CN110473509B - 一种峰值电流型蜂鸣器驱动电路 - Google Patents

一种峰值电流型蜂鸣器驱动电路 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种峰值电流型蜂鸣器驱动电路，通过条件一将PWM信号的周期T设置为固定值，并使PWM信号的实时占空比D(t)随系统输入电压的实时电压值Vin(t)反相变化，并且，通过条件二设置的公式一对PWM信号的实时占空比D(t)进行控制，在高系统输入电压下，既能通过缩小实时占空比D(t)来确保电磁式蜂鸣器的正常工作，又能避免实时占空比D(t)的缩小幅度过大造成电磁式蜂鸣器的声压在高系统输入电压下过小的问题，使得电磁式蜂鸣器的声压在宽系统输入电压范围内变化较小，经验证，本发明在3‑24VDC的宽输入范围内，能够将电磁式蜂鸣器的声压偏差控制在±3db以内；因此，本发明能够兼容较宽的系统输入电压范围，并能够在宽系统输入电压范围内，确保功耗低、声压一致性好。

Description

一种峰值电流型蜂鸣器驱动电路
技术领域
本发明涉及一种峰值电流型蜂鸣器驱动电路。
背景技术
传统的电磁蜂鸣器驱动电路一般采用三极管和变压器构成自激振荡电路，如图1所示。首先，在电路上电时，通过R1对Q1基极结电容进行充电，当基极结电容电压达到三极管开通阈值时，三极管Q1开通，VCC端电压源通过三极管Q1向蜂鸣器的激磁电感L1充电。并且在电感L1/L2同名端产生上正下负的感应电动势，在L2两端产生的电动势所形式的电流方向为同名端流出，促使开关管Q1处于饱和导通状态。当电感L1电流达到最大值时，磁通变化量为0，两端感生电动势消失，同时在L2电感上产生一个与上一阶段相反的电动势。在该电动势的作用下，三极管Q1关断，这样循环往复形成自激。这种传统的方案可以实现较宽的电压输入范围，缺点是成本高；由于其振荡频率由电感L1的时间常数决定，故设计灵活性差，声压一致性差；又因反馈绕组占用较大的铁芯窗口面积，故传统方案电磁蜂鸣器的声压均较小。另外这种传统的方案在应用于宽电压输入时的功耗大，见表1为某有源蜂鸣器实测数据所示，在12VDC电压输入时的输入功率约0.63W，容易引起过度发热，从而限制输入电压的宽度。
表1传统自激振荡电路实测性能数据
输入电压(V) 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12
输入电流(mA) 15.1 20.1 24.9 29.4 33.6 37.8 41.7 45.5 49.1 53.0
输入功率(mW) 45.3 80.4 125 176 235 302 375 455 540 636
声压(dB) 75.4 79.4 79.7 82.5 79.1 80.1 84.7 86.4 86.4 85.1
除上述采用自激震荡方式的蜂鸣器驱动电路，如图2所示，现有技术中还有采用IC驱动方式的蜂鸣器驱动电路，通过IC驱动蜂鸣器上串联的开关管TR1，IC输出固定50％左右占空比的驱动信号S1，固定频率来进行驱动，这样的驱动方法只能够满足输入电压范围很窄的应用，如果蜂鸣器的标称电压是3V，那么它最大就只能工作在1.5V-5V的范围，否则声压级变化会很大，而且功耗随着输入电压的升高成平方关系增加，因为蜂鸣器的损耗基本上都在它自己的线圈上面，线圈上流过的电流有效值越大，损耗越大。
现有技术中，为了解决上述采用IC驱动方式的蜂鸣器驱动电路所存在的问题，一般的解决思路是：在蜂鸣器的输入电压VIN越高的情况下，采用占空比越小的PWM信号驱动开关管TR1，以降低蜂鸣器在高输入电压时的声压和功耗。但是这种解决思路存在的问题是：如果占空比过小，会令蜂鸣器的声压降幅过大，造成在宽输入电压下，蜂鸣器的声压变化同样过大。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是：提供一种峰值电流型蜂鸣器驱动电路，以解决现有蜂鸣器驱动电路因在高输入电压下成本高、功耗大、声压一致性差，而造成适用的输入电压范围窄的问题。
解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案如下：
一种峰值电流型蜂鸣器驱动电路，包括开关管和控制单元，所述开关管在导通时接通电磁式蜂鸣器与系统输入电压，在关断时断开所述电磁式蜂鸣器与系统输入电压，所述控制单元用于输出PWM信号，使得：所述开关管在所述PWM信号为高电平时导通，在所述PWM信号为低电平时关断；
其特征在于：
所述的控制单元设有采样电路，该采样电路含有与所述开关管串联的采样电阻，所述控制单元依据所述系统输入电压和所述采样电阻上的电信号，动态输出满足以下条件的PWM信号：
条件一、所述PWM信号的周期T为预设的固定值；
条件二、所述PWM信号的实时占空比D(t)按以下公式一变化：
Figure GDA0003235899460000021
式中，L为所述电磁式蜂鸣器的电感量，Vrefmin为取值在0.05V至Vinmin之间的预设值，Vin(t)为所述系统输入电压的实时电压值，Vinmin为所述系统输入电压的最小值，T为所述PWM信号的周期，R107为所述采样电阻的阻值。
本发明的峰值电流型蜂鸣器驱动电路的工作原理如下：
本发明通过条件一将PWM信号的周期T设置为固定值，并使PWM信号的实时占空比D(t)随系统输入电压的实时电压值Vin(t)反相变化，也即当系统输入电压的实时电压值Vin(t)越高，PWM信号的实时占空比D(t)越低，以通过开关管控制电磁式蜂鸣器的占空比降低，从而降低了电磁式蜂鸣器在高系统输入电压下的电流有效值，大幅缩减电磁式蜂鸣器的功耗，确保电磁式蜂鸣器在高输入电压时也能够正常工作而不会烧坏；
