适当的逆变式电源(诸如，正向电路、全桥、半桥、反激式等)中的任意一种。这种电源进一步包括预调制电路，所述预调制电路被配置为给逆变器电路提供经调制的DC母线电压。事实上，各种适当类型或配置的电源电路的中的任意一种可利用与本文所公开的数字控制器共同协作。
图2示出用于焊接电源的示例性数字PWM控制器32。所示数字PWM控制器32包括栅极驱动电路36，所述栅极驱动电路36被配置为经由PWM输出信号60驱动图1中电源半导体开关20的切换。所述数字控制器32还包括多种未在图2中示出的电路。例如，控制器32可包括诸如模拟-数字转换器、数字-模拟转换器、计时器、微处理器、信号调节和滤波电路等的电路元件，它们可用于执行开关式焊接电源的控制方案。
在所示实施例中，所述数字控制器32被配置为接收多种模拟输入62，所述模拟输入62包括参考电流指令58、电流反馈信号64、电压反馈信号66、热敏传感器反馈52、母线电压反馈信号68、以及可被控制器32利用以实施数字PWM控制或在焊接电源内提供附加功能的任意其它适当的信号70。也就是说，数字控制器32可用于运行多种与焊接电源相关的不与PWM控制直接相关的多种功能。这些功能可包括热量监测、控制冷却风扇、控制状态指示器和继电器等。可是在其它实施例中，这些外围功能可以不通过数字PWM控制器32执行，而是由另一个微处理器或控制电路来执行。然而，在某些实施例中，利用数字PWM控制器32使其除了执行PWM控制功能之外还执行这些功能将很有利。此外，所述数字PWM控制器32可与各种其它电路或系统部件(包括风扇控制50、焊接控制器34、和任何其它适当的接口设备72)连接。
在一些实施例中，期望的是，将开关式焊接电源操作为受控电流源，使得通过焊接控制器控制电流波形。即，焊接控制器可控制诸如，电流值、电流变化率、电流值的上限和下限、电流波形形状、以及其它电流特性的参数来控制焊弧特性。应当注意的是，传统控制电路可以通过例如电流指令和参考波形和电流反馈的输入实现高增益或积分误差误差放大器。在该传统电路中，误差放大器可产生误差信号，该信号通常通过比较电路与斜坡式信号相比较。比较电路的输出是PWM信号，该PWM信号用于控制电源半导体开关，从而控制焊接电源的输出。
在一些开关式焊接电源的实施例中，PWM占空比(D)可以不直接控制输出电流，而是通过以下关系导出：
(1)V输出＝D*V母线，(0＜D＜1)，
其中V输出是指输出电压，D是占空比，以及V母线是指DC母线电压。因此，表达式(1)是斩波电路的占空比、输出电压和母线电压的典型第一阶关系。值得注意的是，类似关系可应用于逆变式焊接电源，但除了其他因素之外，该类似关系还可包括考虑变压器匝数比的项。
应当注意的是，输出电流项不在表达式(1)中，但是在一些实施例中可通过弧电压和电流或弧阻抗间的关系间接控制所述输出电流项。在一些实施例中，弧阻抗可以从低阻抗短路变为高阻抗开路。而且，在焊接操作期间，弧阻抗可迅速改变(例如，大约小于1毫秒)。因此，数字控制器的实施例可根据弧阻抗改变表达式(1)中的占空比项。包括电流误差放大器的传统焊接系统可要求控制系统在PWM发生变化之前检测指令电流与实际电流间的误差或差。然而，本公开的数字PWM控制器的实施例可通过计算以及利用各种合适的项来提供改进的PWM控制以产生必要的PWM占空比。
图3示出示例性方法的流程图74，该方法可被图1和图2中所示的数字控制器32采用以计算和设置给定的焊接操作的适当的占空比。首先，控制器可通过采用如以上表达式(1)所限定的输出电压和占空比间关系的一阶近似来计算占空比(块76)。可是，在方法74的进一步的步骤中，数字控制器32可以考虑呈现在焊接环境中的各种因素，这些因素没有体现在表达式(1)中的一阶近似中。例如，由于V母线可随供应焊接电源的AC线电压和焊接电源的输出功率的的改变而改变，数字控制器可利用母线电压反馈来测量和考虑母线电压的改变。在一些实施例中，所述数字控制器可采用母线电压的数学模型来考虑由于线电压改变、输出电压、电流或功率、温度、或其它因素而引起的母线电压的变化。
而且，所述数字控制器32可采用方法74来考虑焊接电源的输出伏安负载线特性的损耗或自然下降。另外，通过采用数字控制器32，发生在电源半导体开关电路上的延迟(例如，栅极驱动开启或关闭延迟)可被考虑并且被利用以使系统的性能相比于由模拟控制器控制的系统提高。具体地说，所述方法74包括通过加或减固定延迟项或可变延迟项来对所计算出的占空比校正栅极驱动延迟的步骤(块78)。因此，可推导出更准确的表示V输出和占空比间关系的模型：
(2)V输出(t)＝(D-D延迟)*V母线(t)-(I输出(t)*R下降)，
其中，D延迟是指栅极驱动延迟，I输出是指输出电流，以及R下降表示焊接电源的输出伏安负载线特性的损耗或自然下降。表达式(2)重新整理以给出占空比的表达式：