并且，本发明通过条件二设置的公式一对PWM信号的实时占空比D(t)进行控制，在高系统输入电压下，既能通过缩小实时占空比D(t)来确保电磁式蜂鸣器的正常工作，又能避免实时占空比D(t)的缩小幅度过大造成电磁式蜂鸣器的声压在高系统输入电压下过小的问题，使得电磁式蜂鸣器的声压在宽系统输入电压范围内变化较小，经验证，本发明在3-24VDC的宽输入范围内，能够将电磁式蜂鸣器的声压偏差控制在±3db以内；
因此，本发明能够兼容较宽的系统输入电压范围，并能够在宽系统输入电压范围内，确保功耗低、声压一致性好。
作为本发明的优选实施方式：所述的控制单元还设有前馈电压产生模块、比较器模块、逻辑驱动模块、振荡器、电源模块和续流模块；
所述电磁式蜂鸣器的正极接入所述系统输入电压，负极连接所述开关管的漏极，所述开关管的源极通过所述采样电阻连接参考地端；
所述电源模块将所述系统输入电压转换为用于为所述控制单元供电的偏置电压VDD；
所述前馈电压产生模块输出满足以下公式二的实时前馈电压Vref(t)：
Figure GDA0003235899460000031
所述采样电路输出所述采样电阻的实时电压VCS(t)；
所述实时前馈电压Vref(t)输入所述比较器模块的反相输入端，所述实时电压VCS(t)输入所述比较器模块的同相输入端，所述比较器模块输出的逻辑电平输入所述逻辑驱动模块的R输入端；使得：当VCS(t)＜Vref(t)时，所述比较器模块向R输入端输出低电平，当VCS(t)＞Vref(t)时，所述比较器模块向R输入端输出高电平；
所述振荡器向所述逻辑驱动模块的S输入端输出周期为所述周期T的时钟信号；
所述逻辑驱动模块用于向所述开关管的栅极输出所述PWM信号，该PWM信号能够驱动所述开关管，且所述逻辑驱动模块输出所述PWM信号的逻辑满足：其一，按照输入所述S输入端的时钟信号，也即按照所述周期T，所述PWM信号由低电平翻转为高电平，以满足所述条件一，使得所述开关管按照所述周期由关断切换为导通；其二，当输入所述R输入端的逻辑电平由低电平翻转为高电平时，所述PWM信号由高电平翻转为低电平，以满足所述条件二，使得所述开关管按照所述周期由导通切换为关断；
所述续流模块为所述电磁式蜂鸣器提供用于在所述开关管关断时释放能量的续流回路。
本实施例二的工作原理如下：
初始时刻，振荡器输出的时钟信号处于周期T的开始时刻，逻辑驱动模块输出高电平，控制开关管导通，此时，如果系统输入电压越高，一方面使得：通过所述采样电阻的实时电流IPEAK(t)升高的越快，令输入比较器模块的同相输入端的实时电压VCS(t)升高的越快，从而，比较器模块的同相输入端电压超过反相输入端电压的时间越短，也即比较器模块向逻辑驱动模块的R输入端输出的逻辑电平由低电平翻转为高电平的时间越短，逻辑驱动模块的输出由高电平翻转为低电平的时间越短，开关管由导通状态转变为关断状态的时间越短，从而，PWM信号的实时占空比D(t)越低，以通过开关管控制电磁式蜂鸣器的占空比降低，从而降低了电磁式蜂鸣器在高系统输入电压下的电流有效值，大幅缩减电磁式蜂鸣器的功耗，确保电磁式蜂鸣器在高输入电压时也能够正常工作而不会烧坏。
另一方面使得：前馈电压产生模块输出的实时前馈电压Vref(t)跟随系统输入电压同相变化，即系统输入电压越高，实时前馈电压Vref(t)越高，相较于比较器模块的反相输入端电压不变的情况，这延缓了比较器模块的同相输入端电压超过反相输入端电压的时间，避免PWM信号的实时占空比D(t)过低造成电磁式蜂鸣器的声压在高系统输入电压下过小的问题，同时，由于受前馈电压产生模块控制，实时前馈电压Vref(t)变化的幅度在公式二所限定的范围之内，这能够精确控制比较器模块的同相输入端电压超过反相输入端电压的时间，以在不同的高系统输入电压下获得相应的实时占空比D(t)，确保电磁式蜂鸣器的声压在宽系统输入电压范围内变化较小，经验证，本发明在3-24VDC的宽输入范围内，能够将电磁式蜂鸣器的声压偏差控制在±3db以内。
在振荡器输出的时钟信号达到周期T的结束时刻，逻辑驱动模块的输出由低电平再次翻转为高电平，使得上述过程循环进行。
从而，本实施例二实现了动态输出满足条件一和条件二的PWM信号；并且，采用的控制单元和开关管能够采用集成电路实现，无需任何外围器件，能够提高驱动电路的一致性，大大提升生产制程中的合格率。
本发明还公开采用线性化方式实现的方案，具体如下：
一种峰值电流型蜂鸣器驱动电路，包括开关管和控制单元，所述开关管在导通时接通电磁式蜂鸣器与系统输入电压，在关断时断开所述电磁式蜂鸣器与系统输入电压，所述控制单元用于输出PWM信号，使得：所述开关管在所述PWM信号为高电平时导通，在所述PWM信号为低电平时关断；
其特征在于：
所述的控制单元设有采样电路，该采样电路含有与所述开关管串联的采样电阻，所述控制单元依据所述系统输入电压和所述采样电阻上的电信号，动态输出满足以下条件的PWM信号：
条件一、所述PWM信号的周期T为预设的固定值；
条件二、所述PWM信号的实时占空比D(t)按以下公式三变化：
Figure GDA0003235899460000051
Figure GDA0003235899460000052
式中，L为所述电磁式蜂鸣器的电感量，Vrefmin为取值在0.05V至Vinmin之间的预设值，Vin(t)为所述系统输入电压的实时电压值，Vinmin为所述系统输入电压的最小值，Vinmax为所述系统输入电压(VIN)的最大值，T为所述PWM信号的周期，R107为所述采样电阻的阻值。
本采用线性化方式实现的方案与上述采用公式一的峰值电流型蜂鸣器驱动电路的工作原理相同，区别在于：针对由于上述公式一中存在
Figure GDA0003235899460000061