(3)D＝{V输出(t)+(I输出(t)*R下降)}/V母线(t)+D延迟，(0＜D＜1)，
然后，所述控制器可将反馈信号并入占空比表达式(3)中以及相应地重新调整(块80)。类似地，所述控制器可用指令输出电流值替换表达式(3)中I输出(t)，因为所述指令电流值是目标电流值(块82)。因此，可以得出解耦项(D解耦)：
(4)D解耦＝{V反馈*K1+I参考*K2}/{V母线-反馈*K3}+D延迟，
其中，V反馈是指反馈电压，K1是指适当的常量，I参考是指指令输出电流值，K2是指适当的常量，V母线-反馈是指电压母线反馈值，以及K3是指适当的常量。应当注意的是，V母线-反馈可用反馈电路直接测量或通过例如来自连接到图1的变压器14的辅助电源绕组和电路的另一信号估计或计算(块84)。因此，根据输出电压和母线电压的当前操作状态，控制器可利用表达式(4)来设置占空比。
更进一步，还可对占空比项做附加校正以允许操作过程中占空比动态变化以便达到所需操作电流值或负载状态。具体地讲，，与指令电流值和实际输出电流值之间的差成比例的的附加项可并入到占空比计算中(块86)：
(5)D误差＝(I参考-I反馈)*K4，
其中，D误差表示基于电流误差的占空比校正，I反馈表示反馈电流值，以及K4是指适当的常量。D误差可以是正的或负的，并且当加到解耦项(D解耦)上时，D误差可提供数字控制器的动态方式来调节电源占空比以便提供受控制的和经调整的电流输出。
更进一步，可纳入积分项(D积分)以进一步减少或消除实际输出电流值与指令电流值间的稳态误差(块88)：
(6)D积分＝D-积分-先前+K5*D误差，
其中，D-积分-先前表示前一(previous)积分项，以及K5是指适当的常量。应当注意的是，数字PWM控制器32可被配置为选择性执行积分项。也就是说，控制器32可仅在某些状态下执行D积分，例如，当期望具有零稳态电流误差的某些焊接进程(例如，GTAW)被用户选择时。进一步举例来说，当D误差(比例误差项)在有界的范围内时或当电流或电压输出在有界的范围内时，所述控制器32可执行D积分项。此外，在一些实施例中，控制器可被配置为在某些状态期间(例如，当焊接操作被终止时，当比例误差项在有界的范围之外时，或操作员所需的任意其它预定状态)重新设置D积分，。最后，在一些实施例中，积分项可以根本没有被控制器32执行。
对于任意给定的输出操作电流和负载状态所述方法74还包括将所计算出的占空比校正项加在一起以便计算所需占空比(D总共)(块90)：
(7)D总共＝D解耦+D误差+D积分
在一些实施例中，所述数字控制器32可根据需要对所计算出的D总共或与它所需的相关项进一步更新(块92)。例如，控制器32可限制D总共的最小或最大的值。进一步例如，控制器还可修改占空比项。在一个利用逆变式电源的实施例中，高频变压器中的漏感效应可导致取决于反射输出电流的有效延迟。该种延迟可通过提供取决于输出电流、指令电流、初级变压器电流或能够考虑可变的漏感效应的其它任意适当的输入的可变D延迟项而并入到D总共。
图4是示出了可产生在第一输出电压和第一负载状态下的示例性实际电流输出波形96和示例性平均电流波形98的表94。实际电流波形96包括激活的“开启”部分100和未激活的“关闭”部分102。激活的“开启”部分100表示电源半导体20开启的时间，并且未激活的“关闭”部分102表示电源半导体20关闭和二极管22导通的时间。如图所示，在等于“关闭”部分102的二分之一的点104处，实际电流输出波形98的值近似等于平均电流波形98的值。此外，尽管平均电流波形98表示所需电流输出，实际输出电流波形96具有脉动峰间值106。脉动峰间值106的振幅是多种因素(例如电源平滑电感器的特性、焊接引线的电感、输出电压、切换频率等)的函数。
图5是示出了可产生在第二输出电压和第二负载状态下的示例性实际电流输出波形110和示例性平均电流波形112的表108。如前面所述，实际电流输出波形包括“开启”部分114、“关闭”部分116，等于“关闭”部分116的二分之一的点118，以及脉动峰间值120。可是，在第二输出状态下，“开启”部分114短于图4所示的第一输出状态下的“开启”部分100。然而，在“关闭”部分的中点118，实际电流波形110近似等于平均电流波形112的值。图4和图5进一步示出，在实际电流波形96和110的“开启”部分的近似中点处，实际电流近似等于平均电流波形的值。现在需意识到，这样的特性可允许本公开的数字控制器的实施例得到单电流反馈样本值，该单电流反馈样本值被同步为在每个切换周期的“关闭”部分的中点处发生。可是需注意的是，在附加实施例中，可获得同步为在“开启”部分的中点处发生的单电流反馈样本。
本公开的数字控制器的上述特征可提供优于传统电源控制器的独特的优势。例如，以相移或为增加信号时滞为代价，模拟控制系统通常通过滤波电流反馈信号来降低峰间值振幅。同样，通常指导数字控制器的操作的数字控制理论导致电流波形的过采样。例如，该理论可命令在波形的每个周期内采集十个或更多个样本并且随后基于所述十个或更多个样本计算平均值。可是，例如由于焊接电源的20KHz的切换频率，该理论命令每秒采集200,000或更多个样本，这些样本将被数字化并平均化以获得准确的平均值。可是，本公开的数字控制器的实施例能够采集得到单电流反馈样本，所述单电流反馈样本被同步为每一切换周期在实际电流波形的“关闭”部分的中点处发生。如图4和图5所示，这之所以成为可能是由于在“关闭”部分的中点处的输出电流值近似等于电流波形的平均值。
此外，在附加实施例中，单电流反馈样本可同步为每一切换周期在实际电流波形的“开启”部分的中点处发生。在其它实施例中，可获得两个样本，其中第一样本同步到“开启”部分的近似中点和第二采样同步到“关闭”部分的近似中点。另一个实施例可以平均所述两个样本或选择性获得和/或使用所述两个样本中的一个，所述两个样本取决于各种操作状态，例如占空比、输出电流或电压、或其他状态。
图6是示例性时序图122，所示时序图122包括示例性脉冲宽度调制波形124。该图示出本公开的数字PWM控制器的实施例如何基于所计算出的占空比值通过重新计算模拟-数字转换的触发位而将数字采样和转换同步为在“关闭”部分的中点处发生。如果必要，可进一步校正模拟-数字转换的触发位的值以考虑表示输出电流的电流反馈信号中的任意小的相移或延迟或考虑转换本身需要的任意时滞。也就是说，可调整转换位置，以便数字化的值约等于波形的平均值。因此，可以通过表示式(8)获得模拟-数字转换的触发位(ATD-触发)
(8)模拟-数字转换-触发＝(1-D)/2+校正因子，
其中D是指所计算出的占空比，以及校正因子是指调节因子。
例如，在图6所示的实施例中，波形124包括第一占空比126和第二占空比128。控制器在激活的占空比126期间(例如，“开启”部分)更新ATD触发位(块130)。在“关闭”部分的约一半处(块134)，数字控制器被配置为执行ATD转换(块132)。执行ATD转换(块132)之后，所述数字控制器进一步被配置为计算新的占空比和下一周期(例如，占空比128)的新触发位。因此，通过在“关闭”部分的约中点处对反馈信号采样和转换，使用数字化的值计算占空比，所述数字化值代表波形的平均值。数字控制器采用的该种方法也帮助在下一占空比“开启”部分开始之前用表示焊接电源的状态的反馈值和所需参考电流指令来计算新的占空比128与反馈值，，所述参考电流指令可通过焊接控制器确定。这种特性允许焊接电源在与传统系统相比较降低或消除了时滞的同时，在焊接操作过程中响应于改变或所需改变。
需要注意的是，在一些实施例中，期望的是一周期仅更新一次ATD触发(采样)位，以便产生恒定输入，并且恒定输入用于计算运行的占空比。此外，如以上所详细描述的在“启动”部分期间更新ATD触发位是非常有利的，以便数字控制器在随后的“关闭”部分开始之前执行新的触发位。还需要注意的是，在一些实施例中，所述数字控制器进一步被配置为以同步方式读取附加模拟信号和将附加模拟信号转换为PWM波形。所述附加信号可以包括电压反馈、母线电压反馈、由焊接控制器指令的参考电流等。数字控制器可使用所述附加信号和电流反馈来计算运行的占空比。
图7是示例性斩波式或逆变式焊接电源系统的原理图138。图138包括电源140，所述电源140包括由占空比控制的输出电压源142和电感器144，占空比由数字控制器确定。电感器144是内部电源平滑电感器，其被配置为平滑输出电流。电感器146和电阻148表示外部焊接引线的等效电特性，所述外部焊接引线包括工作引线(例如，地线)和送线器或其它部件的引线。图138还包括工件和焊炬或电极之间的弧电压150。图138还包括来自焊接电源的输出电流152，其是流动在焊弧中的电流。
图138进一步包括弧阻抗154，所述弧阻抗154代表在特定弧状态时的根据弧电压和输出电流的焊弧阻抗。需要注意的是，弧阻抗154的范围可在操作期间改变，所述弧阻抗154的范围取决于呈现在焊接操作中的特定弧状态。例如，引发弧之前，电流还没有流动时，由于电源输出处于开路状态，弧阻抗154可比较大。可是，在引发弧期间，当电极接触工件时，弧阻抗154可比较低或甚至接近于零。此外，在焊接状态期间，弧阻抗154可因一些因素(例如，焊接进程的类型、焊接电流、操作员的技术、保护气体等)而发生改变。因此，焊弧是动态的，并且可在短路状态和开路状态间发生改变。