运算，造成在控制单元采用集成电路实现的情况下，存在难以将集成电路的电路参数调试至完全满足公式一的问题，通过将实时占空比D(t)改为满足线性化的公式三，能够大大降低采用集成电路实现的控制单元的电路参数调试难度，并能确保控制单元完全满足公式三，以降低本发明峰值电流型蜂鸣器驱动电路的开发成本。
作为本发明的优选实施方式：所述的控制单元还设有前馈电压产生模块、比较器模块、逻辑驱动模块、振荡器、电源模块和续流模块；
所述电磁式蜂鸣器的正极接入所述系统输入电压，负极连接所述开关管的漏极，所述开关管的源极通过所述采样电阻连接参考地端；
所述电源模块将所述系统输入电压转换为用于为所述控制单元供电的偏置电压VDD；
所述前馈电压产生模块输出满足以下公式四的实时前馈电压Vref(t)：
Vref(t)＝KCVin(t)+Vrefmin [公式四]；
所述采样电路输出所述采样电阻的实时电压VCS(t)；
所述实时前馈电压Vref(t)输入所述比较器模块的反相输入端，所述实时电压VCS(t)输入所述比较器模块的同相输入端，所述比较器模块输出的逻辑电平输入所述逻辑驱动模块的R输入端；使得：当VCS(t)＜Vref(t)时，所述比较器模块向R输入端输出低电平，当VCS(t)＞Vref(t)时，所述比较器模块向R输入端输出高电平；
所述振荡器向所述逻辑驱动模块的S输入端输出周期为所述周期T的时钟信号；
所述逻辑驱动模块用于向所述开关管的栅极输出所述PWM信号，该PWM信号能够驱动所述开关管，且所述逻辑驱动模块输出所述PWM信号的逻辑满足：其一，按照输入所述S输入端的时钟信号，也即按照所述周期T，所述PWM信号由低电平翻转为高电平，以满足所述条件一，使得所述开关管按照所述周期由关断切换为导通；其二，当输入所述R输入端的逻辑电平由低电平翻转为高电平时，所述PWM信号由高电平翻转为低电平，以满足所述条件二，使得所述开关管按照所述周期由导通切换为关断；
所述续流模块为所述电磁式蜂鸣器提供用于在所述开关管关断时释放能量的续流回路。
本采用线性化方式实现的方案与上述采用公式二的峰值电流型蜂鸣器驱动电路的工作原理相同，区别在于：针对由于上述公式二中存在
Figure GDA0003235899460000071
运算，造成在控制单元采用集成电路实现的情况下，存在难以将集成电路的电路参数调试至完全满足公式二的问题，通过将实时前馈电压Vref(t)改为满足线性化的公式四，能够大大降低采用集成电路实现的控制单元的电路参数调试难度，并能确保控制单元完全满足公式三和公式四，以降低本发明峰值电流型蜂鸣器驱动电路的开发成本。
对于上述两种峰值电流型蜂鸣器驱动电路，均可采用以下优选实施方式：
作为本发明的优选实施方式：所述前馈电压产生模块由前馈补偿模块和受控电压源模块组成；所述前馈补偿模块输出跟随所述系统输入电压同相变化的前馈变量信号，所述受控电压源模块将该前馈变量信号转换为所述实时前馈电压Vref(t)输出。其中，所述前馈变量信号可以是电流信号、电压信号、频率信号等不同形式的信号。
作为本发明的优选实施方式：所述前馈补偿模块和受控电压源模块均为压控电压源。
优选的：所述压控电压源的电路结构为：三极管Q1的发射极接入所述偏置电压VDD，所述三极管Q1的基极、所述三极管Q1的集电极、三极管Q2的基极相连接，所述三极管Q1的集电极连接电阻R2的一端，所述电阻R2的另一端和所述三极管Q2的集电极均连接所述参考地端，所述三极管Q2的发射极连接电阻R1的一端，所述电阻R1的另一端作为所述压控电压源的输入端；运算放大器U1的同相输入端通过电阻R3连接所述三极管Q2的发射极，所述运算放大器U1的反相输入端分为两路，一路通过电阻R4接入所述系统输入电压，另一路通过电阻R5连接所述运算放大器U1的输出端，所述运算放大器U1的输出端作为所述压控电压源的输出端；
所述前馈补偿模块的输入端接入所述系统输入电压，所述前馈补偿模块的输出端连接所述受控电压源模块的输入端，所述受控电压源模块的输出端作为所述前馈电压产生模块的输出端；
并且，所述偏置电压VDD为所述系统输入电压的最小值Vinmin。
作为本发明的优选实施方式：所述前馈补偿模块为压控电流源，所述受控电压源模块为流控电压源。
优选的：所述压控电流源的电路结构为：三极管Q3的发射极接入所述偏置电压VDD，所述三极管Q3的基极、所述三极管Q3的集电极、三极管Q4的基极相连接，所述三极管Q3的集电极连接电阻R5的一端，所述电阻R5的另一端和所述三极管Q4的集电极均连接所述参考地端，所述三极管Q4的发射极连接镜像电流源的输入端，所述镜像电流源的供电端接入所述系统输入电压，所述镜像电流源的输出端作为所述压控电流源的输出端；
所述流控电压源的电路结构为：基准电流源的供电端接入所述偏置电压VDD，所述基准电流源的输出端、所述压控电流源的输出端、电阻R6的一端相连接，所述电阻R6的另一端连接所述参考地端，所述压控电流源的输出端作为所述前馈电压产生模块的输出端；
并且，所述偏置电压VDD为所述系统输入电压的最小值Vinmin。
作为本发明的优选实施方式：所述的控制单元还设有延时模块，所述采样电路的输出端通过所述延时模块连接所述比较器模块的同相输入端，以利用延时模块调节比较器模块的同相输入端电压超过反相输入端电压的时间，也即调节PWM信号的实时占空比D(t)。
作为本发明的优选实施方式：所述的控制单元还设有修调模块，该修调模块连接所述振荡器的控制端，用于调节所述振荡器所输出时钟信号的周期，以调节所述PWM信号的周期。
与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：
第一，本发明通过条件一将PWM信号的周期T设置为固定值，并使PWM信号的实时占空比D(t)随系统输入电压的实时电压值Vin(t)反相变化，也即当系统输入电压的实时电压值Vin(t)越高，PWM信号的实时占空比D(t)越低，以通过开关管控制电磁式蜂鸣器的占空比降低，从而降低了电磁式蜂鸣器在高系统输入电压下的电流有效值，大幅缩减电磁式蜂鸣器的功耗，确保电磁式蜂鸣器在高输入电压时也能够正常工作而不会烧坏；