需要注意的是，如在电源的输出终端所观察到的，焊接电缆的等效电感和阻抗的压降将加到弧电压150上或从弧电压150上减去。该种特性通常会干扰焊接控制器的控制输出电压150和/或输出电流152的能力。该种干扰也可抑制焊接控制器的准确检测弧电压的能力，检测弧电压对于某些焊接进程来说是必要的，例如，检测短路的发生或清除。这种干扰还可影响数字PWM控制器准确计算取决于输出电压的占空比的能力，因为在电压反馈信号上表示的电压不能代表真正的焊弧电压，所述电压反馈信号来自于输出终端。可是，现在需认识到的是，等效电缆电阻156的压降是与输出电流152成比例的偏移量并且其不随焊接电缆配置的改变而改变。等效电缆电阻156的压降是电缆长度、电缆横截面积等的函数。
需注意的是，所示等效电缆电感158的压降是输出电流的时间变化率(例如，电流的一阶导数)的函数：
(9)VL-电缆≈L电缆*ΔI输出/Δt，
其中，VL-电缆指等效电缆电感压降，L电缆指电缆的电感，以及ΔI输 出/Δt指输出电流的变化率。电缆电感的压降效应可随电缆的排布和电感值而改变。焊接电缆上的高感应电压可在焊接电源的输出电流上产生振铃(例如，不稳定性)。因此，本公开的数字控制器的实施例可被配置为通过钳位所接收和用于计算占空比的电压反馈的最大值，从而限制感应电压效应。也就是说，本发明的实施例可以钳位用于计算占空比的电压反馈值到恰当的值。例如，某些实施例，反馈电压值可以钳位到高于目标电压的预设百分比的值或钳位到高于传统弧电压值的预设值，所述传统弧电压值可在所给定的焊接进程期间达到。
图8包括示例性的非钳位电压图160和示例性非钳位电流图162。如图所示，非钳位电压图160包括电压反馈信号波形164和实际弧电压波形166，电压反馈信号波形164表示输出终端电压，实际弧电压波形166表示示例性的经标度的实际弧电压。如图所示，电流图162包括电流波形168，其在峰值包括振铃或振荡170。应当注意的是，由于输出电流上升沿的而引起的电缆电感的感应电压可以使电压反馈波形164显著高于弧的实际电压波形166。在一些实施例中，该种效应可以产生显示在输出电流波形168中的振铃170。
图9包括示例性钳位电压图172和示例性钳位电流图174。如图所示，钳位电压图172包括电压反馈信号波形176和实际弧电压波形178，电压反馈信号波形176表示输出终端电压，实际弧电压波形178表示示例性的经标度的实际弧电压。如图所示，电流图174包括电流波形180，电流波形180示出数字控制器所产生的效应，所示数字控制器是指示反馈电压上限值的钳位，所述反馈电压通过数字控制器用于计算如表达式(4)中的运行占空比。需注意的是，尽管反馈电压的实际值在图8和图9中近似相等，所述数字控制器被配置为钳位表达式(4)使用的值。因此，图9中的电流波形180不会出现图8中电流波形168波峰上出现的振铃或振荡170。相应地，本发公开的数字控制器的实施例提供反馈电压的钳位。
本公开的数字控制器的实施例可进一步被配置为减少或消除在因焊接电缆电感引起的电压反馈信号上的感应电压效应。因此，对数字PWM控制和/或电压反馈信号的进一步改进可通过数字控制器的实施例得到。具体地说，本发明的实施例包括在焊接操作过程中被数字控制器采用来测量或估计焊接电缆电感和使用电感值补偿或校正电压反馈信号的方法。
再次参考图7中的等效电路图138，电路图138中可以看到有两个串联的电感器144和146。来自电压源142的电感器144的输入波形为利用占空比的斩波母线电压54，所述占空比由数字PWM控制器32设置。因此，电感器144和146形成AC电压分频电路，根据它们的相对电感值所述AC电压分频电路分离斩波DC母线电压54的高频AC成分，从而产生以下表达式(10)：
(10)电感144/电感146＝V144/V146，
其中，电感144是电感器144的电感，电感146是电感器146的电感，V144是电感器144的电压，以及V146是电感器146的电压。
如果已知电感器144的感应系数，也已知或估计出母线电压54的电压值，数字控制器的实施例可使用呈现在输出终端上的高频(例如，切换频率)AC电压的峰间值的测量值，以计算或估计等效电缆电感、电感146。现在意识到在某些或全部的焊接操作过程中，电感144和146在切换频率处的等效阻抗可高于电缆阻抗148阻抗和电弧阻抗154。因此，本发明实施例可提供通过比较呈现在根据表达式(9)的每个电感上的AC电压的相对峰间值而测量或计算的电缆阻抗或电感。也就是说，电感器144的输入近似等于斩波DC母线电压。电压峰间值可直接测量，或基于所测量、所计算或所估计DC母线电压来估计峰间电压值。可以获取焊接电源的输出终端的AC电压信号的峰间值的测量。数字控制器可利用所述测量以便计算内部电感144的斩波DC母线电压的下降部分以及计算等效焊接引线电感146下降了多少AC电压峰间值。控制器可利用该种AC电压峰间值关系与已知的电感144的电感值来计算电感146的电感。因此，本公开的数字PWM控制器的实施例能够在焊接操作过程间使输出电压的高频AC成分(例如，峰间值)被测量以及进一步使测量值能被用于确定等效电缆电感。