并且，本发明通过条件二设置的公式一对PWM信号的实时占空比D(t)进行控制，在高系统输入电压下，既能通过缩小实时占空比D(t)来确保电磁式蜂鸣器的正常工作，又能避免实时占空比D(t)的缩小幅度过大造成电磁式蜂鸣器的声压在高系统输入电压下过小的问题，使得电磁式蜂鸣器的声压在宽系统输入电压范围内变化较小，经验证，本发明在3-24VDC的宽输入范围内，能够将电磁式蜂鸣器的声压偏差控制在±3db以内；
因此，本发明能够兼容较宽的系统输入电压范围，并能够在宽系统输入电压范围内，确保功耗低、声压一致性好。
第二，本发明采用前馈电压产生模块、比较器模块、逻辑驱动模块、振荡器、电源模块、采样电路和续流模块组成控制单元，实现了动态输出满足条件一和条件二的PWM信号；并且，该控制单元和开关管易于采用集成电路实现产品化，无需任何外围器件，能够提高驱动电路的一致性，大大提升生产制程中的合格率。
第三，本发明针对由于上述公式一和公式二中存在
Figure GDA0003235899460000091
运算，造成在控制单元采用集成电路实现的情况下，存在难以将集成电路的电路参数调试至完全满足公式一和公式二的问题，通过将实时占空比D(t)和实时前馈电压Vref(t)改为满足线性化的公式三和公式四，能够大大降低采用集成电路实现的控制单元的电路参数调试难度，并能确保控制单元完全满足公式三和公式四，以降低本发明峰值电流型蜂鸣器驱动电路的开发成本。
第四，本发明的峰值电流型蜂鸣器驱动电路具有实施成本低的优点。
附图说明
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步的详细说明：
图1为现有技术中采用自激震荡方式的蜂鸣器驱动电路；
图2为现有技术中采用IC驱动方式的蜂鸣器驱动电路；
图3为本发明实施例二的峰值电流型蜂鸣器驱动电路的电路原理框图；
图4为本发明实施例五的峰值电流型蜂鸣器驱动电路的电路原理框图；
图5为本发明实施例五中前馈补偿模块100、受控电压源模块101和比较器模块102的电路原理图；
图6为本发明实施例六的峰值电流型蜂鸣器驱动电路的电路原理框图；
图7为本发明实施例六中前馈补偿模块100、受控电压源模块101和比较器模块102的电路原理图；
图8为本发明实施例七、八的峰值电流型蜂鸣器驱动电路的电路原理框图。
具体实施方式
下面结合实施例及其附图对本发明进行详细说明，以帮助本领域的技术人员更好的理解本发明的发明构思，但本发明权利要求的保护范围不限于下述实施例，对本领域的技术人员来说，在不脱离本发明之发明构思的前提下，没有做出创造性劳动所获得的所有其他实施例，都属于本发明的保护范围。
实施例一
如图3至图8所示，本发明公开的是一种峰值电流型蜂鸣器驱动电路，包括开关管106和控制单元300，所述开关管106在导通时接通电磁式蜂鸣器109与系统输入电压VIN，在关断时断开所述电磁式蜂鸣器109与系统输入电压VIN，所述控制单元300用于输出PWM信号，使得：所述开关管106在所述PWM信号为高电平时导通，在所述PWM信号为低电平时关断；
所述的控制单元300设有采样电路107，该采样电路107含有与所述开关管106串联的采样电阻，所述控制单元300依据所述系统输入电压VIN和所述采样电阻上的电信号，动态输出满足以下条件的PWM信号：
条件一、所述PWM信号的周期T为预设的固定值，其中，由于条件二，所述周期T实际是指PWM信号中任意相邻两个上升沿之间的时间间隔；
条件二、所述PWM信号的实时占空比D(t)按以下公式一变化：
Figure GDA0003235899460000111
式中，L为所述电磁式蜂鸣器109的电感量，Vrefmin为取值在0.05V至Vinmin之间的预设值，Vin(t)为所述系统输入电压VIN的实时电压值，Vinmin为所述系统输入电压VIN的最小值，T为所述PWM信号的周期，R107为所述采样电阻的阻值。
本发明的峰值电流型蜂鸣器驱动电路的工作原理如下：
本发明通过条件一将PWM信号的周期T设置为固定值，并使PWM信号的实时占空比D(t)随系统输入电压VIN的实时电压值Vin(t)反相变化，也即当系统输入电压VIN的实时电压值Vin(t)越高，PWM信号的实时占空比D(t)越低，以通过开关管106控制电磁式蜂鸣器109的占空比降低，从而降低了电磁式蜂鸣器109在高系统输入电压下的电流有效值，大幅缩减电磁式蜂鸣器109的功耗，确保电磁式蜂鸣器109在高输入电压时也能够正常工作而不会烧坏；
并且，本发明通过条件二设置的公式一对PWM信号的实时占空比D(t)进行控制，在高系统输入电压下，既能通过缩小实时占空比D(t)来确保电磁式蜂鸣器109的正常工作，又能避免实时占空比D(t)的缩小幅度过大造成电磁式蜂鸣器109的声压在高系统输入电压下过小的问题，使得电磁式蜂鸣器109的声压在宽系统输入电压范围内变化较小，经验证，本发明在3-24VDC的宽输入范围内，能够将电磁式蜂鸣器109的声压偏差控制在±3db以内；
因此，本发明能够兼容较宽的系统输入电压范围，并能够在宽系统输入电压范围内，确保功耗低、声压一致性好。
实施例二
在上述实施例一的基础上，本实施例二还采用了以下优选的实施方式：
如图3所示，所述的控制单元300还设有前馈电压产生模块200、比较器模块102、逻辑驱动模块103、振荡器104、电源模块105和续流模块108；
所述电磁式蜂鸣器109的正极接入所述系统输入电压VIN，负极连接所述开关管106的漏极，所述开关管106的源极通过所述采样电阻连接参考地端GND；
所述电源模块105将所述系统输入电压VIN转换为用于为所述控制单元300供电的偏置电压VDD；该电源模块105优选采用LDO模块。
所述前馈电压产生模块200输出满足以下公式二的实时前馈电压Vref(t)：
Figure GDA0003235899460000121
所述采样电路107输出所述采样电阻的实时电压VCS(t)，也即：VCS(t)＝IPEAK(t)*R107，IPEAK(t)为通过所述采样电阻的实时电流，R107为所述采样电阻的阻值；
所述实时前馈电压Vref(t)输入所述比较器模块102的反相输入端，所述实时电压VCS(t)输入所述比较器模块102的同相输入端，所述比较器模块102输出的逻辑电平输入所述逻辑驱动模块103的R输入端；使得：当VCS(t)＜Vref(t)时，所述比较器模块102向R输入端输出低电平，当VCS(t)＞Vref(t)时，所述比较器模块102向R输入端输出高电平；其中，所述比较器模块102优选采用电压比较器U2；所述采样电路107可以将所述电压比较器U2的同相输入端与所述开关管106的源极相连，以输入所述实时电压VCS(t)。
所述振荡器104向所述逻辑驱动模块103的S输入端输出周期为所述周期T的时钟信号；
所述逻辑驱动模块103用于向所述开关管106的栅极输出所述PWM信号，该PWM信号能够驱动所述开关管106，且所述逻辑驱动模块103输出所述PWM信号的逻辑满足：其一，按照输入所述S输入端的时钟信号，也即按照所述周期T，所述PWM信号由低电平翻转为高电平，以满足所述条件一，使得所述开关管106按照所述周期由关断切换为导通；其二，当输入所述R输入端的逻辑电平由低电平翻转为高电平时，所述PWM信号由高电平翻转为低电平，以满足所述条件二，使得所述开关管106按照所述周期由导通切换为关断；
所述续流模块108为所述电磁式蜂鸣器109提供用于在所述开关管106关断时释放能量的续流回路；优选的：续流模块108可以采用续流二极管，该续流二极管的阴极连接所述电磁式蜂鸣器109的正极，阳极连接所述电磁式蜂鸣器109的负极。
本实施例二的工作原理如下：
初始时刻，振荡器104输出的时钟信号处于周期T的开始时刻，逻辑驱动模块103输出高电平，控制开关管106导通，此时，如果系统输入电压VIN越高，一方面使得：通过所述采样电阻的实时电流IPEAK(t)升高的越快，令输入比较器模块102的同相输入端的实时电压VCS(t)升高的越快，从而，比较器模块102的同相输入端电压超过反相输入端电压的时间越短，也即比较器模块102向逻辑驱动模块103的R输入端输出的逻辑电平由低电平翻转为高电平的时间越短，逻辑驱动模块103的输出由高电平翻转为低电平的时间越短，开关管106由导通状态转变为关断状态的时间越短，从而，PWM信号的实时占空比D(t)越低，以通过开关管106控制电磁式蜂鸣器109的占空比降低，从而降低了电磁式蜂鸣器109在高系统输入电压下的电流有效值，大幅缩减电磁式蜂鸣器109的功耗，确保电磁式蜂鸣器109在高输入电压时也能够正常工作而不会烧坏。
另一方面使得：前馈电压产生模块200输出的实时前馈电压Vref(t)跟随系统输入电压VIN同相变化，即系统输入电压VIN越高，实时前馈电压Vref(t)越高，相较于比较器模块102的反相输入端电压不变的情况，这延缓了比较器模块102的同相输入端电压超过反相输入端电压的时间，避免PWM信号的实时占空比D(t)过低造成电磁式蜂鸣器109的声压在高系统输入电压下过小的问题，同时，由于受前馈电压产生模块200控制，实时前馈电压Vref(t)变化的幅度在公式二所限定的范围之内，这能够精确控制比较器模块102的同相输入端电压超过反相输入端电压的时间，以在不同的高系统输入电压下获得相应的实时占空比D(t)，确保电磁式蜂鸣器109的声压在宽系统输入电压范围内变化较小，经验证，本发明在3-24VDC的宽输入范围内，能够将电磁式蜂鸣器109的声压偏差控制在±3db以内。
在振荡器104输出的时钟信号达到周期T的结束时刻，逻辑驱动模块103的输出由低电平再次翻转为高电平，使得上述过程循环进行。
从而，本实施例二实现了动态输出满足条件一和条件二的PWM信号；并且，采用的控制单元300和开关管106能够采用集成电路实现，无需任何外围器件，能够提高驱动电路的一致性，大大提升生产制程中的合格率。
实施例三
在上述实施例二的基础上，本实施例三还采用了以下优选的实施方式：
对所述公式二进行线性化，使得：所述前馈电压产生模块200输出的实时前馈电压Vref(t)满足以下公式四：
Figure GDA0003235899460000141
Vref(t)＝KCVin(t)+Vrefmin [公式四]；
式中，Vinmax为所述系统输入电压VIN的最大值；
使得：所述PWM信号的实时占空比D(t)按以下公式三变化：
Figure GDA0003235899460000142
从而，本实施例三针对由于上述公式一和公式二中存在
Figure GDA0003235899460000143
运算，造成在控制单元300采用集成电路实现的情况下，存在难以将集成电路的电路参数调试至完全满足公式一和公式二的问题，通过将实时前馈电压Vref(t)和实时占空比D(t)改为满足线性化的公式四和公式三，能够大大降低采用集成电路实现的控制单元300的电路参数调试难度，并能确保控制单元300完全满足公式三和公式四，以降低本发明峰值电流型蜂鸣器驱动电路的开发成本。
实施例四
在上述实施例二或实施例三的基础上，本实施例四还采用了以下优选的实施方式：
所述前馈电压产生模块200由前馈补偿模块100和受控电压源模块101组成；所述前馈补偿模块100输出跟随所述系统输入电压VIN同相变化的前馈变量信号，所述受控电压源模块101将该前馈变量信号转换为所述实时前馈电压Vref(t)输出。其中，所述前馈变量信号可以是电流信号、电压信号、频率信号等不同形式的信号。