图10示出了在电流脉冲(例如，图9所示的电流脉冲)期间产生的电压图。电压图包括示例性滤波电压反馈波形182，表示实际弧电压的示例性的经标度的电压波形184，以及相对地未滤波快速电压反馈波形186。也就是说，滤波电压反馈波形182表示示例性信号，所述信号具有焊接电缆电感的感应电压引起的正脉冲和负脉冲。相对地未滤波快速电压波形186表示未经过滤波的信号，该经未滤波的信号可在电路的第一放大级期间产生，该信号可用于测量输出终端电压并提供PWM数字控制器使用的经标度反馈信号。
如图10所示，未滤波电压波形186包括第一区域188、第二区域190、第三区域192、以及第四区域194。第二区域190和第四区域194表示存在近似稳定的高频AC成分峰间值的时间间隔，该高频AC成分峰间值可被配置的数字PWM控制器读取并用于计算或估计电缆电感。应当注意的是，所述区域190和194还可以是平均电压和电流约恒定的区域的代表，从而由变化电流引起的感应电压效应会处于下限。还需要注意的是，所述区域190和194还可以是PWM占空比位于近似中距值的区域，所述中距值不接近上限值也不接近于下限值。因此，所述第二区域190和第四区域194分别会在图11和图12中更详细地示出。如图所示，尽管高值和低值不同，但是第二区域190的电压峰间值196和第四区域194的电压峰间值198近似相等。也就是说，第二区域190偏移至较高的总电平因为它是具有较高输出电流并且因此较高平均弧电压的区域。但是，电压峰间值196和198仍然近似相等。
另一方面，第一区域188和第三区域192表示不存在可被数字PWM控制器所利用的有效的高频AC成分峰间值的区域。也就是说，第一区域188和第三区域192可在系统的输出操作点上发生的动态改变期间(例如，当PWM占空比在接近上限或下限值操作时或当占空比变为零并且在斩波电路中电源半导体的切换没有发生时)发生。
本公开的数字控制器的实施例可被配置为测量在第二区域190和第四区域194示出的高频AC成分峰间值，以便基于所测量的峰间值成分对输出焊接电缆电路输出计算电感值。正如以上相对于图6所详细描述的，数字控制器被配置来在电流反馈信号和电压反馈信号以及其它信号的“关闭”部分的中点处采样并执行数字转换。数字PWM控制器的实施例进一步被配置来在“关闭”部分近似中点处执行未滤波电压波形186的附加采样和转换以及在波形的“开启”部分近似中点处执行波形186的附加采样。
当占空比落在预设范围和/或当输出电流或电压落在预设范围之内时，未过滤电压波形186的这些样本可被数字控制器获取和利用以计算电缆电感。在某些实施例中，数字控制器可将未过滤波形的采样限制在近似恒定平均电流或电压的区域。因此，数字控制器可被配置为仅在如图10所示的第二区域190和第四区域194而不在第一区域188和第三区域192采样和计算电缆的电感。此外，数字控制器可被配置为在合适的对中获取此类测量。也就是说，如果在“开启”部分，数字PWM控制器检测到占空比落在需要测量AC成分峰值的预设范围之内，随后将在“关闭”部分(例如大约在“关闭”部分的中点)获取相应的值。这些获取值随后可被数字控制器利用以根据以下公式计算差或峰间值：
(11)V-峰间值＝{未滤波V(样本1：波峰值)-未滤波V(样本2：波谷值或最小值)}，
其中V-峰间值为所计算的峰间值，其等于第一采样值减去第二采样值。
数字控制器还可被配置为获取附加峰间样本值或计算峰间值，以便获取合适时间周期的运行均值或平滑值，从而减小或消除噪音、错误样本等的潜在影响。随后，通过利用所测量的电压母线反馈值或其他适当的等效信号，数字控制器可计算或估计等效电缆电感(即，感应器146的电感，L电缆)，所述等效信号能够提供关于在输入处电感的斩波DC电压的信息和已知的内部电源平滑电感器144的电感值：
(12)L电缆＝L144*{(V峰间值)/(V母线-反馈-V峰间值)}。
需要注意的是，可选择其他的方法来测定焊接电源输出终端的峰间值AC电压并且利用该测量值计算或估计焊接电缆。例如，峰间值AC电压可结合测量的或估计的母线电压或峰间值AC电压至电感144的输入以计算或估计电缆电感。在一个实施例中，模拟包络或峰间检测电路可被用于提供直接的代表电压峰间值的模拟值。这样的值可被数字PWM控制器或被焊接控制器或被其他合适的电路用于计算或估计焊接电缆电感146。这些方法可包括在某些周期(例如，当平均输出电流或电压落在一范围中和/或在一近似固定值时)选择性利用模拟峰间值的步骤
需要注意的是，在一些实施例中，电压峰间值和所估计的或所计算的电缆电感值可被焊接控制器专用，被数字PWM控制器专用，可被焊接控制器和数字PWM控制器两者利用，或被其他合适的电路利用。也就是说，在某些实施例中，PWM控制器可通过钳位电压反馈信号来提供足够的占空比控制。然而，在其他实施例中，期望的是，通过利用所计算的电感值校正反馈电压信号，该信号可被数字PWM控制器利用。在另外的实施例中，所估算或所计算的焊接电缆电感可通过考虑焊接电缆电路的电阻和/或焊弧的阻抗而进一步精确或调整。
在焊接过程中，数字控制器可被配置为利用所计算等效电缆电感(L-电缆)来校正或补偿反馈电压。也就是说，参照表达式(9)，VL-电 缆随后可被数字控制器计算，通过将L电缆与输出电流变化的时间变化率相乘。例如，数字控制器可利用每个切换周期测定一次的离散的输出电流值结合切换波形的周期计算VL-电缆。
在另外的实施例中，数字控制器可采用任何其他适当的计算VL-电 缆的方法。例如，在另一个实施例中，控制器可采用查表，该表基于所测定的峰间电压反馈值估算电缆电感。此外，在一些实施例中，一旦电缆电感值被数字控制器计算，该值可在特定的焊接序列结束和弧熄灭之后保留。该所保留的值随后可用作下个焊接序列的初始值，由此提供电缆电感的初始启动值。后续的电缆电感可被数字控制器再计算，以便新的数值在焊接过程中可用。
在另外的实施例中，查表可被用于提供反馈电压的校正因子而非提供电感值。更进一步，反馈电压值(V反馈-校正)可按照以下表达式计算：
(13)V反馈-校正＝V反馈+K*L电缆*(I反馈-I前-反馈)/Δt
因此，反馈电压的校正可经由增加电流反馈的一阶导数来取得，利用基于测量的电缆电感的合适的增益值。通过任何公开的方法确定的电感值或电压反馈校正值可经由代表数值或数值范围的模拟或数字信号传递至其他回路和控制。在某些实施例中，焊接控制器可以各种方式利用所测量的或所计算的电感值以改进焊接过程的控制，如利用经校正的电压反馈信号改进短路检测，修改各种焊接过程控制参数或波形以补偿和校正焊接电缆电感，当电感在可接受范围之外时经由用户界面或任何其他合适的方式警告操作人员。更进一步讲，在其他的实施例中，所述数字控制器还可被配置用于校正或补偿焊接电缆电阻。如上文相对于图7所述的，焊接电缆电阻呈现为与输出电流成比例的DC或补偿电压降156。需要注意的是，因为电阻值随焊接电缆的定向或卷绕而保持相对恒定，因此阻抗值可被测定、计算、估计或输入焊接系统。电阻值和任何给定时间的输出电流值随后可被数字控制器利用以校正电缆电阻。例如，相关数据(诸如总电缆回路长度和电缆尺寸)可被操作人员经由用户界面输入并且用于估计或计算电缆阻抗。
需要注意的是，数字PWM控制器还可被配置为提供各种优于传统模拟控制器的附加特征和优点。例如，一些焊接过程(例如，GTAW)，利用较其他焊接过程低的输出电流。如上文所详述的，通常地，焊接电源的输出电流包括对应于目标输出电流指令值的平均值，以及取决于该平均值的脉动峰间值。对于某些平均输出电流低的过程，存在这样的可能性：电流纹波的下限值变为零，并且输出电流是不连续的。当在焊接操作中实现这样的可能性时，可能发生电弧中断。所述数字PWM控制器可通过允许基于所选择的焊接过程和/或输出电流值修改切换频率来减少或消除这种可能性。例如，在低电流GTAW过程中，切换频率可以两倍或三倍于较高电流过程的切换频率增加，以便降低峰间值脉动成分，从而允许低的平均输出电流而不会出现不连续的输出电流情况。此外，数字PWM控制器可被配置为允许电源半导体开关的切换频率针对特定的焊接程序或当在特定的输出电流强度操作时选择性地减少。例如，在高输出电流值或在诸如FCAW或CAC的焊接过程中，期望的是，数字控制器减少半导体开关的切换频率以减少切换损耗。
更进一步，数字PWM控制器可配置为设置占空比的范围的下限和/或上限，该范围取决于操作状态(例如焊接过程，输出电流值，或电压值)。例如，在动态焊接状态下，期望的是，控制占空比至预设上限值(例如，D-最大＝0.9)以便提供输出电流或电压的快速动态响应。然而，期望的是，限制占空比至下限值(如，D-最小＝0.5)用于稳定状态操作，以便限制焊接电源的最大持续输出，从而减少功率部件的热应力。
此外，数字控制器可被配置为基于预定的输出电流、预定输出电压状态、或已选择的焊接程序选择性地跳过切换周期。例如，当占空比足够低以至于趋近于栅极驱动传送延迟时间时，数字控制器可在低电流和电压期间跳过一个或多个切换周期，因此很难准确控制输出。可选择地，数字控制器可执行控制方法，在该方法中脉冲宽度(例如，“开启”部分)依据控制系统的要求变化直至脉冲宽度到下限值。超出该下限度之后，数字控制器可执行频率调节。