实施例五
在上述实施例四的基础上，本实施例五还采用了以下优选的实施方式：
如图4所示，所述前馈补偿模块100和受控电压源模块101均为压控电压源。
以上为本实施例五的基本实施方式，可以在该基本实施方式的基础上做进一步的优化、改进和限定：
优选的：如图5所示，所述压控电压源的电路结构为：三极管Q1的发射极接入所述偏置电压VDD，所述三极管Q1的基极、所述三极管Q1的集电极、三极管Q2的基极相连接，所述三极管Q1的集电极连接电阻R2的一端，所述电阻R2的另一端和所述三极管Q2的集电极均连接所述参考地端GND，所述三极管Q2的发射极连接电阻R1的一端，所述电阻R1的另一端作为所述压控电压源的输入端；运算放大器U1的同相输入端通过电阻R3连接所述三极管Q2的发射极，所述运算放大器U1的反相输入端分为两路，一路通过电阻R4接入所述系统输入电压VIN，另一路通过电阻R5连接所述运算放大器U1的输出端，所述运算放大器U1的输出端作为所述压控电压源的输出端；
所述前馈补偿模块100的输入端接入所述系统输入电压VIN，所述前馈补偿模块100的输出端连接所述受控电压源模块101的输入端，所述受控电压源模块101的输出端作为所述前馈电压产生模块200的输出端；
并且，所述偏置电压VDD为所述系统输入电压VIN的最小值Vinmin。
经过对本实施例五的峰值电流型蜂鸣器驱动电路进行实测，其性能如下表2所示。
表2
Figure GDA0003235899460000151
Figure GDA0003235899460000161
从上述表2中的数据可知，在3V～24V的宽系统输入电压范内，电磁式蜂鸣器109均保持较为稳定的声压，且相对保持较低的功耗。
实施例六
在上述实施例四的基础上，本实施例六还采用了以下优选的实施方式：
如图6所示，所述前馈补偿模块100为压控电流源，所述受控电压源模块101为流控电压源。
以上为本实施例六的基本实施方式，可以在该基本实施方式的基础上做进一步的优化、改进和限定：
优选的：如图7所示，所述压控电流源的电路结构为：三极管Q3的发射极接入所述偏置电压VDD，所述三极管Q3的基极、所述三极管Q3的集电极、三极管Q4的基极相连接，所述三极管Q3的集电极连接电阻R5的一端，所述电阻R5的另一端和所述三极管Q4的集电极均连接所述参考地端GND，所述三极管Q4的发射极连接镜像电流源130的输入端，所述镜像电流源130的供电端接入所述系统输入电压VIN，所述镜像电流源130的输出端作为所述压控电流源的输出端；
所述流控电压源的电路结构为：基准电流源IREF的供电端接入所述偏置电压VDD，所述基准电流源IREF的输出端、所述压控电流源的输出端、电阻R6的一端相连接，所述电阻R6的另一端连接所述参考地端GND，所述压控电流源的输出端作为所述前馈电压产生模块200的输出端；
并且，所述偏置电压VDD为所述系统输入电压VIN的最小值Vinmin。
实施例七
在上述实施例一至实施例六中任意一个实施例的基础上，本实施例七还采用了以下优选的实施方式：
如图8所示，所述的控制单元300还设有延时模块111，所述采样电路107的输出端通过所述延时模块111连接所述比较器模块102的同相输入端，以利用延时模块111调节比较器模块102的同相输入端电压超过反相输入端电压的时间，也即调节PWM信号的实时占空比D(t)。
实施例八
在上述实施例一至实施例七中任意一个实施例的基础上，本实施例八还采用了以下优选的实施方式：
如图8所示，所述的控制单元300还设有修调模块110，该修调模块110连接所述振荡器104的控制端，用于调节所述振荡器104所输出时钟信号的周期，以调节所述PWM信号的周期。
本发明不局限于上述具体实施方式，根据上述内容，按照本领域的普通技术知识和惯用手段，在不脱离本发明上述基本技术思想前提下，本发明还可以做出其它多种形式的等效修改、替换或变更，均落在本发明的保护范围之中。

Claims (18)

1.一种峰值电流型蜂鸣器驱动电路，包括开关管(106)和控制单元(300)，所述开关管(106)在导通时接通电磁式蜂鸣器(109)与系统输入电压(VIN)，在关断时断开所述电磁式蜂鸣器(109)与系统输入电压(VIN)，所述控制单元(300)用于输出PWM信号，使得：所述开关管(106)在所述PWM信号为高电平时导通，在所述PWM信号为低电平时关断；
其特征在于：
所述的控制单元(300)设有采样电路(107)，该采样电路(107)含有与所述开关管(106)串联的采样电阻，所述控制单元(300)依据所述系统输入电压(VIN)和所述采样电阻上的电信号，动态输出满足以下条件的PWM信号：
条件一、所述PWM信号的周期T为预设的固定值；
条件二、所述PWM信号的实时占空比D(t)按以下公式一变化：
Figure FDA0003230374050000011
式中，L为所述电磁式蜂鸣器(109)的电感量，Vrefmin为取值在0.05V至Vinmin之间的预设值，Vin(t)为所述系统输入电压(VIN)的实时电压值，Vinmin为所述系统输入电压(VIN)的最小值，T为所述PWM信号的周期，R107为所述采样电阻的阻值。
2.根据权利要求1所述的峰值电流型蜂鸣器驱动电路，其特征在于：所述的控制单元(300)还设有前馈电压产生模块(200)、比较器模块(102)、逻辑驱动模块(103)、振荡器(104)、电源模块(105)和续流模块(108)；
所述电磁式蜂鸣器(109)的正极接入所述系统输入电压(VIN)，负极连接所述开关管(106)的漏极，所述开关管(106)的源极通过所述采样电阻连接参考地端(GND)；
所述电源模块(105)将所述系统输入电压(VIN)转换为用于为所述控制单元(300)供电的偏置电压VDD；