此外，数字控制器的实施例可被配置为基于可影响总控制回路增益或响应的各种因素(例如，焊接电缆电感和/或电阻，弧阻抗，母线电压等)来修改占空比增益或系数项(例如，K1-K5)。例如，所述数字控制器可基于所计算出的等效弧阻抗，所选择的焊接程序，目标或指令输出电流值等来修改K4或K5的值。事实上，所述数字控制器可修改补偿功能或控制回路系统的各种其它因子或系数以便为各种的操作状态改进控制回路。
尽管在此仅示出和描述了本发明的某些特征，本领域的技术人员会想到许多修改和改变。因此，应当理解的是，所附权利要求旨在涵盖落入本发明实质内的所有这种修改和改变。

Claims (36)

1.焊接电源，包括：
电源转换电路，所述电源转换电路包括一个或多个电源半导体开关，其中电源转换电路被配置为从主电源接收电能和在开启配置和关闭配置间切换所述一个或多个电源半导体开关以便将所接收的电能转换为焊接输出；以及
脉冲宽度调制数字控制器，其连接于电源转换电路并被配置为根据已取得的电压波形通过计算输出电压项来计算用于控制所述一个或多个半导体开关的切换的占空比项，以及当所述计算出的占空比项落入预设范围内时，所述脉冲宽度调制数字控制器被配置为进一步计算焊接电缆电感。
2.根据权利要求1所述焊接电源，其中，电源转换电路包括逆变式电源，所述逆变式电源包括正向电路、全桥逆变器、半桥逆变器、以及回扫电路中的至少一个。
3.根据权利要求2所述焊接电源，其中，电源转换电路进一步包括预调制电路。
4.根据权利要求1所述焊接电源，其中，电源转换电路包括斩波电路，所述斩波电路被配置为利用线频变压器将AC线电压转换为焊接电压和焊接电流。
5.根据权利要求1所述焊接电源，其中脉冲宽度调制数字控制器被配置为通过计算积分项来计算占空比项，所述积分项被配置为校正指令电流值与实际输出电流值间的稳态误差。
6.根据权利要求5所述焊接电源，其中脉冲宽度调制数字控制器被配置为通过计算误差项来计算占空比项，所述误差项被配置为校正指令电流值与实际输出电流值间的差。
7.根据权利要求1所述焊接电源，其中，脉冲宽度调制数字控制器被配置为将占空比项限制为预设最小值与预设最大值中的至少一个。
8.根据权利要求1所述焊接电源，其中，所述脉冲宽度调制数字控制器进一步被配置为通过计算可变的延迟项来计算占空比项，所述可变的延迟项被配置为校正电源转换电路的高频变压器中的漏感。
9.根据权利要求1所述焊接电源，其中，所述脉冲宽度调制数字控制器进一步被配置为通过计算解耦项来计算占空比项，所述解耦项被配置为校正与所述一个或多个电源半导体开关相关的电路中的栅极驱动延迟。
10.焊接电源，包括：
电源转换电路，所述电源转换电路包括一个或多个电源半导体开关，其中电源转换电路被配置从主电源接收电能和在开启配置和关闭配置间切换所述一个或多个电源半导体开关以便将所接收的电能转换为焊接输出；以及
脉冲宽度调制数字控制器，其包括栅极驱动电路，所述栅极驱动电路被配置为产生控制所述一个或多个电源半导体开关的切换的脉冲宽度调制输出信号，所述脉冲宽度调制输出信号包括考虑母线电压上的一个或多个变量的占空比项，以及当占空比项落入预设范围内时，所述脉冲宽度调制数字控制器被配置为计算焊接电缆电感。
11.根据权利要求10所述焊接电源，其中对占空比校正指令电流值和实际输出电流值之间的差。
12.根据权利要求10所述焊接电源，其中当焊接电流输出和/或焊接电压输出是在预设有界的范围内时，对占空比项进一步校正指令电流值与实际输出电流值间的稳态误差。
13.根据权利要求10所述焊接电源，其中通过下降项校正占空比项，所述下降项校正焊接电源的非理想传输功能，其中下降项表示焊接电源的输出伏安负载线特性的损耗或自然下降。
14.根据权利要求10所述焊接电源，其中占空比项包括取决于焊接电源的输出电压的项。
15.根据权利要求10所述焊接电源，其中对占空比项校正取决于电流或电能的损耗，所述损耗包括二极管压降、电源半导体损耗、以及漏感中的至少一个。
16.根据权利要求10所述焊接电源，其中对占空比项进一步校正与所述一个或多个电源半导体开关相关的电路中的栅极驱动延迟。
17.根据权利要求10所述焊接电源，其中电源转换电路包括斩波电路，所述斩波电路被配置为利用线频变压器将AC线电压转换为焊接电压和焊接电流。
18.用于开关式焊接电源的脉冲宽度调制数字控制器，被配置为：
确定开关式焊接电源的输出电压项；
计算开关式焊接电源的可变母线电压项；
计算比例误差项，所述比例误差项校正指令电流值与焊接电源的实际输出电流值间的差；以及
通过将所确定的输出电压项、所计算出的可变母线电压项、和比例误差项结合来计算占空比项；以及
当占空比项落入预设范围内时，所述脉冲宽度调制数字控制器被配置为进一步计算焊接电缆电感。
19.根据权利要求18所述的脉冲宽度调制数字控制器，其被进一步配置为计算解耦项，所述解耦项校正与一个或多个电源半导体开关相关的电路中的栅极驱动延迟，和通过将所确定的输出电压项、计算得到的可变母线电压项、比例误差项和解耦项结合来计算占空比项。
20.根据权利要求18所述的脉冲宽度调制数字控制器，其被进一步被配置为计算校正指令电流值与实际输出电流值间的稳态误差的积分项，和通过将所确定的输出电压项、计算得到的可变母线电压项、比例误差项、以及积分项结合来计算占空比项。
21.根据权利要求19所述的脉冲宽度调制数字控制器，其中控制器被进一步配置为基于所计算出的占空比项将脉冲宽度调制控制信号输出给一个或多个电源半导体开关。
22.根据权利要求18所述的脉冲宽度调制数字控制器，其中所述数字控制器被进一步配置为计算下降项，所述下降项考虑焊接电源的非理想传输功能，以及通过将所确定的输出电压项、所计算出的可变母线电压项、比例误差项、以及下降项结合来计算占空比项，其中下降项表示焊接电源的输出伏安负载线特性的损耗或自然下降。
23.焊接电源，包括：
电源转换电路，所述电源转换电路包括一个或多个电源半导体开关，其中电源转换电路被配置为从主电源接收电能和在开启配置和关闭配置间切换所述一个或多个电源半导体开关以便将所接收的电能转换为焊接输出；以及
脉冲宽度调制数字控制器，其被配置为在近似等于电流和/或电压波形的平均值的触发位处对电流和/或电压波形进行采样，以及基于电流和/或电压的样本值计算控制所述一个或多个电源半导体开关的切换的脉冲宽度调制输出信号，其中所述脉冲宽度调制输出信号包括考虑母线电压上的一个或多个变量的占空比项，以及当占空比项落入预设范围内时，所述脉冲宽度调制数字控制器被配置为进一步计算焊接电缆电感。
24.根据权利要求23所述焊接电源，其中所述脉冲宽度调制数字控制器，其被配置为在所述电流和/或电压波形的一个周期内在近似等于电流和/或电压波形的平均值的触发位处对电流和/或电压波形进行采样，所述电流和/或电压波形的平均值根据在所述电流和/或电压波形的之前周期内所获得的数据来确定。
25.根据权利要求24所述焊接电源，其中触发位近似等于所述一个或多个电源半导体开关的切换周期的“关闭”部分的中点。
26.根据权利要求24所述焊接电源，其中所述脉冲宽度调制数字控制器进一步被配置为一旦电源半导体开关每一次切换周期，重新计算触发位。
27.根据权利要求24所述焊接电源，其中所述脉冲宽度调制数字控制器被进一步配置为，一旦所述一个或多个电源半导体开关每一次切换周期，在切换周期的“关闭”部分的近似中点之后，更新脉冲宽度调制输出信号。
28.根据权利要求24所述焊接电源，其中触发位近似等于所述一个或多个电源半导体开关的切换周期的“开启”部分的中点。
29.焊接电源，包括：
电源转换电路，所述电源转换电路包括一个或多个电源半导体开关，其中电源转换电路被配置为从主电源接收电能和在开启配置和关闭配置间切换所述一个或多个电源半导体开关以便将所接收的电能转换为焊接输出；以及
脉冲宽度调制数字控制器，其连接于电源转换电路并被配置为根据已取得的电压波形通过计算输出电压项计算用于控制所述一个或多个半导体开关的切换的占空比项，其中，所述脉冲宽度调制数字控制器进一步被配置为通过计算解耦项来计算所述占空比项，所述解耦项被配置为校正与所述一个或多个电源半导体开关相关的电路中的栅极驱动延迟，且当所计算出的占空比项落入预设范围内时，所述脉冲宽度调制控制器被配置来进一步计算焊接电缆电感。
30.根据权利要求29所述焊接电源，其中所述电源转换电路包含逆变式电源，所述逆变式电源包含正向电路、全桥逆变器、半桥逆变器、以及回扫电路中的至少一个。
31.根据权利要求29所述焊接电源，其中，所述电源转换电路进一步包括预调制电路。
32.根据权利要求29所述焊接电源，其中，所述电源转换电路包括斩波电路，所述斩波电路被配置为利用线频变压器将AC线电压转换成焊接电压和焊接电流。
33.根据权利要求29所述焊接电源，其中所述脉冲宽度调制数字控制器被配置为通过计算积分项来计算占空比项，所述积分项被配置为校正指令电流值与实际输出电流值间的稳态误差。
34.根据权利要求33所述焊接电源，其中所述脉冲宽度调制数字控制器被配置为通过计算误差项来计算占空比项，所述误差项被配置为校正指令电流值与实际输出电流值间的差。
35.根据权利要求29所述焊接电源，其中，所述脉冲宽度调制数字控制器被配置为将占空比项限制为预设最小值与预设最大值中的至少一个。
36.根据权利要求29所述焊接电源，其中，所述脉冲宽度调制数字控制器进一步被配置为通过计算可变的延迟项来计算占空比项，所述可变的延迟项被配置为校正电源转换电路的高频变压器中的漏感。
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