所述前馈电压产生模块(200)输出满足以下公式二的实时前馈电压Vref(t)：
Figure FDA0003230374050000012
所述采样电路(107)输出所述采样电阻的实时电压VCS(t)；
所述实时前馈电压Vref(t)输入所述比较器模块(102)的反相输入端，所述实时电压VCS(t)输入所述比较器模块(102)的同相输入端，所述比较器模块(102)输出的逻辑电平输入所述逻辑驱动模块(103)的R输入端；使得：当VCS(t)＜Vref(t)时，所述比较器模块(102)向R输入端输出低电平，当VCS(t)＞Vref(t)时，所述比较器模块(102)向R输入端输出高电平；
所述振荡器(104)向所述逻辑驱动模块(103)的S输入端输出周期为所述周期T的时钟信号；
所述逻辑驱动模块(103)用于向所述开关管(106)的栅极输出所述PWM信号，该PWM信号能够驱动所述开关管(106)，且所述逻辑驱动模块(103)输出所述PWM信号的逻辑满足：其一，按照输入所述S输入端的时钟信号，也即按照所述周期T，所述PWM信号由低电平翻转为高电平；其二，当输入所述R输入端的逻辑电平由低电平翻转为高电平时，所述PWM信号由高电平翻转为低电平；
所述续流模块(108)为所述电磁式蜂鸣器(109)提供用于在所述开关管(106)关断时释放能量的续流回路。
3.根据权利要求2所述的峰值电流型蜂鸣器驱动电路，其特征在于：所述前馈电压产生模块(200)由前馈补偿模块(100)和受控电压源模块(101)组成；所述前馈补偿模块(100)输出跟随所述系统输入电压(VIN)同相变化的前馈变量信号，所述受控电压源模块(101)将该前馈变量信号转换为所述实时前馈电压Vref(t)输出。
4.根据权利要求3所述的峰值电流型蜂鸣器驱动电路，其特征在于：所述前馈补偿模块(100)和受控电压源模块(101)均为压控电压源。
5.根据权利要求4所述的峰值电流型蜂鸣器驱动电路，其特征在于：所述压控电压源的电路结构为：三极管Q1的发射极接入所述偏置电压VDD，所述三极管Q1的基极、所述三极管Q1的集电极、三极管Q2的基极相连接，所述三极管Q1的集电极连接电阻R2的一端，所述电阻R2的另一端和所述三极管Q2的集电极均连接所述参考地端(GND)，所述三极管Q2的发射极连接电阻R1的一端，所述电阻R1的另一端作为所述压控电压源的输入端；运算放大器U1的同相输入端通过电阻R3连接所述三极管Q2的发射极，所述运算放大器U1的反相输入端分为两路，一路通过电阻R4接入所述系统输入电压(VIN)，另一路通过电阻R5连接所述运算放大器U1的输出端，所述运算放大器U1的输出端作为所述压控电压源的输出端；
所述前馈补偿模块(100)的输入端接入所述系统输入电压(VIN)，所述前馈补偿模块(100)的输出端连接所述受控电压源模块(101)的输入端，所述受控电压源模块(101)的输出端作为所述前馈电压产生模块(200)的输出端；
并且，所述偏置电压VDD为所述系统输入电压(VIN)的最小值Vinmin。
6.根据权利要求3所述的峰值电流型蜂鸣器驱动电路，其特征在于：所述前馈补偿模块(100)为压控电流源，所述受控电压源模块(101)为流控电压源。
7.根据权利要求6所述的峰值电流型蜂鸣器驱动电路，其特征在于：所述压控电流源的电路结构为：三极管Q3的发射极接入所述偏置电压VDD，所述三极管Q3的基极、所述三极管Q3的集电极、三极管Q4的基极相连接，所述三极管Q3的集电极连接电阻R5的一端，所述电阻R5的另一端和所述三极管Q4的集电极均连接所述参考地端(GND)，所述三极管Q4的发射极连接镜像电流源(130)的输入端，所述镜像电流源(130)的供电端接入所述系统输入电压(VIN)，所述镜像电流源(130)的输出端作为所述压控电流源的输出端；
所述流控电压源的电路结构为：基准电流源(IREF)的供电端接入所述偏置电压VDD，所述基准电流源(IREF)的输出端、所述压控电流源的输出端、电阻R6的一端相连接，所述电阻R6的另一端连接所述参考地端(GND)，所述压控电流源的输出端作为所述前馈电压产生模块(200)的输出端；
并且，所述偏置电压VDD为所述系统输入电压(VIN)的最小值Vinmin。
8.根据权利要求2至7任意一项所述的峰值电流型蜂鸣器驱动电路，其特征在于：所述的控制单元(300)还设有延时模块(111)，所述采样电路(107)的输出端通过所述延时模块(111)连接所述比较器模块(102)的同相输入端。
9.根据权利要求2至7任意一项所述的峰值电流型蜂鸣器驱动电路，其特征在于：所述的控制单元(300)还设有修调模块(110)，该修调模块(110)连接所述振荡器(104)的控制端，用于调节所述振荡器(104)所输出时钟信号的周期。
10.一种峰值电流型蜂鸣器驱动电路，其特征在于：包括开关管(106)和控制单元(300)，所述开关管(106)在导通时接通电磁式蜂鸣器(109)与系统输入电压(VIN)，在关断时断开所述电磁式蜂鸣器(109)与系统输入电压(VIN)，所述控制单元(300)用于输出PWM信号，使得：所述开关管(106)在所述PWM信号为高电平时导通，在所述PWM信号为低电平时关断；
其特征在于：
所述的控制单元(300)设有采样电路(107)，该采样电路(107)含有与所述开关管(106)串联的采样电阻，所述控制单元(300)依据所述系统输入电压(VIN)和所述采样电阻上的电信号，动态输出满足以下条件的PWM信号：
条件一、所述PWM信号的周期T为预设的固定值；
条件二、所述PWM信号的实时占空比D(t)按以下公式三变化：
Figure FDA0003230374050000041
Figure FDA0003230374050000042
式中，L为所述电磁式蜂鸣器(109)的电感量，Vrefmin为取值在0.05V至Vinmin之间的预设值，Vin(t)为所述系统输入电压(VIN)的实时电压值，Vinmin为所述系统输入电压(VIN)的最小值，Vinmax为所述系统输入电压(VIN)的最大值，T为所述PWM信号的周期，R107为所述采样电阻的阻值。
11.根据权利要求10所述的峰值电流型蜂鸣器驱动电路，其特征在于：所述的控制单元(300)还设有前馈电压产生模块(200)、比较器模块(102)、逻辑驱动模块(103)、振荡器(104)、电源模块(105)和续流模块(108)；
所述电磁式蜂鸣器(109)的正极接入所述系统输入电压(VIN)，负极连接所述开关管(106)的漏极，所述开关管(106)的源极通过所述采样电阻连接参考地端(GND)；
所述电源模块(105)将所述系统输入电压(VIN)转换为用于为所述控制单元(300)供电的偏置电压VDD；
所述前馈电压产生模块(200)输出满足以下公式四的实时前馈电压Vref(t)：
Vref(t)＝KCVin(t)+Vrefmin [公式四]；
所述采样电路(107)输出所述采样电阻的实时电压VCS(t)；
所述实时前馈电压Vref(t)输入所述比较器模块(102)的反相输入端，所述实时电压VCS(t)输入所述比较器模块(102)的同相输入端，所述比较器模块(102)输出的逻辑电平输入所述逻辑驱动模块(103)的R输入端；使得：当VCS(t)＜Vref(t)时，所述比较器模块(102)向R输入端输出低电平，当VCS(t)＞Vref(t)时，所述比较器模块(102)向R输入端输出高电平；
所述振荡器(104)向所述逻辑驱动模块(103)的S输入端输出周期为所述周期T的时钟信号；
所述逻辑驱动模块(103)用于向所述开关管(106)的栅极输出所述PWM信号，该PWM信号能够驱动所述开关管(106)，且所述逻辑驱动模块(103)输出所述PWM信号的逻辑满足：其一，按照输入所述S输入端的时钟信号，也即按照所述周期T，所述PWM信号由低电平翻转为高电平；其二，当输入所述R输入端的逻辑电平由低电平翻转为高电平时，所述PWM信号由高电平翻转为低电平；
所述续流模块(108)为所述电磁式蜂鸣器(109)提供用于在所述开关管(106)关断时释放能量的续流回路。
12.根据权利要求11所述的峰值电流型蜂鸣器驱动电路，其特征在于：所述前馈电压产生模块(200)由前馈补偿模块(100)和受控电压源模块(101)组成；所述前馈补偿模块(100)输出跟随所述系统输入电压(VIN)同相变化的前馈变量信号，所述受控电压源模块(101)将该前馈变量信号转换为所述实时前馈电压Vref(t)输出。
13.根据权利要求12所述的峰值电流型蜂鸣器驱动电路，其特征在于：所述前馈补偿模块(100)和受控电压源模块(101)均为压控电压源。
14.根据权利要求13所述的峰值电流型蜂鸣器驱动电路，其特征在于：所述压控电压源的电路结构为：三极管Q1的发射极接入所述偏置电压VDD，所述三极管Q1的基极、所述三极管Q1的集电极、三极管Q2的基极相连接，所述三极管Q1的集电极连接电阻R2的一端，所述电阻R2的另一端和所述三极管Q2的集电极均连接所述参考地端(GND)，所述三极管Q2的发射极连接电阻R1的一端，所述电阻R1的另一端作为所述压控电压源的输入端；运算放大器U1的同相输入端通过电阻R3连接所述三极管Q2的发射极，所述运算放大器U1的反相输入端分为两路，一路通过电阻R4接入所述系统输入电压(VIN)，另一路通过电阻R5连接所述运算放大器U1的输出端，所述运算放大器U1的输出端作为所述压控电压源的输出端；
所述前馈补偿模块(100)的输入端接入所述系统输入电压(VIN)，所述前馈补偿模块(100)的输出端连接所述受控电压源模块(101)的输入端，所述受控电压源模块(101)的输出端作为所述前馈电压产生模块(200)的输出端；
并且，所述偏置电压VDD为所述系统输入电压(VIN)的最小值Vinmin。
15.根据权利要求12所述的峰值电流型蜂鸣器驱动电路，其特征在于：所述前馈补偿模块(100)为压控电流源，所述受控电压源模块(101)为流控电压源。
16.根据权利要求15所述的峰值电流型蜂鸣器驱动电路，其特征在于：所述压控电流源的电路结构为：三极管Q3的发射极接入所述偏置电压VDD，所述三极管Q3的基极、所述三极管Q3的集电极、三极管Q4的基极相连接，所述三极管Q3的集电极连接电阻R5的一端，所述电阻R5的另一端和所述三极管Q4的集电极均连接所述参考地端(GND)，所述三极管Q4的发射极连接镜像电流源(130)的输入端，所述镜像电流源(130)的供电端接入所述系统输入电压(VIN)，所述镜像电流源(130)的输出端作为所述压控电流源的输出端；
所述流控电压源的电路结构为：基准电流源(IREF)的供电端接入所述偏置电压VDD，所述基准电流源(IREF)的输出端、所述压控电流源的输出端、电阻R6的一端相连接，所述电阻R6的另一端连接所述参考地端(GND)，所述压控电流源的输出端作为所述前馈电压产生模块(200)的输出端；
并且，所述偏置电压VDD为所述系统输入电压(VIN)的最小值Vinmin。
17.根据权利要求11至16任意一项所述的峰值电流型蜂鸣器驱动电路，其特征在于：所述的控制单元(300)还设有延时模块(111)，所述采样电路(107)的输出端通过所述延时模块(111)连接所述比较器模块(102)的同相输入端。
18.根据权利要求11至16任意一项所述的峰值电流型蜂鸣器驱动电路，其特征在于：所述的控制单元(300)还设有修调模块(110)，该修调模块(110)连接所述振荡器(104)的控制端，用于调节所述振荡器(104)所输出时钟信号的周期。
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